Kết hợp lựa chọn Ăng-ten phát với mã không gian thời gian phân tán trong hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO

Nghiên cứu khoa học công nghệ<br /> <br /> KẾT HỢP LỰA CHỌN ĂNG-TEN PHÁT VỚI MÃ KHÔNG GIAN<br /> THỜI GIAN PHÂN TÁN TRONG HỆ THỐNG VÔ TUYẾN<br /> CHUYỂN TIẾP MIMO<br /> Trần Thế Nghiệp1*, Phạm Văn Biển2, Phạm Tuấn Giáo1, Đỗ Quang Hiệp3<br /> Tóm tắt: Bài báo đề xuất một giải pháp truyền dẫn mới cho hệ thống vô tuyến<br /> chuyển tiếp đa đầu vào đa đầu ra (multiple input multiple output: MIMO), trong đó<br /> kỹ thuật chọn lọc ăng-ten phát (Transmit Antenna Selection: TAS) được kết hợp<br /> cùng kỹ thuật mã không gian thời gian phân tán (Distributed Space-Time Code:<br /> DSTC) nhằm nhận được tăng ích phân tập không gian cho hệ thống vô tuyến<br /> chuyển tiếp MIMO trong khi giảm được số chuỗi cao tần phát (Radio Frequency:<br /> RF) tại các nút chuyển tiếp. Mỗi nút chuyển tiếp sẽ lựa chọn một ăng-ten phát có<br /> tăng ích kênh truyền từ nó đến nút đích tốt nhất để tham gia chuyển tiếp tín hiệu từ<br /> nút nguồn đến nút đích theo cấu trúc mã DSTC. Mô phỏng Monte-Carlo được thực<br /> hiện với sơ đồ đề xuất TAS/DSTC và sơ đồ sử dụng mã khối không gian thời gian<br /> trực giao mở rộng vòng kín phân tán (Distributed Close Loop-Extended<br /> Orthogonal STBC: DCL-EO STBC) có cùng cấu hình sử dụng toàn bộ ăng-ten tại<br /> nút chuyển tiếp. Các kết quả mô phỏng cho thấy sơ đồ đề xuất có phẩm chất tỉ lệ<br /> lỗi bít (Bit Error Rate: BER) tốt hơn so với sơ đồ DCL-EO STBC khi sử dụng giao<br /> thức khuếch đại và chuyển tiếp (amplify-and-forward: AF).<br /> Từ khóa: Mạng chuyển tiếp vô tuyến, Lựa chọn ăng-ten phát, Mã không gian thời gian, Mã không gian thời<br /> gian phân tán trực giao mở rộng vòng kín.<br /> <br /> 1. ĐẶT VẤN ĐỀ<br /> Mã không gian thời gian phân tán DSTC là kỹ thuật phát triển ý tưởng mã không gian<br /> thời gian (Space-Time Code: STC) trong hệ thống MIMO điểm-điểm cho mạng vô tuyến<br /> chuyển tiếp MIMO để nhận được phân tập không gian tương tự như hệ thống đa ăng-ten<br /> điểm tới điểm thông thường sử dụng mã không gian thời gian STC [1-5]. Yindi và các<br /> cộng sự [3-5] nghiên cứu mạng vô tuyến chuyển tiếp MIMO với các nút chuyển tiếp<br /> trang bị một hay nhiều ăng-ten đã chỉ ra rằng tăng ích phân tập của hệ thống sẽ tăng khi<br /> số nút tham gia chuyển tiếp hoặc số ăng-ten trang bị tại nút chuyển tiếp tăng. Tuy nhiên,<br /> khi tăng số nút chuyển tiếp hoặc tăng số ăng-ten trang bị tại các nút chuyển tiếp thì lại<br /> làm tăng độ phức tạp giải mã tại nút đích. Các tác giả trong [1, 2, 6] đã đề xuất sơ đồ cho<br /> hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO với các nút chuyển tiếp trang bị hai ăng-ten sử<br /> dụng mã không gian thời gian trực giao phân tán mở rộng vòng kín DCL-EO STBC và có<br /> sự hỗ trợ của kênh hồi tiếp từ nút đích về nút chuyển tiếp cho phép hệ thống vừa nhận<br /> được tăng ích phân tập của tất cả các ăng-ten trang bị tại nút chuyển tiếp và vừa cho phép<br /> giải mã đơn symbol tại nút đích. Nhưng tất cả các đề xuất trong [1-3] muốn cải thiện tăng<br /> ích phân tập của hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO thì đều phải sử dụng tất cả số<br /> chuỗi RF (thường gồm các khối khuếch đại công suất, trộn tần,...) được trang bị tại các<br /> nút chuyển tiếp. Việc phải sử dụng nhiều chuỗi RF làm tăng kích thước, giá thành và độ<br /> phức tạp cho các thiết bị vô tuyến. Vậy giải pháp nào để nhận được tăng ích phân tập của<br /> tất cả các ăng-ten mà vẫn giảm số chuỗi RF yêu cầu tại các nút chuyển tiếp?<br /> Trong hệ thống MIMO điểm-điểm để giảm số chuỗi RF cần được trang bị và độ phức<br /> tạp giải mã tại máy thu mà vẫn nhận được tăng ích phân tập của tất cả các ăng-ten, trong<br /> điều kiện tồn tại kênh hồi tiếp thì kỹ thuật lựa chọn ăng-ten tại máy phát, máy thu hoặc cả<br /> máy phát và máy thu là một giải pháp đơn giản nhưng hiệu quả [7-9]. Phát triển ý tưởng<br /> này và tìm đáp án cho hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO, nhóm tác giả áp dụng kỹ<br /> <br /> <br /> Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 43, 06 - 2016 43<br />  Kỹ thuật điều khiển & Điện tử<br /> <br /> thuật lựa chọn kết hợp thu (Selection Combining: SC) và lựa chọn ăng-ten phát (Transmit<br /> Antenna Selection: TAS) trong hệ thống MIMO điểm-điểm cho hệ thống vô tuyến chuyển<br /> tiếp MIMO. Tuy nhiên, để vẫn giữ được tăng ích mã hóa, bài báo đề xuất kết hợp lựa chọn<br /> ăng-ten phát TAS và mã DSTC cho hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO với sự hỗ trợ<br /> của kênh hồi tiếp từ nút đích về các nút chuyển tiếp. Sơ đồ đề xuất cho phép cải thiện<br /> phẩm chất BER của hệ thống nhờ nhận được tăng ích phân tập của tất cả các ăng-ten trang<br /> bị tại các nút chuyển tiếp trong khi giảm được số chuỗi RF yêu cầu tại các nút chuyển tiếp.