Điều khiển bộ nghịch lưu nối lưới trong mạng điện phân phối: Luận án tiến sĩ Kỹ thuật

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO

TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT

THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH

********

TRẦN QUANG THỌ

ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU NỐI LƯỚI

TRONG MẠNG ĐIỆN PHÂN PHỐI

LUẬN ÁN TIẾN SỸ

NGÀNH: KỸ THUẬT ĐIỆN

Tp. Hồ Chí Minh - 2017.

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO

TRƯỜNG ĐẠI HỌC SƯ PHẠM KỸ THUẬT

THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH

********

TRẦN QUANG THỌ

ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU NỐI LƯỚI

TRONG MẠNG ĐIỆN PHÂN PHỐI

NGÀNH: KỸ THUẬT ĐIỆN – 62520202

Hướng dẫn khoa học:

1. PGS. TS. Trương Việt Anh

2. PGS. TS. Lê Minh Phương

Phản biện 1: GS. TSKH. Hồ Đắc Lộc

Phản biện 2: PGS. TS. Nguyễn Bội Khuê

Phản biện 3: PGS. TS. Nguyễn Văn Nhờ

LÝ LỊCH CÁ NHÂN

I. LÝ LỊCH SƠ LƯỢC

Giới tính: Nam

Họ và tên: Trần Quang Thọ

Ngày sinh: 15-09-1973 Nơi sinh: Tp. HCM

Quê quán: Tp. HCM Dân tộc: Kinh

Học vị cao nhất: Thạc sỹ Năm, nước nhận học vị: 2003

Đơn vị công tác: Khoa điện điện tử

Chỗ ở riêng hoặc địa chỉ liên lạc: 39 Tam Châu, P. Tam Phú, Q. Thủ Đức, Tp. HCM

Điện thoại liên hệ: CQ: 028 38968641 DĐ: 0987634085

Email: thotq@hcmute.edu.vn

II. QUÁ TRÌNH ĐÀO TẠO

1. Đại học:

Hệ đào tạo: Chính quy

Nơi đào tạo: ĐH. Sư phạm Kỹ thuật Tp. HCM

Ngành học: Điện khí hóa & Cung cấp điện

Nước đào tạo: Việt Nam Năm tốt nghiệp: 1998

2. Sau đại học

- Thạc sĩ chuyên ngành: Kỹ thuật điện Năm cấp bằng: 2003

Nơi đào tạo: ĐH. Bách khoa Tp. HCM

Tiếng Anh: TOEFL-ITP 530 3. Ngoại ngữ:

III. QUÁ TRÌNH CÔNG TÁC CHUYÊN MÔN

Thời gian Nơi công tác Công việc đảm nhiệm

2003 đến nay ĐH. SPKT TP. HCM CBGD

IV. QUÁ TRÌNH NGHIÊN CỨU KHOA HỌC

1. Các đề tài nghiên cứu khoa học đã và đang tham gia:

Tên đề tài nghiên cứu

Năm bắt đầu/Năm

Đề tài cấp (NN, Bộ,

Vai trò

hoàn thành

ngành, trường)

Nghiên cứu thiết kế module điều

2008

Cấp trường

Chủ nhiệm

khiển động cơ servo dùng cho thực

đề tài

T23-2008

tập truyền động điện.

2009

Cấp trường

Chủ nhiệm

Nghiên cứu thiết kế module tải dùng

đề tài

cho bộ thí nghiệm bù công suất phản

T2009-86

kháng của phòng thí nghiệm cung cấp

điện

2008/2010

Chủ nhiệm

Nghiên cứu, thiết kế và thi công mô

Cấp Bộ

đề tài

hình vật lý chuyên dùng cho giảng

B2008-22-32

dạy các bài thí nghiệm và thực tập vận

hành trạm biến áp

Cấp trường

Nghiên cứu và thi công đèn chiếu

2011

Chủ nhiệm

sáng hiệu suất cao dùng năng lượng

đề tài

T2011-27

mặt trời

Chủ nhiệm

Điều chỉnh điện áp MPPT trong hệ

44TCấp trường

2013

đề tài

thống điện mặt trời nối lưới 3 pha

44Ttrọng điểm

44TT2013-06TĐ

44TCấp trường

Xây dựng giải thuật bộ điều khiển

Chủ nhiệm

dòng bằng phương pháp tối ưu bầy

đề tài

44Ttrọng điểm

2014

đàn (PSO)

