Tổng quan về hệ thống thông tin

Chia sẻ: Bantoisg Bantoisg | Ngày: | Loại File: DOC | Số trang:22

0
511
lượt xem
214
download

Tổng quan về hệ thống thông tin

Mô tả tài liệu
  Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Máy phát xử lý tín hiệu đầu vào và tạo ra tín hiệu có những đặc tính thích hợp với kênh truyền dẫn. Quá trình xử lý tín hiệu để truyền dẫn chủ yếu là điều chế và mã hoá (modulation and coding). Kênh truyền là môi trường giữa điểm phát và điểm thu. Kênh truyền có thể là là cáp song hành, cáp đồng trục, cáp quan, hay môi trường vô tuyến. Mọi kênh truyền đều gây ra độ suy hao hay là độ tổn thất truyền dẫn. Vì thế cường độ tín hiệu bị suy giảm dần theo khoảng...

Chủ đề:
Lưu

Nội dung Text: Tổng quan về hệ thống thông tin

  1. Chương 1: Tổng quan về hệ thống thơng tin CHÖÔNG 1.TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN 1.1. TỔNG QUAN Hình 1.1 mô tả các phần tử cơ bản của hệ thống thông tin. Có ba phần căn bản của bất cứ hệ thống nào phải có là máy phát, máy thu và kênh truyền. Mỗi phần có một vai trò nhất định trong việc truyền dẫn tín hiệu. Input Transmitted Received Output signal signal signal signal Transmission Source Transmitter Receiver Destination channel Noise, inteference, and distortion Hình 1.1: Caù phaà töû a heä ng thoâg tin c n cuû thoá n Máy phát xử lý tín hiệu đầu vào và tạo ra tín hiệu có những đặc tính thích hợp với kênh truyền dẫn. Quá trình xử lý tín hiệu để truyền dẫn chủ yếu là điều chế và mã hoá (modulation and coding). Kênh truyền là môi trường giữa điểm phát và điểm thu. Kênh truyền có thể là là cáp song hành, cáp đồng trục, cáp quan, hay môi trường vô tuyến. Mọi kênh truyền đều gây ra độ suy hao hay là độ tổn thất truyền dẫn. Vì thế cường độ tín hiệu bị suy giảm dần theo khoảng các truyền. Máy thu lấy tín hiệu đầu ra từ kênh truyền để xử lý và tái tạo ngược lại tín hiệu ở đầu phát. Các hoạt động của máy thu bao gồm khuếch đại để bù vào tổn hao truyền dẫn, và giải điều chế và giải mã tín hiệu đã được điều chế và mã hoá ở máy phát. Bộ lọc cũng là một phần quan trọng trong máy thu dùng để chọn lọc tín hiệu mong muốn từ kênh truyền. Có rất nhiều ảnh hưởng không mong muốn xuất hiện trong quá trình truyền dẫn tín hiệu. Suy hao là một ảnh hưởng không mong muốn do nó gây ra suy giảm cường độ tín hiệu tại máy thu. Các hiệu ứng khác như méo (distortion) nhiễu (noise) tạp âm (interference) làm cho dạng tín hiệu bị thay đổi do đó có ảnh hưởng nghiêm trọng hơn. Méo là là hiện tượng ảnh hưởng đến dạng sóng tín hiệu gây ra bởi đáp ứng không lý tưởng của hệ thống như mong muốn. Không giống như nhiễu và can nhiễu, khi không có tín hiệu thì không có méo. Nếu kênh truyền là tuyến tính nhưng đáp ứng có méo thì méo này có thể được sửa, hoặc có thể giảm thiểu bằng bộ lọc đặc biệt gọi là bộ cân bằng. Can nhiễu là những tín hiệu tác động từ những nguồn tín hiệu khác vào tín hiệu cần truyền như các máy phát khác, đường dây điện. Can nhiễu thường xuất hiện trong các hệ thống vô tuyến do những anten thường thu nhiều loại tín hiệu đồng thời. Các bộ lọc thường được sử dụng để loại bỏ can nhiễu có tần số ngoài dải tần của tín hiệu truyền dẫn mong muốn.
  2. Chương 1: Tổng quan về hệ thống thơng tin Nhiễu (noise) hay là các tín hiệu điện ngẫu nhiên sinh ra bởi các qúa trình vật lý trong hệ thống và cả từ bên ngoài. Khi nhiễu tác động vào tín hiệu truyền có thể làm giảm chất lượng của tín hiệu hay có thể làm hỏng đường truyền. Bộ lọc dùng để giảm nhiễu một phần nhưng nhiễu không thể loại bỏ hoàn toàn. Nhiễu là một thành phần cơ bản tạo ra những giới hạn trong hệ thống truyền thông. 1.2. CÁC THÀNH PHẦN CỦA MỘT HỆ THỐNG VI BA SỐ Sơ đồ khối chung của một của một kênh truyền dẫn vi ba số được cho ở hình 1.2. Vai trò của các khối chức năng trong sơ đồ hình 1.2 như sau: Source Tx Modulator and Power Baseband Upmixer amplifier Channel Output Tx Modulator and Power Baseband Upmixer amplifier Hình 1.2 : Sô ñoà i cuû heä ng vi ba soá khoá a thoá 1.2.1. MÁY PHÁT • Khối xử lý băng tần gốc: o Phối hợp trở kháng với đường số o Biến đổi mã đường truyền o Khôi phục xung đồng hồ o Ghép các kênh nghiệp vụ và giám sát o Mã hoá kênh chống lỗi o Ngẫu nhiên hoá tín hiệu • Khối điều chế và biến đổi tần o Điều chế số để chuyển đổi tín hiệu số vào vùng tần số cao thuận tiện cho việc truyền dẫn. o Đối với các máy phát đổi tần với điều chế thực hiện ở trung tần, khối nâng tần cho phép chuyển tín hiệu trung tần phát vào tần số vô tuyến trước khi phát. • Khối khuếch đại công suất o Khuếch đại công suất phát đến mức cần thiết trước khi phát. 1.2.2. MÁY THU • Khối khuếch đại nhiễu thấp o Khuếch đại tín hiệu thu có cường độ nhỏ và bộ khuyếch đại này phải có hệ số nhiễu để làm giảm hệ số nhiễu trong toàn hệ thống.