<br /> Ngoài ra, sơ đồ đề xuất còn có thể cho phép sử dụng giao thức khuếch đại và chuyển tiếp<br /> (Amplify and Forward: AF) hoặc giải mã và chuyển tiếp (Decode and Forward: DF) tại<br /> nút chuyển tiếp mà vẫn giữ được độ phức tạp giải mã đơn symbol tại nút đích.<br /> Nội dung còn lại của bài báo được được trình bày như sau: Giới thiệu ngắn gọn về mã<br /> DCL-EO STBC cho hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO được trình bày trong mục 2.<br /> Mục 3 trình bày sơ đồ đề xuất kết hợp TAS và DSTC (TAS/DSTC) sử dụng giao thức AF<br /> hoặc DF. Các kết quả mô phỏng và so sánh được thể hiện trong mục 4. Cuối cùng là các<br /> kết luận trong mục 5.<br /> Các ký hiệu sử dụng trong bài báo này: Chữ thường in đậm a ký hiệu cho véc-tơ và<br /> chữ hoa in đậm A ký hiệu cho ma trận. Đối với ma trận A, các ký hiệu AT, A*, AH<br /> A<br /> và F biểu thị cho phép chuyển vị, liên hợp, phép chuyển vị liên hợp và chuẩn Frobenius<br /> của ma trận A. E[•] định nghĩa phép lấy kỳ vọng. A là chòm sao tín hiệu điều chế và M là<br /> kích thước của A.<br /> 2. MÃ DCL-EO STBC CHO HỆ THỐNG VÔ TUYẾN CHUYỂN TIẾP MIMO<br /> Phần này sẽ trình bày ngắn gọn sơ đồ sử dụng mã DCL-EO STBC cho hệ thống vô<br /> tuyến chuyển tiếp MIMO với giao thức xử lý tín hiệu tại nút chuyển tiếp là DF hoặc AF đã<br /> được đề xuất trong [1, 2]. Mô hình hệ thống bao gồm một nút nguồn và một nút đích được<br /> trang bị một ăng-ten và hai nút chuyển tiếp, mỗi nút được trang bị hai ăng-ten dùng cho cả<br /> thu và phát và không tồn tại kênh truyền trực tiếp từ nút nguồn đến nút đích do giới hạn về<br /> công suất như trình bày trong hình 1. Quá trình truyền dẫn từ nguồn đến đích thực hiện<br /> qua hai pha truyền dẫn. Pha truyền dẫn thứ nhất, nút nguồn phát chuỗi ký hiệu thông tin<br /> dưới dạng véc-tơ s đến các nút chuyển tiếp với chuẩn hóa công suất là E[sH s] = 1. Pha<br /> truyền dẫn thứ hai, các nút chuyển tiếp sử dụng giao thức DF hoặc AF chuyển tiếp tín hiệu<br /> đến nút đích dưới dạng mã DCL-EO STBC.<br /> <br /> f11 R1 g11<br /> <br /> f21 g21<br /> <br /> <br /> f12 g12<br /> f22 g22<br /> R2<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Hình 1. Sơ đồ mã DCL-EO STBC cho hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO [1, 2].<br /> Trong bài báo này, ký hiệu fik là hệ số pha-đinh từ nút nguồn đến ăng-ten thứ i của nút<br /> chuyển tiếp thứ k và gik là hệ số pha-đinh từ ăng-ten thứ i của nút chuyển tiếp thứ k đến<br /> i, k  1, 2.<br /> nút đích với Pha-đinh được giả sử là pha-đinh Rayleigh phẳng, chậm với<br /> khoảng thời gian đồng bộ τ trong đó τ là chu kỳ symbol. Các hệ số pha-đinh được mô hình<br /> hóa bởi các biến ngẫu nhiên phức phân bố chuẩn đồng nhất độc lập với kỳ vọng 0 và<br /> phương sai đơn vị. Tạp âm nhiệt tại các nút chuyển tiếp và nút đích được giả thiết có phân<br /> <br /> <br /> 44 T.T.Nghiệp, P.V.Biển, P.T.Giáo, Đ.Q.Hiệp, “Kết hợp lựa chọn… chuyển tiếp MIMO.”<br /> Nghiên cứu khoa học công nghệ<br /> <br /> bố CN(0,1). Phân bổ công suất giữa các nút trong mạng sử dụng phân bổ tối ưu do Yindi<br /> và các cộng sự đề xuất trong [3] và gọi P là tổng công suất phát trong toàn mạng, P1, P2<br /> lần lượt là công suất phát tại nút nguồn và công suất phát tại mỗi nút chuyển tiếp thì:<br /> P P<br /> P1  , P2 <br /> 2 2NR (1)<br /> trong đó, N là số ăng-ten tại mỗi nút chuyển tiếp và R là số nút chuyển tiếp.