44TT2014-05TĐ

44TCấp trường

Chủ nhiệm

2015

đề tài

44Ttrọng điểm

Giảm tổn hao chuyển mạch trong nghịch lưu nối lưới sử dụng sóng mang biến đổi

44TT2015-35TĐ

44TCấp trường

Chủ nhiệm

Điều chế nghịch lưu nối lưới sử dụng giải thuật di truyền

2016

đề tài

44Ttrọng điểm

44TT2016-49TĐ

44TCấp trường

Chủ nhiệm

2017

đề tài

44Ttrọng điểm

Đồng bộ nghịch lưu nối lưới sử dụng giải thuật Levenberg-Mar- quardt

(đang thực hiện)

44TT2017-27TĐ

2. Các công trình khoa học đã công bố:

TT

Tên công trình

Năm công bố

Tên tạp chí

1 Trần Quang Thọ, Trương Việt Anh, “Chế tạo mô hình thực tập trạm ngắt- trạm biến áp trong hệ thống truyền tải điện năng,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật – ĐH. SPKT TP. HCM, Số 14 (2010).

2 Trần Quang Thọ, “Điều chỉnh tham số khâu PI trong hệ thống nghịch lưu pin mặt trời nối lưới ba pha,” Tạp chí Khoa học & Công nghệ - ĐH. Công Nghiệp Hà Nội, Số 13, 12/2012.

3 Tran Quang-Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “PWM technique with variable carrier wave frequency to reduce switching loss in grid-connected PV in- verter,” Journal of Technical Education Science-HCM UTE, vol. 29, 2014, pp. 31- 38.

4 T. T. Chuong, T. V. Anh, Tran Quang-Tho, and T. Deveikis, “Research of the Volt- age Stability of Distribution Network Connected Induction Machines,” Elektronika Ir Elektrotechnika, vol. 21, no. 1, 2015. pp. 42-47. (SCIE)

5 Quang-Tho Tran, Anh Viet Truong, anh Phuong Minh Le, “Reduction of harmonics in grid-connected inverters using variable switching frequency,” 32TInternational Jour- nal of Electrical Power & Energy Systems32T, 32Tvol 8232T, Nov 2016, pp. 242–251. (SCIE)

iii

6 Tran Quang-Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “Optimal Modulation to

Reduce Harmonics in Inverters,” in Proc. IEEE ATC, 2015, pp. 561-566.

7 Tran Quang-Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “PWM technique with variable carrier wave frequency to reduce switching loss in grid-connected PV in- verter,” Proc, 2P

P GTSD, 2014, pp. 404-411.

8 Tran Quang-Tho, Le Thanh Lam, and Truong Viet Anh, “Reduction of switching loss in grid-connected inverters using a variable switching cycle,” International jour- nal of Electrical Engineering & Technology (IJEET), vol. 6, no. 8, 2015, pp. 63-76.

9 Trần Quang Thọ, Trương Việt Anh, Lê Minh Phương, “Sử dụng giải thuật di truyền để giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, HCMUTE, Số 35B, 2016.

10 Tran Quang-Tho, Pham Huu Ly, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “A Syn- chronization Method for Three-Phase Grid-Connected Inverters Using Levenberg- Marquardt Technique,” Lecture Notes in Electrical Engineering 371, Springer AETA 2015, pp. 249-260.

11 Tran Quang-Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “Estimation of Voltage Parameters for Grid-connected Inverters,” in Proc. IEEE ATC, 2015, pp. 610-615.

12 Tran Quang-Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “A Robust Technique for Phase-Locked Loop of Grid-connected Inverters,” in Proc. ISEE 2015, pp. 498- 506.

13 Trần Quang Thọ, Trương Việt Anh, Trảo Văn Hoan, Lê Minh Phương, “Bù điện áp offset trong các vòng khóa pha của nghịch lưu nối lưới,” Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ-VNU-HCM, vol. 18, no. K5, 2015, pp. 5-15.