  3. Chương 1: Tổng quan về hệ thống thơng tin • Khối biến đổi hạ tần và giải điều chế số o Giải điều chế số tín hiệu thu để khôi phục tín hiệu số. o Đối với máy thu đổi tần, trước khi giải điều chế tín hiệu thu được biến đổi vào trung tần máy thu nhờ bộ biến đổi hạ tần. Trong quá trình biến đổi hạ tần do suất hiện tần số ảnh nên khối biến đổi hạ tần thường phải triệt tần số ảnh. o Cũng đối với máy thu đổi tần, sau khi hạ tần là bộ khuếch đại trung tần. Nhiệm vụ của bộ khuếch đại trung tần là khuếch đại, lọc nhiễu kênh lân cận và cân bằng thích ứng ở vùng tần số cũng như cân bằng trễ nhóm ở các phần tử của kênh truyền dẫn. • Khối xử lý băng tần gốc thu o Tách các kênh nghiệp vụ và giám sát o Giải mã ngẫu nhiên o Sửa lỗi kênh o Giải mã đường truyền o Phối hợp đường truyền số ố¯ L 
  4. C h ươn g   : Tổn g   u an   h ệ  ốn g   ôn g   n 2    q về  th th ti CHÖÔNG 2.CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SỐ 2.1. GIỚI THIỆU CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SỐ Điều chế là quá trình mà trong đó một đặc tính nào đó của sóng mang được thay đổi théo tín hiệu điều chế. Thường sóng mang là hàm sin biểu thị theo công thức 2.1. Các thông số của sóng mang có thể thay đổi là biên độ , tần số, và pha. S(t)=Acos(ω ct+θ) (2.1) Trong đó: ω c =2πfc là tần số góc của sóng mang, fc là tần số sóng mang, còn θ là pha. Nếu sử dụng tín hiệu thông tin để thay đổi biên độ A, tần số sóng mạng fc và pha θ(t) ta được các kiểu điều chế biên độ , điều chế tần số và điều chế pha tương ứng. Nếu tín hiệu thông tin là tín hiệu liên tục thì ta được các kiểu điều chế tương tự, nếu tín hiệu thông tin là tín hiệu số ta có các kiểu điều chế số tương ứng. Ở dạng điều chế số, tín hiệu thông tin thường ở dạng 2 mức hoặc nhiều mức. Trong trường hợp điều chế số tín hiệu thông tin làm thay đổi biên độ, tần số , hay pha của sóng mang các các tên gọi tương ứng là điều chế khoá chuyển biên (ASK), điều chế khoá chuyển tần (FSK), và điều chế khoá chuyển pha (PSK). Hình 1 mô ta dạng sóng các kiểu điều chế số.   0  1  1  0  1  0  a)  b)  c)  Hình 2.1: Caù daï g soùg ñieà cheáa)ASK; b)PSK; c)FSK c n n u . Như ở hình 2.1 ta thấy các dạng sóng PSK và FSK có đường bao biên độ không đổi. Đặc điểm này cho phép chúng không bị ảnh hưởng của tính phi tuyến thường gặp ở đường truyền vi ba số và vệ tinh. Vì vậy FSK và PSK hay được sử dụng hơn ASK. Tuy nhiên để có thể tăng dụng lượng đường truyền dấn số khi băng thông của kênh truyền có hạn, người ta sử dụng điều chế PSK và ASK kết hợp, phương pháp
  5. Chương 2 : Tổng quan về hệ t hống t hông ti n điều chế này được gọi là điều chế biên độ vuông góc (QAM Quandrature Amplitude Modulation). Trong trường hợp điều chế M trạng thái tổng quát , bộ điều chế tạo ra một tập hợp M=2m tuỳ theo tổ hợp m bit của luồng số liệu vào. Điều chế 2 trạng thái là trường hợp đặc biệt với M=2. Trong thông tin số, thuật ngữ tách sóng và giải điều chế thường được sử dụng hoán đổi cho nhau, mặc dù thuật ngữ giải điều chế nhấn mạng việc tách tín hiệu điều chế ra khỏi sóng mang còn tách sóng bao hàm cả quá trình quyết định chọn ký hiệu thu. Giải điều chế ở máy thu có thể thực hiện theo 2 dạng: giải điều chế kết hợp hoặc không kết hợp. Ở dạng giải điều chế kết hợp, máy thu phải biết chính xác pha của sóng mang, hay máy thu phải khoá