<br /> 2.1. Mã DCL-EO STBC sử dụng giao thức DF<br /> Khi nút chuyển tiếp sử dụng giao thức DF, pha truyền dẫn thứ nhất nút nguồn phát đi<br /> véc-tơ tín hiệu s = [ s1 s2 ]T , để hạn chế ảnh hưởng của sự giải mã sai mã kênh CRC<br /> được thêm vào. Do đó, giả thiết các nút chuyển tiếp có thể giải mã chính xác các symbol<br /> thông tin đã được phát đi từ nút nguồn [1]. Trong pha truyền dẫn thứ hai, để nhận được<br /> phân tập toàn phần tín hiệu phát đi từ ăng-ten thứ nhất của nút chuyển tiếp thứ nhất và thứ<br /> j j2<br /> hai được xoay pha một góc tương ứng U 1  e 1 ,U 2  e . Khi đó, từ mã DCL-EO<br /> STBC phát đi bởi các nút chuyển tiếp có dạng như sau:<br />  U 1s1 s1 U 2s2 s2 <br />  . (2)<br /> U s * s2* U 2s1* s1* <br />  1 2 <br /> Tín hiệu thu được tại nút đích sau khi qua một số phép biến đổi có thể viết dưới dạng<br /> véc-tơ như sau [1]:<br /> r  P2 Gs  z, (3)<br /> <br /> trong đó, r  [r1 r2* ]T là véc-tơ tín hiệu thu được tại nút đích, z  [z 1 z 2* ]T là véc-tơ tạp<br /> âm nhiệt tại nút đích và G là ma trận kênh tương đương được xác định:<br />  U g  g 21 U 2g12  g 22 <br /> G   *1 11* * * .<br /> (4)<br /> U g  g 22  U1* g11<br /> *<br />  g 21<br />  2 12 <br /> <br /> Lưu ý trong phương trình (3), hệ số P2 để đảm bảo rằng công suất phát cho mỗi<br /> symbol truyền dẫn tại mỗi nút chuyển tiếp là P2. Khi đó, công suất phát trên mỗi ăng-ten<br /> tại nút chuyển tiếp là P2 / 2. Biến đổi phương trình (3) về dạng tương đương:<br />  <br />   2 2 2 2  (5)<br /> y = GH r  P2   U 1g 11  g 21  U 2 g 12  g 22   2 R U 1g 11g 21<br /> *<br />  *<br />  U 2 g 12 g 22 H<br />  s  G z,<br /> <br />    <br />  <br /> a<br />  d <br /> <br /> trong đó, d là tăng ích phân tập thông thường và a là tăng ích phẩm chất mảng. Để đạt<br /> được tăng ích phẩm chất mảng, Qaja và các tác giả [1] đã đề xuất sử dụng hai bít hồi tiếp<br />  <br /> để xác định bốn trạng thái xoay pha từ tập 1, 2    [0,  / 2, , 3 / 2] theo tiêu<br /> chuẩn sau:<br />  *<br />  1  arg max R (g 11g 21<br />  1 <br /> )e<br /> j 1<br />  (6)<br />  arg max R (g <br /> j 2<br /> 2 g * )e<br /> 12 22<br />  2 <br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 43, 06 - 2016 45<br />  Kỹ thuật điều khiển & Điện tử<br /> <br /> Giả thiết nút đích biết thông tin trạng thái kênh từ nút nguồn đến nút đích gik thì giải<br /> mã tại nút đích sử dụng bộ tách sóng bình phương cực tiểu LS (Least Square) như sau:<br /> 2<br /> si = arg min y( j )  si , j  1,2 (7)<br /> si s<br /> <br /> <br /> trong đó, s là chòm sao tín hiệu điều chế.<br /> 2.2. Mã DCL-EO STBC sử dụng giao thức AF<br /> Khi nút chuyển tiếp sử dụng giao thức AF, pha thứ nhất nút nguồn phát P1T s , trong<br /> đó P1 là công suất phát trung bình của nút nguồn trong một khe thời gian truyền dẫn (một<br /> chu kỳ symbol T ) với véc-tơ symbol s = [ s1 -s2* ]T , đến các nút chuyển tiếp [2]. Tín<br /> hiệu nhận được ăng-ten thứ i , nút chuyển tiếp thứ k có dạng như sau:<br /> xik  PT<br /> 1<br /> fik s  vik víi k = 1, 2 (8)<br /> <br /> trong đó, vik  [v1k v2k ]T là véc-tơ tạp âm nhiệt tại ăng-ten thứ i, nút chuyển tiếp thứ k.<br /> Pha truyền dẫn thứ hai, tín hiệu tại mỗi ăng-ten nút chuyển tiếp được xoay pha trước<br /> khi phát đi và ma trận từ mã DCL-EO STBC thu được tại nút đích có dạng:<br />  s e j1 j<br /> s1e 2<br /> j j<br /> s2e 1 s2e 2 <br /> 1<br />  * -j * -j * -j * -j<br /> . (9)<br />  s2e 2 s2e 1 s1e 2 s1e 1 <br /> Tín hiệu phát tại ăng-ten thứ i, nút chuyển tiếp thứ k được thiết kế là một hàm tuyến<br /> tính của tín hiệu thu được và liên hợp phức của nó như sau:<br /> P2<br /> tik <br /> P1  1<br /> A xk ik<br />  Bk xik  (10)<br /> <br /> trong đó, kí hiệu phép lấy liên hợp phức véc-tơ a là a . Ma trận phân tán được sử dụng để<br /> tạo nên ma trận từ mã Alamouti [10] tại nút đích được viết dưới dạng sau:<br /> 1 0  0 1<br /> A1    , B1  02 , A2  02, B2    (11)<br /> 0 1  1 0 <br /> Khi đó, tín hiệu thu được tại nút đích có dạng:<br /> 2<br /> r  g<br /> k 1<br /> t U 1  g2k t2kU 2  w<br /> 1k 1k  (12)<br /> <br /> trong đó, w = [w1 w2 ]T là tạp âm nhiệt tại nút đích và:<br /> <br /> e j1 0  e j2 0 <br /> U1    vµ U 2    (13)<br /> -j -j<br />  0 e 2  0 e 1<br />  <br /> Phương trình (12) có thể viết lại như sau:<br /> P2PT<br /> re  1<br /> Ge se   We (14)<br /> P1  1<br /> <br /> <br /> 46 T.T.Nghiệp, P.V.Biển, P.T.Giáo, Đ.Q.Hiệp, “Kết hợp lựa chọn… chuyển tiếp MIMO.”