14 Tran Quang-Tho and Truong Viet Anh, “MPPT voltage regulating in three-phase grid connected Photovoltaic system,” Science & Technology Development-VNU- HCM, vol. 15, no. K2, 2012, pp. 50-61.

15 Tran Quang-Tho and Truong Viet Anh, “Three-phase grid-connected inverter using current regulator,” International journal of Electrical Engineering & Technology (IJEET), vol. 4, no. 2, pp. 293-304, 2013.

16 Tran Quang Tho and Truong Viet Anh, “Optimization Of Current Controller for Grid-Connected Inverters Using A PSO Algorithm,” Journal of Technical Education Science, HCMC-UTE, vol. 40, Jan 2017.

Xác nhận của cơ quan

Thủ Đức, ngày 14 tháng 2 năm2017 Người khai ký tên Trần Quang Thọ

LỜI CAM ĐOAN

Tôi cam đoan đây là công trình nghiên cứu của tôi. Các số liệu, kết quả nêu

trong luận án là trung thực và chưa từng được ai công bố trong bất kỳ công trình nào

khác.

Tp. Hồ Chí Minh, ngày 16 tháng 10 năm 2017.

Tác giả luận án

Trần Quang Thọ

LỜI CẢM ƠN

Tôi xin bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc đến PGS. TS. Trương Việt Anh - Đại học Sư

phạm Kỹ thuật Tp. HCM và PGS. TS. Lê Minh Phương - Đại học Bách khoa Tp. HCM

đã tận tình hướng dẫn và giúp đỡ để tôi hoàn thiện luận án này.

Tôi cũng muốn gởi lời cảm ơn đến những người thân trong gia đình luôn ủng hộ tôi

trong thời gian thực hiện luận án.

Tác giả cũng xin chân thành cảm ơn Ban Giám hiệu Trường Đại học Sư phạm Kỹ

thuật thành phố Hồ Chí Minh, các Cô, Thầy thuộc Khoa Điện – Điện tử và các đồng

nghiệp trong trường đã tạo điều kiện giúp đỡ tôi trong quá trình thực hiện luận án.

Tác giả

Trần Quang Thọ

TÓM TẮT

Sự phổ biến của nguồn điện phân tán sử dụng năng lượng tái tạo như gió và mặt

trời trong hệ thống điện ngày càng nhiều. Tuy nhiên, các bộ nghịch lưu nối lưới của

các nguồn điện này lại phát sóng hài đáng kể vào lưới điện và ảnh hưởng tiêu cực đến

chất lượng điện năng của hệ thống điện. Do đó, việc giảm sóng hài cho các bộ nghịch

lưu nối lưới sẽ góp phần nâng cao chất lượng điện năng của hệ thống điện. Dựa vào

việc phân tích mô tả toán học của sóng hài dòng điện, tác giả nhận thấy rằng có bốn

yếu tố chính ảnh hưởng đến sóng hài ngõ ra của nghịch lưu nối lưới, đó là: kỹ thuật

điều chế, chất lượng các tham số của điện áp lưới ở tần số cơ bản ước lượng được, độ

nhấp nhô của điện áp nguồn một chiều và chất lượng của bộ điều khiển dòng điện.

Từ đó, luận án đã nghiên cứu và đề xuất bốn giải pháp cơ bản để giảm sóng hài cho

nghịch lưu nối lưới như sau:

1. Phương pháp điều chế có chu kỳ chuyển mạch thay đổi trong mỗi nửa chu kỳ cơ

bản sử dụng giải thuật di truyền để giảm sóng hài dòng điện nhưng vẫn không

làm tăng tổn hao chuyển mạch và không làm tăng thêm phần cứng. Với khả năng

trải phổ hài trong một phạm vi rộng của phương pháp này giúp làm giảm nhiễu

âm nên làm giảm bộ lọc thụ động.

2. Kỹ thuật cải tiến để ước lượng nhanh và chính xác các tham số điện áp lưới ở tần

số cơ bản sử dụng giải thuật Levenberg-Marquardt kết hợp với hồi tiếp ngõ ra để

cập nhật cho các tham số ban đầu của giải thuật. Kỹ thuật này giúp nâng cao chất

lượng hòa đồng bộ cho nghịch lưu nối lưới để giảm sóng hài ngõ ra của nghịch

lưu. Kỹ thuật này hoàn toàn mới so với các phương pháp kỹ thuật vòng khóa pha

thông thường trong các hệ thống nghịch lưu nối lưới hiện nay.