được pha của tín hiệu phát. Tách sóng kết hợp được thực hiện bằng cách thực hiện tương quan chéo tín hiệu thu được với sóng mang. Ở phương pháp giải điều chế không kết hợp máy thu không cần biết pha của sóng mang, vì vậy độ phức tạp của máy thu được giảm bớt nhưng khả năng chống lỗi lại thấp hơn so với giải điều chế kết hợp. Có rất nhiều phương pháp điều chế và giải điều chế khác nhau có thể được dụng trong hệ thống thông tin. Mỗi phương pháp cocs các ưu nhược điểm riêng của mình. Việc lựa chọn phụ thuộc vào tỷ lệ lỗi, công suất phát và độ rộng kênh truyền. 2.2. ĐIỀU CHẾ PSK 2 TRẠNG THÁI (2-PSK, BPSK) 2.2.1. XÁC SUẤT LỖI Ở hệ thống BPSK tương quan, các ký hiệu 0 và 1 có tín hiệu điều chế là s1(t), s2(t). Nếu sóng mang điều hoà có biên độ Ac do đó năng lượng của một bit là 1 2 Eb = Ac Tb , theo phương pháp điều chế BPSK 2 tín hiệu lệch pha nhau 180 0 nên ta 2 có thể biểu diễn: 2 Eb si ( t ) = cos[ 2πf c t + θ ( t ) + θ c ],θ ( t ) = ( i − 1)π , 0 ≤ t ≤ Tb , i = 1,2 (2.10) Tb hay: 2 Eb s1 ( t ) = cos[ 2πf c t + θ c ], 0 ≤ t ≤ Tb (2.11) Tb 2 Eb s2 ( t ) = − cos[ 2πf c t + θ c ], 0 ≤ t ≤ Tb (2.12) Tb Từ các phương trình (2.11), (2.12) ta thấy rằng chỉ có một hàm cơ sở là: 2 φ1 ( t ) = cos( 2πf ct + θ c ) , 0 ≤ t ≤ Tb (2.13) Tb Khi đó ta có thể biểu diễn s1(t), s2(t) theo φ1 ( t ) như sau: s1 ( t ) = E b φ1 , 0 ≤ t ≤ Tb s 2 ( t ) = − E b φ1 , 0 ≤ t ≤ Tb
  6. Ch ương   : Tổng   2    quan   h ệ  về  thống  thông  tin   Vuøg Z1 n Vuøg Z2 n − E E s1 s2 Hình 2.3: Khoâg gian tín hieä BPSK n u Vậy điều chế BPSK được đặc trưng bởi không gian tín hiệu một(N=1) chiều với 2 điểm bản tin(M=2) như ở hình 2.3 và toạ độ được tính: Tb s11 = ∫ s1 ( t )φ1 ( t ) dt = E b 0 Tb s 21 = ∫ s 2 ( t )φ1 ( t ) dt = − E b 0 Để quyết định tín hiệu thu được là 0 hay 1 ta chia không gian tín hiệu thành 2 vùng: • Vùng Z1: các điểm gần bản tin + Eb nhất (ứng với 0). • Vùng Z2: các điểm gần bản tin − Eb nhất (ứng với 1). Quy tắc quyết định là dự đoán tính hiệu là s1(t) jau “0” được phát nếu tín hiệu thu rơi vào vùng Z1 và là s2(t) hay “1” nếu rơi vào Z2. Tuy nhiên có thể xảy ra hai quyết định sai. Tín hiệu s2(t) được phát, tuy nhiên do tác dụng của nhiễu, tín hiệu thu rơi vào vùng Z1 và ngược lại.   T/h vaøo Ñôn cöï / c T/h BPSK löôõg cöï n c Soùg mang n φ(t ) 1 T/h BPSK Tb T/h ra So saùh n ∫ dt   0 Soùg mang n φ(t ) 1 Hình 2.4: Sô ñoà i maù phaùvaø y thu BPSK khoá y t maù Để tính toán xác suất gây ra lỗi nếu phát điểm 1, giá trị quan sát nếu phát điểm “1” là: Tb y1 = ∫ y( t )φ ( t ) dt 0 1
  7. Chương 2 : Tổng quan về hệ t hống t hông ti n với y(t) là tín hiệu thu được. Ta có thể rút ra hàm phân bố xác suất khi ký hiệu 1 hay tín hiệu s2(t) được phát: f Y 1 ( y1 1) = 1 πN 0  1 exp − N y1 Eb ( ) 2     Xác suất lỗi mà khi phát ký hiệu 1 mà máy thu quyết định là 0 bằng: ∫ exp− N ( y ) ∞ ∞  2 Pe ( 0 1) = ∫ f Y 1 ( y1 1)dy1 = 1 1 1 + Eb dy1 0 πN 0 0   Từ đó ta tính được:  Eb   2 Eb  Pe ( 0 1) = 1 erfc  = Q  2  N   N   0   0  Do tính đối xứng nên Pe ( 0 1) = Pe (1 0 ) do đó xác suất lỗi trung bình đối với điều chế BPSK là:  2 Eb  Pe = Q  (2.14)  N   0  Ta có sơ đồ bộ điều chế và giải điều chế BPSK tương quan như hình 2.4 2.3. ĐIỀU CHẾ PSK VI SAI (DPSK)   Input data Logic {dk} BPSK DPSK {mk} Circuit Modulator signal {dk-1} cos(2πfc) Delay Tb DPSK output signal Bandpass