<br /> Nghiên cứu khoa học công nghệ<br /> <br /> trong đó: se  [ s1 s2 ]T , We là tạp âm nhiệt tương đương và ma trân kênh tương đương<br /> <br />  g f e j1  g f e j2 g12 f12*e<br /> j1<br />  g 22 f22*e<br /> j2<br /> <br /> Ge   11*<br /> 11<br /> j2<br /> 21 21<br /> * j j2 j<br /> <br /> g f<br />  12 12 e  g f e 1 g11* f11*e  g 21* f21*e 1 <br /> 22 22 <br /> Góc xoay pha được Elazreg và các tác giả đã đề xuất tại [2] nếu b = 0 thì 1  2  0<br /> hoặc 1  2   nếu b  1 thì 1  0, 2   hoặc 1  , 2  0 trong đó:<br /> <br /> 0, R(f11*g11* g 21 f21 + f12g12* f22*g 22 )  0<br /> b (15)<br /> 1, R(f11*g11* g 21 f21 + f12g12* f22*g 22 )  0<br /> <br /> Giả thiết nút đích biết thông tin trạng thái kênh từ nút nguồn đến nút chuyển tiếp fik và<br /> từ nút chuyển tiếp đến nút đích gik thì giải pmã ML tại nút đích được cho như sau:<br /> H<br />     <br />  P2PT P2PT<br /> se  arg min  re  1<br /> G s   re  1<br /> G s   (16)<br /> se s <br />  P1<br />  1 e e  P1  1 e e  <br />    <br /> <br /> trong đó, s là chòm sao tín hiệu điều chế.<br /> Nhận xét:<br /> - Từ phương trình phân bổ công suất phát (1) ta thấy công suất phát P2 tại nút chuyển<br /> tiếp sẽ tăng nếu giảm số ăng-ten tại mỗi nút chuyển tiếp N.<br /> - Số chuỗi RF yêu cầu tại mỗi nút chuyển tiếp là hai dẫn đến tăng độ phức tạp và giá<br /> thành cho mỗi nút chuyển tiếp.<br /> - Số bít hồi tiếp yêu cầu từ đích về các nút chuyển tiếp khi sử dụng giao thức DF theo<br /> công thức (6) là hai, khi sử dụng giao thức AF theo công thức (15) là một.<br /> 3. ĐỀ XUẤT SƠ ĐỒ KẾT HỢP TAS VÀ DSTC CHO HỆ THỐNG<br /> VÔ TUYẾN CHUYỂN TIẾP MIMO<br /> Những nhận xét trong mục 2 là cơ sở để phát triển ý tưởng, đề xuất sơ đồ cho phép<br /> giảm số chuỗi RF và tăng công suất phát tại mỗi nút chuyển tiếp. Mô hình sơ đồ đề xuất<br /> cơ bản giống như trong hình 1, điểm khác là các bít thông tin hồi tiếp từ nút đích về nút<br /> chuyển tiếp được sử dụng để lựa chọn ăng-ten phát TAS (Transmit Antenna Selection)<br /> thay vì dùng cho xoay pha tín hiệu phát như được thể hiện trong hình 2. Do đó, các giả<br /> thiết về kênh, tạp âm nhiệt và phân bổ công suất trong sơ đồ đề xuất vẫn giữ nguyên như<br /> mục 2. Sơ đồ đề xuất sử dụng giao thức DF hoặc AF tại nút chuyển tiếp và sẽ được phân<br /> tích chi tiết trong các tiểu mục sau đây.<br /> <br /> f11 R1 g11<br /> <br /> f21 g21<br /> <br /> <br /> f12 g12<br /> f22 g22<br /> R2<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Hình 2. Mô hình đề xuất kết hợp TAS và DSTC cho mạng vô tuyến chuyển tiếp MIMO.<br /> <br /> <br /> Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 43, 06 - 2016 47<br />  Kỹ thuật điều khiển & Điện tử<br /> <br /> 3.1. Kết hợp TAS và DSTC sử dụng giao thức DF<br /> Tiểu mục này sẽ trình bày sơ đồ kết hợp TAS và DSTC sử dụng giao thức DF và kí<br /> hiệu là sơ đồ TAS/DSTC (DF). Quá trình truyền dẫn từ nút nguồn đến nút đích được thực<br /> hiện qua hai pha truyền dẫn.<br /> Pha truyền dẫn thứ nhất, nút nguồn phát chuỗi symbol thông tin s = [s1 s2]T đến các nút<br /> chuyển tiếp. Khi nút chuyển tiếp sử dụng giao thức DF để hạn chế ảnh hưởng của sự giải<br /> mã sai trong pha truyền dẫn thứ nhất mã kênh CRC được thêm vào. s = [s1 s2]T Do đó,<br /> nhóm tác giả giả thiết các nút chuyển tiếp có thể giải mã chính xác các symbol thông tin<br /> đã được phát đi từ nút nguồn.<br /> Trong pha truyền dẫn thứ hai, mỗi nút chuyển tiếp sẽ chọn ra một ăng-ten có độ lợi<br /> kênh truyền từ nó đến nút đích tốt nhất theo tiêu chuẩn lựa chọn ăng-ten phát sau [8]:<br /> 2<br /> u (k )  max gik víi k = 1, 2 (17)<br /> i 1,2<br /> <br /> <br /> trong đó, u (k ) là chỉ số của ăng-ten được chọn tại nút chuyển tiếp thứ k. Khi đó, véc-tơ độ<br /> lợi kênh truyền từ ăng-ten được chọn của nút chuyển tiếp thứ nhất, nút chuyển tiếp thứ hai<br /> đến nút đích được kí hiệu là g = [g1 g2]T. Sau đó, hai nút chuyển tiếp sử dụng ăng-ten đã<br /> chọn phối hợp với nhau để phát tín hiệu theo ma trận từ mã DSTC có dạng giống như ma<br /> trận từ mã được đề xuất bởi Alamouti [10] như sau:<br /> s s <br /> S =  1* 2*  . (18)<br />  s2 s1 <br /> Khi đó véc-tơ tín hiệu thu được tại nút đích r sẽ biểu diễn như sau:<br /> r  P2 Sg  z (19)<br /> T<br /> trong đó, z  z 1 z 2  là véc-tơ tạp âm nhiệt tại nút đích với mỗi phần tử được mô hình<br />  <br /> hóa bởi các biến ngẫu nhiên phức đồng xác suất, kỳ vọng bằng 0 và phương sai đơn vị. Hệ<br /> số nhân P2 trong phương trình (19) để đảm bảo rằng công suất phát cho mỗi symbol<br /> truyền dẫn tại mỗi ăng-ten của mỗi nút chuyển tiếp là P2 .