3. Phương pháp dò điểm công suất cực đại có số gia biến đổi để giảm độ nhấp nhô

cho nguồn điện áp một chiều của nghịch lưu điện mặt trời nối lưới một giai đoạn.

Phương pháp này góp phần làm giảm sóng hài ngõ ra của nghịch lưu mà không

làm giảm đáp ứng động.

vii

4. Phương pháp cải tiến để xác định tham số bộ điều khiển dòng điện sử dụng giải

thuật tối ưu bầy đàn nhằm giảm sóng hài nghịch lưu mà không đòi hỏi nhiều thời

gian và công sức cũng như kinh nghiệm của người thiết kế.

Để khẳng định tính hiệu quả của từng giải pháp đề xuất, các chỉ tiêu kỹ thuật

cũng đã được xem xét một cách định lượng thông qua các kết quả mô phỏng và thí

nghiệm khi so sánh với kết quả của các phương pháp hiện nay. Các giải pháp đề xuất

giảm sóng hài này sẽ giúp làm giảm kích thước bộ lọc phụ và giá thành của thiết bị

nghịch lưu nối lưới. Các giải pháp đề xuất cũng đã được kiểm tra bằng mô phỏng trên

phần mềm MATLAB/Simulink, thực nghiệm trên mô hình vật lý có chất lượng như

DSP F28335, Dspace-1103 nhằm khẳng định tính khả thi khi ứng dụng.

viii

ABSTRACT

The penetration of distributed generation (DG) system using renewable energy

sources like solar and wind power in grid systems is rapidly increasing worldwide.

However, grid-connected inverters of these DGs insert significant current harmonics

into the power network and adversely affect the power quality of the network. The

reduction of harmonics to achieve compliance with stringent grid codes contributes

to enhance the power quality of grid-connected inverters. By analyzing the mathe-

matical model of current ripple, the author has found out the four key factors - mod-

ulation technique, accuracy of estimated grid voltage parameters, ripples of DC volt-

age, and coefficients of current regulator - affecting inverter output harmonics. In

order to attenuate the harmonics, the author researched and proposed the solutions as

follows:

1. A new modulation method generates variable switching cycles in each half of the

fundamental period using a genetic algorithm technique for attenuating inverter

harmonics without increasing switching loss and hardware. The spectrum over a

wide frequency range of this method helps avoid some noises in telecommunica-

tions, making the output filter smaller.

2. An improved strategy for estimating rapidly and accurately fundamental grid

voltage parameters relies on the Levenberg-Marquardt algorithm using adaptive

initial parameters. This strategy helps enhance the synchronization quality of

grid-connected inverters for decreasing harmonics. This technique is completely

new compared with the phase-locked loop methods.

3. A maximum power point tracking technique uses the variable increment to deal

with DC voltage ripples of one-stage grid-connected photovoltaic inverter. This

leads to enhancing conversion efficiency and reducing inverter output harmonics

without affecting dynamic response.

4. An improved method for determining the coefficients of current controller bases

on Particle Swarm Optimization to alleviate harmonics without requiring a lot of

time and effort, experience of designers as well.

In order to validate the performance of the solutions, the technical parameters are also

quantitatively considered by comparing the simulated and experimental results of the

proposed techniques with those of the existing methods. These solutions help reduce

the size and cost of grid-connected inverters. The simulation on MATLAB/Simulink

is used to test the proposed methods for reduction of harmonics, demonstrating the

high intuition and reliability in the expected survey domain. The experiment using

physical models with the hardware platforms including DSP-F28335 and DSpace-

1103 helps ensure a high feasibility in actual applications.