Logic Intergrate Threshold filter Circuit and Dump device Delay Tb Hình 2.6 Sô ñoà i cuû maù phaùvaø y thu DPSK khoá a y t maù Điều chế DPSK là dạng điều chế mà phương pháp giải điều chế không cần phải là dạng kết hợp với mục đích để giảm độ phức tạp của máy thu. Máy thu không kết hợp rẻ hơn và dễ chế tạo hơn do đó được sử dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin vô tuyến. Trong hệ thống DPSK, chuỗi tín hiệu nhị phân đầu vào trước hết được mã hoá vi sai sau đó đó được điều chế BPSK. Chuỗi tín hiệu mã hoá
  8. Chương 2 : Tổng quan về hệ t hống t hông ti n vi sai {dk} được tạo ra từ chuỗi nhị phân đầu vào {mk} bằng cách cọng mk và dk-1. Mục đích là để ký hiệu dk không đổi so với ký hiệu trước nếu ký hiệu đầu vào mk là 1, và dk sẽ đổi nếu mk là 0. Bảng 1 minh hoạ cách tạo tín hiệu DPSK từ chuỗi m k theo công thức d k = mk ⊕ d k −1 {mk} 1 0 0 1 0 1 1 0 {dk} 1 1 0 1 1 0 0 0 {dk-1} 1 1 0 1 1 0 0 0 1 Bảng 2.1 Minh hoạ quá trình mã hoá vi sai Hình 2.6(a) là sơ đồ khối của máy phát DPSK. Trong hình này có phần tử trễ với thời gian là 1 bit Tb và mạch logic để tạo chuỗi mã hoá vi sai từ tín hiệu nhị phân đầu vào. Tín hiệu đầu ra được đưa vào bộ điều chế BPSK để thu được tín hiệu DPSK. Ở máy thu, chuỗi tín hiệu gốc được khôi phục từ tín hiệu DPSK bởi các mạch bổ sung như ở hình 2.6(b). 2.4. ĐIỀU CHẾ PHA VUÔNG GÓC (QPSK) 2.4.1. XÁC SUẤT LỖI Cũng như ở BPSK điều chế pha kiểu này được đặc trưng bởi viêc thông tin của luồng số được truyền đi bằng pha của sóng mang. Ta có thể viết công thức cho sóng mang được điều chế 4-PSK như sau:  2E s i (t ) =  T cos[ 2πf c + θ (t ) + θ ],  0≤t ≤T  0,  t < 0; t < T Trong đó: I = 1,2,3,4 tương ứng với phát đi các ký hiệu hai bit: 00, 10, 11 và 10 E là năng lượng tín hiệu phát trên moat ký hiệu T = 2Tb là thời gian của môt ký hiệu fc là tần số sóng mang θ (t ) là góc pha được điều chế θ là góc pha ban đầu Mỗi giá trị của pha tương ứng với hai bit duy nhất của tín hiệu được gọi là cặp bit, chẳng hạn ta có thể lập các giá trị pha để biểu diễn tập các cặp bit được mã hoá Grey như sau: 10, 00, 01 và 11. Góc pha ban đầu θ là một hằng số nhận giá trị bất kỳ trong khoảng 0 đến 2 π , vì góc pha này không ảnh hưởng đến quá trình phân tích nên ta sẽ đặt bằng không. Sử dụng biến đổi lượng giác, ta có thể viết lại phương trình trên lại dạng tương đượng như sau:
  9. Chương 2 : Tổng quan về hệ t hống t hông ti n  2E  π 2E  π − sin (2i − 1)  sin( 2πf c t ) + cos (2i − 1)  cos(2πf c t ) s i (t ) =  T  4 T  4 , 0≤t ≤T  0,  t < 0, t > T Trong đó: i = 1,2,3,4 Dựa trên công thức trên ta có thể đưa ra các nhận xét sau: • Chỉ có hai hàm cơ sở trực giao chuẩn, φ1 (t ) và φ 2 (t ) trong biểu thức si(t). Dạng tương ứng của các, φ1 (t ) và φ 2 (t ) được định nghĩa như sau: 1 φ1 (t ) = sin [ 2πf c ], 0≤t ≤T T 1 φ 2 (t ) = cos[ 2πf c ], 0≤t ≤T T • Tồn tại bốn điểm bản tin bới các vectơ tương ứng được xác định như sau:   π   E sin ( 2i − 1) 4   si =    i = 1,2,3,4   E cos (2i − 1) π    4     Các phần tử của các vectơ tín hiệu: si1 và si2 có các giá trị đươc tổng kết ở bảng. Hai cột đầu của bảng cho ta các cặp bit và pha tương ứng của tín hiệu QPSK, trong E E đó bit 0 tương ứng với điện áp + , còn bit 1 tương ứng với điện áp − . 2 2 Cặp bit Pha của Toạ độ của các điểm bản vào 0 ≤ t ≤ T tín hiệu tin QPSK(radian) Si1 Si2 π /4 + E 2 + E 2 00 01 3 π /4 + E 2 - E 2 11 5 π /4 - E 2 - E 2 10 7 π /4 - E 2 + E 2 Bảng 2.2 Các vectơ ở không gian tín hiệu của QPSK Từ khảo sát ở trên ta thấy một tín hiệu QPSK được đặc trưng bởi một không gian chiều (N=2) và bốn điểu bản tin (M=4) như ở hình vẽ:
  10. Chương   : Tổng   2    quan   h ệ  về  thống  thông  tin Vuøg Z2 n Vuøg Z1 n 01 00 11 10 Vuøg Z3 n Vuøg Z4 n Hình 2.8 : Khoâg gian tín hieä ñieà cheá n u u QPSK Thí dụ: Hình 2.9 cho thấy một luồng số đưa lên điều chế QPSK. Chuỗi cơ số hai đầu vào 11000001 được cho ở hình 2.9a. Chuỗi này lại được chia thành hai chuỗi bao gồm các bit lẻ và các bit chẳn. Hai chuỗi này được biểu thị ở các dòng trên cùng của các hình 2.9b và 2.9c. Các dạng sóng thể hiện các thành phần đồng pha và lệch pha vuông góc của QPSK cũng được cho ở các hình 2.9b và 2.9c. Có thể nhận xét riêng hai dạng sóng này như các dạng tín hiệu 2-PSK. Cộng chúng ta được dạng sóng QPSK ở hình 2.9d. Ñaà vaø u o 1 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 Nhaùh leû n 1 0 0 1 Nhaùh chaú n n QPSK Hình 2.9: Quaù trình hình thaøh soùg QPSK n n Để hiểu được nguyên tắc quyết định khi tách sóng chuỗi số liệu phát, ta phân chia không gian tín hiệu thành 4 phần như sau: • Tập hợp của các điểm gần nhất điểm bản tin liên quan với vectơ tín hiệu s1. • Tập hợp của các điểm gần nhất điểm bản tin liên quan với vectơ tín hiệu s2. • Tập hợp của các điểm gần nhất điểm bản tin liên quan với vectơ tín hiệu s3. • Tập hợp của các điểm gần nhất điểm bản tin liên quan với vectơ tín hiệu s4.
  11. Ch ương   : Tổng   2    quan   h ệ  về  thống  thông  tin Để thực hiện việc phân chia nói trên ta kẻ hai đường vuông góc chia đều hình vuông nối các điểm bản tin sau đó đánh dấu các vùng tương ứng. Ta được vùng quyết định là các góc phần tư có đỉnh trùng với gốc toạ độ. Ở hình 2.10 các vùng này được đánh số là Z1, Z2, Z3, và Z4. Ta có thể biểu diễn tín hiệu thu được như sau: y (t ) = si (t ) + x(t ) 0≤t ≤T Trong đó: i =1,2,3,4 x(t) là hàm mẫu của quá trình ngẫu nhiên nhiễu Gauss có giá trị trung bình 0 và mật độ phổ công suất N0/2. Vectơ quan trắc y của một máy thu QPSK nhất quán có hai thành phần y1 và y2 được xác định như sau: T y1 = ∫ y (t )φ1 (t )dt 0  π = E sin (2i − 1)  + x1  4 T y2 = ∫ y (t )φ2 (t )dt 0  π = E cos (2i − 1)  + x2  4 Trong đó i=1,2,3,4 Vậy y1 và y2 là các giá trị mẫu của các biến ngẫy nhiên Gauss độc lập có các giá  π  π trị trung bình bằng E cos (2i − 1)  và E cos (2i − 1)  tương ứng và có phương  4  4 sai bằng nhau và bằng N0/2. Bây giờ quy tắc quyết định chung chỉ đơn giản là đoán si(t) được phát nếu điểm tín hiệu thu liên quan đến vectơ y quan trắc rơi vào vùng Zi. Sẽ xảy ra một quyết định sai khi chẳng hạn tín hiệu s1(t) được phát nhưng tạp âm x(t) lớn đến mức mà điểm tín hiệu thu rơi ra ngoài vùng Z1. Ta nhận thấy rằng nhờ tính đối xứng của các vùng quyết định, xác xuất diễn giải điểm tín hiệu thu đúng không phụ thuộc vào tín hiệu nào được phát. Giả sử ta biết rằng tín hiệu s1(t) được phát. Máy thu sẽ đưa ra một quyết định đúng nếu điểm tín hiệu thu được trình bày bởi vectơ quan trắc y nằm trong vùng Z 1 của biểu đồ không gian tín hiệu ở hình 2.8. Vậy đối với một quyết định đúng khi tín hiệu s 1(t) được phát, các thành phần của vectơ quan trắc y: y1 và y2 phải cùng dương (hình 2.10).