<br /> Giải mã hợp lẽ cực đại ML (Maximum Likelihood) tại nút đích là:<br /> H<br /> <br /> <br /> ˆs  arg min r  P2 Sg<br /> ss<br />  r  P2 Sg  (20)<br /> <br /> với  s là không gian từ mã của tín hiệu điều chế.<br /> Nhận xét:<br /> - Do tính chất trực giao của ma trận từ mã Alamouti, hàm giải mã ML tại nút đích theo<br /> phương trình (20) vẫn đạt được độ phức tạp giải mã đơn symbol.<br /> - Nhờ sử dụng kỹ thuật lựa chọn ăng-ten phát tại nút chuyển tiếp TAS, sơ đồ đề xuất<br /> đã giảm được một nửa số chuỗi RF yêu cầu tại các nút chuyển tiếp và có công suất phát<br /> tại mỗi ăng-ten nút chuyển tiếp lớn gấp đôi so với sơ đồ đề xuất bởi W. Qaja và các cộng<br /> sự trong bài báo [1] do số ăng-ten phát tại mỗi nút chuyển tiếp giảm một nửa.<br /> - Mỗi nút chuyển tiếp có hai ăng-ten, do đó số bít hồi tiếp cần thiết từ đích về các nút<br /> chuyển tiếp theo công thức (17) là 2 bít.<br /> <br /> <br /> 48 T.T.Nghiệp, P.V.Biển, P.T.Giáo, Đ.Q.Hiệp, “Kết hợp lựa chọn… chuyển tiếp MIMO.”<br /> Nghiên cứu khoa học công nghệ<br /> <br /> 3.2. Kết hợp TAS và DSTC sử dụng giao thức AF<br /> Khi sử dụng giao thức DF độ lợi phân tập của hệ thống không được cam kết từ đầu<br /> cuối đến đầu cuối, độ phức tạp xử lý tại nút chuyển tiếp lớn. Do đó, giao thức DF không<br /> phù hợp với các mạng đòi hỏi tốc độ chuyển tiếp nhanh và bị hạn chế về nguồn tại các<br /> nút chuyển tiếp. Như đã phân tích trong mục 2.2, khi sử dụng giao thức AF đề xuất của<br /> Elazreg và các tác giả yêu cầu sử dụng tất cả chuỗi RF tại nút chuyển tiếp [2] và độ phức<br /> tạp giải mã tại nút đích sẽ cao [3]. Trong tiểu mục này sẽ trình bày sơ đồ đề xuất kết hợp<br /> TAS và DSTC sử dụng giao thức AF để giảm sỗ chuỗi RF sử dụng tại nút chuyển tiếp,<br /> tăng phẩm chất BER và giữ được độ phức tạp giải mã đơn symbol tại nút đích. Để đơn<br /> giản, trong bài báo này gọi là sơ đồ TAS/DSTC (AF).<br /> Ở pha thứ nhất, nút nguồn phát P1T s , trong đó P1 là công suất phát trung bình của nút<br /> nguồn trong một khe thời gian truyền dẫn (một chu kỳ symbol). Tín hiệu nhận được tại<br /> ăng-ten chuyển tiếp thứ i nút chuyển tiếp thứ k được kí hiệu là rik bị làm suy giảm bởi<br /> tạp âm nhiệt vik như sau:<br /> <br /> rik  PT<br /> 1<br /> fiks j  vik . (21)<br /> Nút chuyển tiếp thứ k sử dụng kỹ thuật kết hợp lựa chọn SC (Selection Combining) để<br /> chọn thu tín hiệu có độ lợi kênh truyền lớn nhất [11] theo tiêu chuẩn như sau:<br /> 2<br /> v (k )  max fik , víi k = 1, 2 (22)<br /> i 1,2<br /> <br /> <br /> trong đó, v (k ) là chỉ số của ăng-ten thu được chọn tại nút chuyển tiếp thứ k. Kí hiệu<br /> fk (k  1,2) là hệ số kênh truyền từ nút nguồn đến ăng-ten thu được chọn tại nút chuyển<br /> tiếp thứ k theo tiêu chuẩn (22). Như vậy, tín hiệu sau khi kết hợp lựa chọn tại nút chuyển<br /> tiếp thứ k có thể được viết dưới dạng véc-tơ như sau:<br /> rk  PT<br /> 1<br /> fk s  vk , (23)<br /> <br /> trong đó, vk là véc-tơ tạp âm nhiệt tại nút chuyển tiếp thứ k với các phần tử được mô hình<br /> hóa là các biến ngẫu nhiên phức kỳ vọng 0 phương sai đơn vị.<br /> Trong pha truyền dẫn thứ hai, ăng-ten phát được chọn tại nút chuyển tiếp thứ i sẽ<br /> chuyển tiếp véc-tơ tín hiệu ti . Lưu ý rằng, tiêu chuẩn chọn lựa ăng-ten phát khi sử dụng<br /> giao thức AF cũng giống như giao thức DF đã được trình bày trong mục 3.1 theo công<br /> thức (17). Kí hiệu x và z tương ứng là véc-tơ tín hiệu nhận được và véc-tơ tạp âm tại nút<br /> đích thì ta có:<br /> t 2  g   z.<br /> x   t1 (24)<br />  <br /> Tín hiệu phát tại nút chuyển tiếp thứ k được thiết kế là một hàm tuyến tính của tín hiệu<br /> thu được và liên hợp phức của nó như sau:<br /> P2 P2PT P2<br /> tk <br /> P1 1<br /> A r<br /> k k <br />  Bk rk  1<br /> <br /> P 1<br /> f A s  f B s <br /> k k k<br /> *<br /> k<br /> P1  1<br /> A v<br /> k k <br />  Bk vk . (25)<br /> 1<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 43, 06 - 2016 49<br />  Kỹ thuật điều khiển & Điện tử<br /> <br /> Ma trận phân tán được sử dụng để tạo nên ma trận từ mã Alamouti [10] tại nút đích và<br /> P2<br /> được biểu diễn như công thức (11). Hệ số chuẩn hóa trong phương trình (25) để<br /> P1  1<br /> đảm bảo rằng P2 là công suất phát trung bình cho mỗi symbol truyền dẫn tại mỗi khe thời<br /> gian ở mỗi nút chuyển tiếp. Để đơn giản trong trình bày, định nghĩa:<br /> ˆ  A , fˆ  f , v<br />  A ˆk  vk , s(k )  s nÕu Bk  0<br /> k k k k<br /> ˆ ˆ *<br /> ˆk  vk , s(k )  s<br /> Ak  Bk , fk  fk , v nÕu Ak  0<br /> <br /> Khi đó, phương trình (25) có thể viết dưới dạng sau:<br /> P2PT ˆ s( k )  P2 ˆ<br /> tk  1<br /> fˆk A k<br /> Avˆ. (26)<br /> P1  1 P1  1 k k<br /> <br /> Thay ti từ phương trình (26) vào phương trình (24) ta nhận được véc-tơ tín hiệu thu tại<br /> nút đích:<br /> P2PT (27)<br /> x 1<br /> Ch   n<br /> P1  1<br /> <br /> ˆ s(1)<br /> trong đó: C   A ˆ s(k )  là ma trận từ mã Alamouti [10] phân tán DSTC được tạo<br /> A<br /> 1 k <br /> T<br /> thành tại nút đích, h =  fˆ1g1 fˆk gk  là véc-tơ độ lợi kênh truyền tương đương, và<br />  <br /> P2 2<br /> n<br /> P1 1<br />  g Aˆ vˆ<br /> k 1<br /> k k k<br /> z (28)<br /> <br /> với n, z là véc-tơ tạp âm nhiệt tương đương và véc-tơ tạp âm nhiệt của riêng tại nút đích.<br /> <br /> Giả thiết nút đích biết thông tin trạng thái kênh từ nút nguồn đến nút chuyển tiếp fik và từ<br /> nút chuyển tiếp đến nút đích gik . Do đó, giải mã ML tại nút đích có thể được viết như sau:<br /> H<br />     <br /> <br />   arg min  x  P PT P2PT (29)<br /> C 2 1<br /> Ch  x  1<br /> Ch  <br />  <br /> C c<br /> <br />  P1<br />  1   P1  1  <br />    <br /> <br /> với  c là không gian từ mã của tín hiệu điều chế.<br /> Nhận xét:<br /> - So sánh phương trình tín hiệu thu (27) với phương trình tín hiệu thu tại nút đích của<br /> hệ thống vô tuyến chuyển tiếp hai chặng được sự chuyển tiếp tín hiệu bởi hai nút chuyển<br /> tiếp, mỗi nút chuyển tiếp được trang bị hai ăng-ten đề xuất bởi Yindi và các cộng sự [3]<br /> chúng ta thấy: i) Sơ đồ đề xuất giảm được một nửa số chuỗi RF yêu cầu nhờ sử dụng kỹ<br /> thuật kết hợp lựa chọn thu SC và kỹ thuật TAS ở pha truyền dẫn thứ hai. ii) Sơ đồ đề xuất<br /> có công suất phát tại mỗi ăng-ten ở mỗi nút chuyển tiếp là P2  P / (2R) trong khi sơ đồ<br /> theo đề xuất của Yindi là P2  P / (4R) do có số ăng-ten phát tại mỗi nút chuyển tiếp lớn<br /> <br /> <br /> <br /> 50 T.T.Nghiệp, P.V.Biển, P.T.Giáo, Đ.Q.Hiệp, “Kết hợp lựa chọn… chuyển tiếp MIMO.”<br /> Nghiên cứu khoa học công nghệ<br /> <br /> gấp đôi. iii) Sơ đồ đề xuất được truyền dẫn bởi các kênh truyền có độ lợi lớn nhất nhờ sử<br /> dụng kỹ thuật SC ở pha truyền dẫn thứ nhất và TAS ở pha truyền dẫn thứ hai. iv) Sơ đồ đề<br /> xuất phải chấp nhận tăng độ phức tạp khi yêu cầu kênh hồi tiếp từ nút đích về các nút<br /> chuyển tiếp so với sơ đồ của Yindi đề xuất.<br /> - Sơ đồ đề xuất vẫn giữ được độ phức tạp giải mã ML tuyến tính đơn symbol tại nút<br /> đích do vẫn sử dụng ma trận từ mã DSTC Alamouti trực giao tại nút chuyển tiếp.<br /> - Tương tự sơ đồ đề xuất cũng tăng được gấp đôi công suất phát và giảm một nửa số<br /> chuỗi RF yêu cầu so với sơ đồ được đề xuất bởi A. M. Elazreg và các cộng sự [2].<br /> - Số bít hồi tiếp yêu cầu từ nút đích về các nút chuyển tiếp trong sơ đồ sử dụng giao<br /> thức AF theo công thức (17) là 2 bít.<br /> 4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG<br /> Mục này trình bày các kết quả mô phỏng để đánh giá phẩm chất sơ đồ đề xuất theo cả<br /> giao thức DF và AF. Các tham số đưa vào mô phỏng là: sử dụng điều chế QPSK, giải mã<br /> ML tại nút đích. Phẩm chất tỉ lệ lỗi bít BER của hệ thống được xem như hàm số của công<br /> suất phát tại nút nguồn P1 cho cả hai giao thức. Kênh hồi tiếp được giả thiết coi như không<br /> trễ và không lỗi.<br /> 4.1. Đánh giá chất lượng BER khi sử dụng giao thức DF<br /> Phẩm chất BER của sơ đồ đề xuất khi sử dụng giao thức DF được so sánh với sơ đồ sử<br /> dụng mã DCL-EO-STBC được W. Qaja và các cộng sự đề xuất [1]. Lưu ý trong [1] các<br /> tác giả xem xét cho mạng đồng bộ hoàn hảo PS (Perfect Synchronous) và không đồng bộ<br /> AS (Asynchronous). Tuy nhiên, trong giới hạn bài báo này nhóm tác giả chỉ so sánh sơ đồ<br /> đề xuất DSTC/TAS sử dụng giao thức DF với mã DCL-EO-STBC do W. Qaja đề xuất khi<br /> mạng được giả thiết đồng bộ hoàn hảo. Hình 3 cho thấy sơ đồ đề xuất đạt được cùng phẩm<br /> chất BER so với mã DCL-EO-STBC. Trong khi đã giảm được số chuỗi RF của sơ đồ đề<br /> xuất đi một nửa so với sơ đồ do W. Qaja và các cộng sự đã đề xuất.