  12. Chương 2 : Tổng quan về hệ t hống t hông t i n y2 Vuøg quyeá n t ñò ñuùg nh n 0 y1 Vuøg quyeá n t ñò sai nh Hình 2.10: Vuøg quyeáñò ñuùg vaø n t nh n sai Điều này có nghĩa rằng xác suất của một quyết định đúng bằng xác suất có điều kiện của sự kiện liên hợp y1>1 và y2>0, khi s1(t) được phát. Vì các biến ngẫu nhiên y1 và y2 độc lập với nhau, nên xác suất quyết định đúng Pc cũng bằng tích các xác suất có điều kiện của các sự kiện y1>0 và y2>0, khi s1(t) được phát. Ngoài ra cả hai y1 và y2 đều là các biến ngẫu nhiên có giá trị trung bình bằng E 2 và phương sai bằng N0/2 nên ta có thể viết như sau: ∞ 1  ( y1 − E 2 ) 2  ∞ 1  ( y2 − E 2 ) 2  Pc = ∫ exp −  dy1 . ∫ exp −  dy 2 0 πN 0   N0   0 πN 0   N0   Trong đó tích phân thứ nhất vế phải là xác suất có điểu kiện của sự kiên y 1>0 và tích phân thứ hai là xác xuất có điều kiện của y2>0, khi s1(t) được phát. Đặt: y− E 2 z= N0 Khi thay các biến y1 và y2 bằng x ta có thể viết lại: 2 1 ∞  Pc =  ∫ exp(− z )dz  2 π  E 2 N0   Từ định nghĩa của hàm bù lỗi ta được : 1 ∞  1  E   π ∫ exp(− z 2 )dz  = 1 − erfc  2  2N    E 2 N0   0  Vậy ta có: 2  1  E  Pc = 1 − erfc  2N    2   0    E  1  E  = 1 − erfc  2N  4  + erfc 2   2N    0   0  Vây xác suất trung bình đối với lỗi ký hiệu cho trường hợp QPSK kết hợp được xác định như sau:
  13. Ch ương   : Tổng   2    quan   h ệ  về  thống  thông  tin Pe = 1 − Pc  E  1   = erfc  − erfc 2  E   2N  4  2N   0   0  Ở vùng (E/2N0) >> 1 ta có thể bỏ qua thành phần thứ hai ở vế phải của biểu thức trên. Vậy ta có công thức tính xác suất trung bình của lỗi ký hiệu đối với QPSK kết hợp:  E    Pe = erfc  = 2Q E   2N   N   0   0  Ở hệ thống QPSK ta thấy rằng có hai bit trên một ký hiệu. Điều này có nghĩa rằng năng lượng được phát trên một ký hiệu gấp hai lần năng lượng trên một bit, nghĩa là: E = 2Eb Vậy có thể biểu diễn xácc suất trung bình của lỗi ký hiệu theo tỷ số Eb/N0:  Eb   2 Eb  Pe = erfc     N  = 2Q N   0   0  2.4.2. PHỔ VÀ BĂNG THÔNG CỦA TÍN HIỆU QPSK   0 -10 alized PSD -20 -30 -40 Norm -50 -60 fc- 3Rbfc- 2Rb fc- Rb fc fc- Rb fc- 2Rbfc- 3Rb Hình 2.11: Maäñoä t phoå ng suaácuû tín hieä QPSK coâ t a u Mật độ phổ công suất của tín hiệu QPSK có thể tìm theo các giống như đối với tín hiệu BPSK với chu kỳ 1 bit Tb thay bằng chu kỳ một ký hiệu Ts. Mật độ phổ công suất của tín hiệu QPSK được tính theo công thức. E  sin π ( f − f )T  2  sin π ( f + f )T  2  PQPSK (t ) = s π ( f − f )T  +  π ( f + f )T   c s   c s  2      c s c s   sin π ( f − f )T   sin π ( f + f )T   2 2 = Eb   π ( f − f ) T  +  π ( f + f )T   c s   c s    c s   c s   
  14. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin Băng thông của tín hiệu QPSK BW=Rb/2 giảm ½ so với băng thông tín hiệu BPSK. 2.4.3. MÁY THU PHÁT QPSK Bây giờ ta đi xét quá trình điều chế và giải điều chế QPSK. Hình 2.12 cho thấy sơ đồ khối của một bộ điều chế QPSK điển hình. Luồng cơ số hai đầu vào b(t) qua bộ phân luồng chia thành hai luồng độc lập chứa các bit chẳn và các bit lẻ (hai luồng I và Q). Bộ chuyển đổi mức chuyển đổi các ký hiệu 0 và 1 thành lưỡng cực tương ứng với + E và - E . Ta thấy rằng ở mọi khoảng thời gian, 2 luồng tín hiệu này được nhân với hai tín hiệu sóng mang trực giao tương ứng là φ1 (t ) và φ 2 (t ) . Kết quả nhận được cặp sóng 2-PSK. Sau đó 2 sóng này được cọng với nhau tạo ra tín hiệu QPSK. Do tính trực giao của 2 sóng mang nên có thể tách 2 luông tín hiệu này được. Lưu ý rằng độ rộng bit T của tín hiệu QPSK gấp hai lần độ rộng của dòng tín hiệu.   Rb/2 LPF QPSK Input Output Data Serial to Local Parralel Oscilltor Σ Rb Converter 900 Rb/2 LPF Hình 2.12 Maù phaùQPSK y t LPF Decision circuit Received Signal Carrier Recovered Recovery Symbol Signal BPF Timing MUX Recovery 900 Decision LPF circuit Hình 2.13 Maù thu QPSK y