<br /> 0 0<br /> 10 10<br /> DCL-EO-STBC (DF) [1]<br /> -1 Proposed TAS/DSTC (DF)<br /> 10 -1<br /> 10<br /> <br /> -2<br /> 10 -2<br /> 10<br /> -3<br /> 10<br /> BER<br /> BER<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> -3<br /> 10<br /> -4<br /> 10<br /> -4<br /> 10<br /> -5<br /> 10<br /> <br /> -5<br /> -6 10 DCL-EO STBC (AF) [2]<br /> 10<br /> DSTC (AF) [3]<br /> Proposed TAS/DSTC (AF)<br /> -7 -6<br /> 10 10<br /> 0 5 10 15 20 25 30 35 0 5 10 15 20 25 30 35<br /> P1 in dB P1 in dB<br /> <br /> <br /> <br /> Hình 3. Phẩm chất BER của sơ đồ Hình 4. Phẩm chất BER của sơ đồ<br /> TAS/DSTC với giao thức DF. TAS/DSTC với giao thức AF.<br /> 4.2. Đánh giá chất lượng BER khi sử dụng giao thức AF<br /> Trong phần này trình bày kết quả mô phỏng phẩm chất BER của sơ đồ đề xuất sử dụng<br /> giao thức AF so sánh với sơ đồ có kênh hồi tiếp từ đích về nút chuyển tiếp sử dụng mã<br /> DCL-EO-STBC do A. M. Elazreg và các cộng sự đề xuất [2] và sơ đồ không có kênh hồi<br /> tiếp sử dụng mã DSTC do Yindi và các cộng sự đề xuất [3]. Trong [2], Elazreg đề xuất sử<br /> dụng mã DCL-EO-STBC với một bít hồi tiếp từ nút đích về các nút chuyển tiếp để hệ<br /> thống đạt được tăng ích phẩm chất hồi tiếp. Ngược lại, trong [3] Yindi không sử dụng<br /> <br /> <br /> <br /> Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 43, 06 - 2016 51<br />  Kỹ thuật điều khiển & Điện tử<br /> <br /> kênh hồi tiếp từ nút đích về các nút chuyển tiếp. Nhưng để nâng cao phẩm chất hệ thống<br /> Yindi đề xuất phương pháp kết hợp tỉ lệ tối đa MRC (Maximum Ratio Combining) cho thu<br /> tín hiệu từ nút nguồn phát đến các ăng-ten tại nút chuyển tiếp ở pha truyền dẫn thứ nhất.<br /> Lưu ý rằng cả sơ đồ của Elazreg [2] và Yindi [3] đều sử dụng toàn bộ các ăng-ten tại nút<br /> chuyển tiếp, trong khi sơ đồ đề xuất TAS/DSTC chỉ sử dụng một ăng-ten cho thu và một<br /> ăng-ten cho phát tín hiệu tại mỗi nút chuyển tiếp.<br /> Hình 4 cho thấy tại phẩm chất BER = 103 sơ đồ đề xuất yêu cầu công suất phát tại nút<br /> nguồn giảm 3.5 dB so với sơ đồ do Elazreg đề xuất và giảm khoảng 5 dB so với sơ đồ Yindi<br /> và các cộng sự đề xuất. Phẩm chất của sơ đồ đề xuất tăng lên do công suất phát tại mỗi nút<br /> chuyển tiếp chỉ dùng cho một ăng-ten phát. Ngược lại, sơ đồ do Elazreg và Yindi đề xuất,<br /> công suất phát tại mỗi nút chuyển tiếp phải chia đều cho hai ăng-ten để phát tín hiệu. Để<br /> tăng được phẩm chất BER, sơ đồ đề xuất cũng phải trả giá là tăng số bít hồi tiếp so với sơ đồ<br /> của Elazreg và phải sử dụng kênh hồi tiếp so với sơ đồ của Yindi. Lưu ý rằng sơ đồ đề xuất<br /> đã giảm được một nửa số chuỗi RF yêu cầu tại nút chuyển tiếp so với các sơ đồ đề xuất bởi<br /> Elazreg và Yindi. Bảng 1 dưới trình bày chi tiết phẩm chất của sơ đồ đề xuất.<br /> Bảng 1. So sánh phẩm chất của sơ đồ đề xuất và các đề xuất trước đây.<br /> Số chuỗi RF yêu cầu tại Công suất phát yêu cầu tại Giao thức sử dụng<br /> mỗi nút chuyển tiếp BER  103 tại nút chuyển tiếp<br /> DCL-EO STBC [1] 2 P1  11.5 (dB ) DF<br /> DCL-EO STBC [2] 2 P1  19 (dB ) AF<br /> DSTC [3] 2 P1  20 (dB ) AF<br /> <br /> Sơ đồ đề xuất P1  11.5 (dB ) (giao thức DF)<br /> 1 DF hoặc AF<br /> TAS/DSTC P1  15 (dB ) (giao thức AF)<br /> <br /> 5. KẾT LUẬN<br /> Bài báo đã đề xuất một sơ đồ xử lý tín hiệu mới kết hợp kỹ thuật lựa chọn ăng-ten phát<br /> TAS và mã DSTC cho hệ thống vô tuyến chuyển tiếp MIMO với sự hỗ trợ của kênh hồi tiếp<br /> từ nút đích về nút chuyển tiếp. Sơ đồ đề xuất cho phép giảm số chuỗi cao tần RF yêu cầu tại<br /> các nút chuyển tiếp trong khi vẫn thu được tăng ích phân tập như hệ thống sử dụng toàn bộ<br /> ăng-ten tại các nút chuyển tiếp. Phẩm chất BER của sơ đồ đề xuất đã được phân tích và minh<br /> chứng thông qua mô phỏng Monte Carlo là tốt hơn so với các sơ đồ sử dụng toàn bộ ăng-ten<br /> tại nút chuyển tiếp để phát mã DCL-EO STBC [2] và mã DSTC [3] khi dùng giao thức AF<br /> đã được đề xuất trước đây. Ngoài ra, sơ đồ mới còn cho phép sử dụng giao thức DF hoặc AF<br /> tại nút chuyển tiếp trong khi vẫn giữ được độ phức tạp giải mã đơn symbol tại nút đích. Độ<br /> phức tạp của sơ đồ đề xuất tăng lên ở mức có thể chấp nhận được trong thực tế.<br /> TÀI LIỆU THAM KHẢO<br /> [1]. W. M. Qaja, A. M. Elazreg, and J. A. Chambers, "Near-optimum detection scheme<br /> with relay selection technique for asynchronous cooperative relay networks," IET<br /> Communications, vol. 8, no.8, May 2014, pp. 1347-1354.