  15. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin 2.5. ĐIỀU CHẾ OQPSK (OFFSET QPSK) Chuyeå möù n c Tín hieä u Luoàg vaø n o QPSK Phaâ luoàg n n 1 φ1 (t ) = sin[ 2πf c ] T Treã b T Chuyeå möù n c 1 φ2 (t ) = cos[ 2πf c ] T Hình 2.14: Sô ñoà ñieà cheá boä u OQPSK Biên độ của tín hiệu điều chế QPSK là hằng số, tuy nhiên khi đi qua bộ lọc tạo dạng, tín hiệu QPSK không còn giữ được tính chất này. Trong các trường hợp dịch pha π radian biên độ của tín hiệu QPSK chuyển đổi qua điểm không trong một khoảng thời gian nhất định. Nếu các bộ lọc không tuyến khi tín hiệu qua điểm không (zero crossing) thì sẽ gây ra hiện tượng tròn ở miền dốc của phổ và làm rộng phổ do độ trung thực của tín hiệu bị ảnh hưởng do các mức điện áp nhỏ sẽ bị ảnh hưởng nhiều trong quá trình truyền dẫn. Để tránh hiện tượng này việc dụng các bộ lọc tuyến tính cho tín hiệu QPSK là không hiệu quả. Một dạng khác của điều chế QPSK gọi là điều chế OQPSK. Dạng này ít bị ảnh hưởng của các bộ lọc không tuyến tính. Sơ đồ khối của bộ điều chế OQPSK như hình 2.14. Ta thấy phương pháp điều chế OQPSK chỉ khác phương pháp QPSK ở nhánh Q được làm trễ đi thời gian T b là độ rộng của một bit. Do hai dòng tín hiệu I, Q đều có độ rộng bit là 2T b nên khi làm trễ ở nhánh Q đi một thời gian Tb thì 2 bit đưa vào bộ điều chế sẽ không có trường hợp chuyển từ 00 sang 11 và ngược lại. Dòng tín hiệu điều chế OQPSK nhờ vây cũng không chuyển qua điểm không (xem biểu đồ không gian tín hiệu của điều chế QPSK). Nhờ vậy tín hiệu OQPSK cố định biên độ hơn tín hiệu QPSK và ít bị ảnh hưởng sái dạng AM sang AM hoặc AM sang PM sinh ra bởi mạch khuếch đại công suất. Xác suất lỗi của phương pháp điều chế OQPSK cũng được tính như ở phương pháp QPSK, là:  Eb   2 Eb  Pe = erfc  = 2Q   N   N   0   0 
  16. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin CHÖÔNG 3. CHÖ BĂNG THÔNG CỦA HỆ THỐNG 3.1. BĂNG THÔNG VÀ PHỔ CỦA TÍN HIỆU SỐ Mật độ phổ công suất của tín hiệu ngẫu nhiên w(t) được định nghĩa: W (f)2   T  Pw (t ) = lim   T − >∞  T    Ở đây dấu gạch ngang trên đầu là ký hiệu trung bình của hàm. Và WT(f) là biến đổi Fourier của wT(t), với w(t ) − T / 2 < t < T / 2 wT (t ) =  0 elsewhere Mật độ phổ công suất của tín hiệu điều chế (tín hiệu băng thông) có quan hệ với mật độ phổ công suất của của tín hiệu đường bao phức. Nếu tín hiệu băng thông được biểu diễn dưới dạng s (t ) = Re{ g (t ) exp( j 2πf c t )} ở đây g(t) là tín hiệu đường bao phức của tín hiệu băng thông, thì mật độ phổ công suất của tín hiệu băng thông được tính bởi Ps ( f ) = 1 4 [ Pg ( f − f c ) + Pg ( f + f c ) ] ở đây Pg(f) là mật độ phổ công suất của g(t). Băng thông của tín hiệu có nhiều cách định nghĩa khác nhau tuỳ theo từng trường hợp, và không có một định nghĩa thống nhất chung cho mọi trường hợp. Tất cả các trường hợp đều dựa trên định nghĩa mật độ phổ công suất của tín hiệu. Băng thông tuyệt đối của tín hiệu được định nghĩa là khoảng tần số trên đó mật độ phổ công suất không băng không. Tín hiệu xung vuông băng tần gốc có mật độ phổ công suất là hàm (sinf)2/f2, hàm này trải rộng ra vô cùng do đó băng thông của tín hiệu xung vuông là vô cùng. Một định nghĩa băng thông đơn giản hơn và được sử dụng nhiều hơn là đo băng thông dựa vào khoảng cách giữa 2 điểm 0 đầu tiên (null-to-null bandwidth). Băng thông thông lúc này bằng độ rộng phổ của búp chính của tín hiệu. Định nghĩa băng thông thường được sử dụng nhất là băng thông nửa công suất (half-power bandwidth). Băng thông nửa công suất được định nghĩa là khoảng cách giữa 2 điểm mà mật độ phổ công suất giảm ½ hay 3dB so với giá trị đỉnh. Băng thông nửa công suất còn được gọi là băng thông 3dB. FCC (federal Communication Commission) định nghĩa băng thông chiếm giữ bởi tín hiệu là khoảng tần số chừa lại chính xác 0.5% ở vùng băng tần dưới và
  17. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin 0.5% ở vùng băng tần trên của công suất tín hiệu. Hay nói cách khác 99% năng lượng tín hiệu nằm trong vùng băng thông. Một cách định nghĩa khác dựa vào mức được đưa ra bên dưới mức đỉnh. Ví dụ băng thông suy hao 45dB, hay 60dB. Mã hoá đường truyền (Line Coding) Tín hiệu số thường sử dụng các dạng mã hoá đường truyền khác nhau để có các dạng phổ khác nhau phù hợp với đường truyền. Các mã đường truyền khác thường được dùng trong thông tin vô tuyến là mã RZ(return-to-zero), NRZ(non-return-to-zero), và mã Manchester. Các loại mã này có thể là đơn cực hoặc lưỡng cực. Mã