<br /> [2]. A. M. Elazreg and J. A. Chambers, "Distributed one bit feedback extended<br /> orthogonal space time coding based on selection of cyclic rotation for cooperative<br /> relay networks," in Proc. IEEE International Conference on Acoustics, Speech and<br /> Signal Processing (ICASSP), Prague, Czech Republic, May 2011, pp. 3340-3343.<br /> [3]. J. Yindi, "Combination of MRC and Distributed Space-Time Coding in Networks with<br /> Multiple-Antenna Relays," IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 9,<br /> no. 8, Aug. 2010, pp. 2550-2559.<br /> <br /> <br /> 52 T.T.Nghiệp, P.V.Biển, P.T.Giáo, Đ.Q.Hiệp, “Kết hợp lựa chọn… chuyển tiếp MIMO.”<br /> Nghiên cứu khoa học công nghệ<br /> <br /> [4]. J. Yindi and H. Jafarkhani, "Using Orthogonal and Quasi-Orthogonal Designs in<br /> Wireless Relay Networks," Journal of IEEE Transactions on Information Theory, vol.<br /> 53, no. 11, Nov. 2007, pp. 4106-4118.<br /> [5]. J. Yindi and B. Hassibi, "Distributed Space-Time Coding in Wireless Relay<br /> Networks," IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 5, no 12, Dec.<br /> 2006, pp. 3524-3536.<br /> [6]. W. Qaja, A. Elazreg, and J. Chambers, "Near-Optimum Detection for Use in Closed-<br /> Loop Distributed Space Time Coding with Asynchronous Transmission and Selection<br /> of Two Dual-Antenna Relays," in Proc. Wireless Conference (EW), Proceedings of<br /> the 2013 19th European, Guildford, UK, Apr. 2013, pp. 1-6.<br /> [7]. B. Özbek and D. L. Ruyet, Feedback Strategies for Wireless Communication:<br /> Springer Science+Business Media New York, 2014.<br /> [8]. D. A. Gore and A. J. Paulraj, "MIMO antenna subset selection with space-time<br /> coding," IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 50, no. 10, Nov. 2002, pp. 2580-2588.<br /> [9]. Z. Chen, I. B. Collings, Z. Zhou, and B. Vucetic, "Transmit antenna selection<br /> schemes with reduced feedback rate," IEEE Transactions on Wireless<br /> Communications, vol. 8, no. 2, Feb. 2009, pp. 1006-1016.<br /> [10]. S. Alamouti, "A simple transmit diversity technique for wireless communications," IEEE<br /> Journal on Selected Areas in Communications vol. 16, no. 8, 1998, pp. 1451-1458.<br /> [11]. K. Ning, "Performance Comparison Among Conventional Selection Combining,<br /> Optimum Selection Combining and Maximal Ratio Combining," in Proc. IEEE<br /> International Conference on Communications, 2009. ICC '09., Dresden, Jun. 2009, pp. 1-6.<br /> ABSTRACT<br /> COMBINATION OF TRANSMIT ANTENNA SELECTION AND DISTRIBUTED<br /> SPACE-TIME CODING FOR MIMO RELAY WIRELESS NETWORKS<br /> This paper proposes a new transmission scheme for MIMO (multiple input<br /> multiple output) relay wireless networks, in which transmit antenna selection TAS is<br /> combined with DSTC (distributed space-time code) in order to achieve diversity<br /> gain and reduce the number of transmit radio frequency RF chains at relays. Based<br /> on the channel gain from relay antennas to the destination antenna, each relay<br /> selects one the best antenna to transmit DSTC to the destination node. The bit error<br /> rate BER performance evaluation of the proposed TAS/DSTC scheme is<br /> accomplished by Monte-Carlo simulations and is compared with the same of<br /> previous DCL-EO STBC (Distributed Close Loop-Extended Orthogonal STBC)<br /> schemes using all antenna at the relay node. The comparison results show that the<br /> proposed scheme has better BER performance than the DCL-EO STBC scheme<br /> with AF (amplify-and-forward) protocol.<br /> Keywords: Wireless relay network, Transmit antenna selection, Space-time coding, Distributed close-loop<br /> extended orthogonal space-time block code.<br /> Nhận bài ngày 21 tháng 3 năm 2016<br /> Hoàn thiện ngày 21 tháng 4 năm 2016<br /> Chấp nhận đăng ngày 09 tháng 6 năm 2016<br /> 1<br /> Địa chỉ: Học viện Kỹ thuật quân sự;<br /> 2<br /> Trung tâm Phát thanh - Truyền hình Quân đội ;<br /> 3<br /> Trường Đại học Kinh tế Kỹ thuật Công nghiệp.<br /> *<br /> E-mail: nghiepsqtt@gmail.com<br /> <br /> <br /> <br /> <br /> Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 43, 06 - 2016 53<br />