RZ trở về 0 trong mỗi chu kỳ bit. Điều này làm phổ tín hiệu rộng ra, bù lại kiểu mã hoá này cung cấp thêm thông tin định thời. Mã NRZ không trở về 0 trong chu kỳ bit-nó giữ nguyên giá trị trong một chu kỳ bit. Mã NRZ hiệu quả hơn mã RZ về mặt phổ, tuy nhiên kém hơn về mặt định thời. Hơn nữa, do có thành phần dc lớn nên 2 loại mã này không thích hợp cho các mạch chặn dc như mạch khuyếch đại âm tần hay các chuyển mạch thoại. Mã Manchester là một dạng đặc biệt của mã NRZ, mã này rất thích hợp cho các tín hiệu phải đi qua các mạch chặn dc hay các chuyển mạch thoại do nó không có thành phần dc và cung cấp phương thức định thời đơn giản. Mã Manchester sử dụng 2 xung cho một bit, do đó dễ dàng khôi phục xung clock.   1 0 1 0 1 V 0 V 0 -V V 0 -V Hình3.1 Daï g soùg cuû maõ ñöôøg. (a) NRZ n n a hoaù n ñôn cöï (b) RZ löôõg cöï (c) Manchester RZ c n c
  18. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin   0.5Tb Rb 2Rb 3Rb Tb Rb 2Rb 3Rb Tb Rb 2Rb 3Rb Hình 3.2 Maäñoä t phoå ng suaá(a)NRZ ñôn cöï ; coâ t c (b)RZ löôõg cöï ; (c)Manchester RZ n c 3.2. KỸ THUẬT TẠO DẠNG XUNG Như ta đã biết, một dãy xung với độ rộng T đơn cực hoặc lưỡng cực có vô hạn thành phần tần số. Tuy nhiên các đường truyền dẫn thực tế có băng tần bị hạn chế, vì thế xung thu được bị mở rộng ở đáy. Phần mở rộng này chồng lấn lên các xung ở phía trước và phía sau gây ảnh hưởng cho việc phân biệt các xung. Ảnh hưởng này được gọi là nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu (ISI Interymbol Interference).
  19. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin Để giảm ảnh hưởng của ISI, kênh truyền dẫn cần phải có dải thông đủ rộng, tuy nhiên khi đó tạp âm sẽ tăng lên do nhiệt, giao thoa RF. Do đó dải thông của thiết bị cần phải được thiết kế tốt về độ rộng, độ dốc để chống các can nhiễu, tuy nhiên phải đạt một giá trị tối ưu để không tạo ra ISI do giới hạn dải làm xung dao động kéo dài và độ dốc tăng tạo ra độ trễ nhóm lớn. Có thể trình bày sự hạn chế băng tần bằng hàm truyền đạt của bộ lọc thông thấp lý tưởng như ở hình 3.3a. Nếu ta đưa một xung kim δ (t) vào bộ lọc này thì phổ của tín hiệu nhận được ở đầu ra sẽ có dạng hàm chữ nhật sau:  f  H ( f ) = ∏ 2f    0  Trong đó f0 là tần số cắt. Biến đổi fourier ngược cho biểu thức trên ta được đáp ứng đầu ra: h(t) = 2f0Sinc(2f0t) Hình 3.3b cho ta thấy dạng của đáp ứng này. Ngoại trừ giá trị đỉnh tại trung 1 tâm, các điểm không xuất hiện ở mọi thời điểm kT0 = k , trong đó k là số 2 f0 nguyên dương khác không . Khoảng cách T0 được gọi là khoảng cách Nyquist. Nếu ta phát đi một dãy xung kim δ T(t) gôm các xung kim cách nhau một khoảng Nyquist, thì có thể tránh được nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu (nếu tiến hành pha biệt các xung này tại các thời điểm kT0 của các xung thu được (hình 3.3c).
  20. Chương 2 : Tổng quan về hệ thống thông tin  f  H ( f ) = ∏    2 f0  f0 0 f0 Xung δ (t) Daõ xung δ T(t) y 0 T h(t) h(t) h(t-T) 2f0 2f0 -3T0 -2T0-T0 0 T0 2T 3T0 -3T -2T -T 0 T 2T 3T Hình 3.3: Haø truyeà ñaï cuû boä c thoâg thaá lyù ng vaø c ñaù m n t a loï 0 n p töôû caù p öùg ñaà ra n u Nếu khoảng cách giữa các xung kim T nhỏ hơn khoảng các Nyquist T0, thì sự chồng lấn của các xung này làm ta không thể phân biệt được chúng. Nói một các khác độ rộng băng tần cần thiết để phân biệt các xung (các ký hiệu) có tốc 1 độ ký hiệu Rs= 1/T thì 2 f 0 = , nghĩa là: T 1 R f0 = = s 2T 2 Đây chính là định lý giới hạn băng thông Nyquist. Định lý Nyquist: Trong thực tế rất khó thực tế rất khó thực hiện được bộ lọc thông thấp lý tưởng như đã đề cập. Vì vậy để đạt được điều kiện cần thiết của bộ lọc trong đường truyền dẫn thực tế, ta áp dụng định lý Nyquist sau đây. Ngay cả khi xếp chồng đặc tính đối xứng kiểu hàm lẻ ứng với tần số cắt f 0 với đặc tính của bộ lọc thông thấp lý tưởng thì điểm cắt (điểm 0) với trục của đáp ứng xung kim vẫn không thay đổi. Các đặc tính của bộ lọc thoả mãn định lý thứ nhất của Nyquist thường được sử dụng có dạng như ở hình 3.4 được gọi là hàm độ dốc (Roll off) và có thể được biểu thị bằng hàm truyền đạt Roll(f) sau đau:
Đồng bộ tài khoản