MỤC LỤC

Trang tựa TRANG

32TLÝ LỊCH CÁ NHÂN32T .................................................................................................. i

32TLỜI CAM ĐOAN32T ....................................................................................................... v

32TLỜI CẢM ƠN32T ........................................................................................................... vi

32TTÓM TẮT32T ................................................................................................................ vii

32TABSTRACT32T .............................................................................................................. ix

32TMỤC LỤC32T ................................................................................................................. xi

32TDANH SÁCH CÁC CHỮ VIẾT TẮT32T .................................................................... xvi

32TCÁC KÝ HIỆU32T ..................................................................................................... xviii

32TLIỆT KÊ HÌNH32T ......................................................................................................... xx

32TLIỆT KÊ BẢNG32T ................................................................................................... xxvi

32TMỞ ĐẦU32T .............................................................................................................. xxvii

32TChương 1.32T

32TTỔNG QUAN32T

32T1.132T

32TSự phát triển của nguồn điện phân tán sử dụng năng lượng tái tạo32T ...... 1

32T1.232T

32TCấu trúc của nguồn điện phân tán sử dụng năng lượng tái tạo32T .............. 2

32T1.332T

32TCác tiêu chuẩn nối lưới32T ............................................................................... 3

32T1.432T

32TCác nghiên cứu khoa học liên quan32T ........................................................... 4

32T1.4.132T

32THệ thống điện gió nối lưới32T ................................................................... 4

Quyết định giao đề tài

32T1.4.232T

32THệ thống điện mặt trời sử dụng nghịch lưu nối lưới32T ........................... 5

32T1.4.2.132T

32TCách tiếp cận32T .................................................................................. 6

32T1.4.2.232T

32TKỹ thuật điều chế32T ........................................................................... 9

32T1.4.2.2.132T 32TKỹ thuật dựa vào yêu cầu về độ méo toàn phần32T ............................ 10

32T1.4.2.2.232T 32TKỹ thuật thay đổi sóng mang và sóng điều chế32T ............................. 12

32T1.4.2.2.332T 32TPhương pháp trải phổ nhiễu âm32T ..................................................... 14

32T1.4.2.2.432T 32TPhương pháp độ nhấp nhô hằng số32T................................................ 18

32T1.4.2.2.532T 32TKỹ thuật thay đổi tần số chuyển mạch tối ưu32T ................................ 19

32T1.4.2.2.632T 32TNghịch lưu đa bậc32T .......................................................................... 19

32T1.4.2.2.732T 32TĐề xuất kỹ thuật điều chế32T .............................................................. 20

32T1.4.2.332T

32TĐộ chính xác của tham số hòa đồng bộ32T ...................................... 21

32T1.4.2.3.132T 32TPhương pháp PLL thông thường32T ................................................... 23

32T1.4.2.3.232T 32TVòng khóa pha sử dụng bộ tích phân tổng quát bậc hai32T ............... 26

32T1.4.2.3.332T 32TĐặc điểm của vòng khóa pha32T ........................................................ 27

32T1.4.2.3.432T 32TNhận xét và đề xuất phương pháp nâng cao chất lượng PLL32T ....... 29

32T1.4.2.432T

32TSự ổn định của nguồn điện áp DC32T .............................................. 31

32T1.4.2.532T

32TTham số bộ điều khiển32T ................................................................. 33

32T1.532T

32TTóm tắt chương 132T ....................................................................................... 34

32TChương 2.32T

32TKỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SỬ DỤNG CHU KỲ CHUYỂN MẠCH

THAY ĐỔI32T

xii

32T2.132T

32TGiới thiệu32T .................................................................................................... 36

32T2.232T

32TPhương pháp tiếp cận32T ................................................................................ 37

32T2.332T

32THàm mục tiêu32T ............................................................................................. 41

32T2.432T

32TĐề xuất giảm sóng hài sử dụng kỹ thuật GA32T .......................................... 43

32T2.4.132T

32TXác định trọng số hàm chu kỳ chuyển mạch32T .................................... 43

32T2.4.232T

32TXác định từng chu kỳ chuyển mạch32T .................................................. 45

32T2.532T

32TKết quả mô phỏng32T...................................................................................... 50

32T2.5.132T

32TNghịch lưu tải trở32T .............................................................................. 50

32T2.5.232T

32TNghịch lưu nối lưới32T ........................................................................... 54

32T2.5.2.132T

32TTần số chuyển mạch cố định32T ....................................................... 56

32T2.5.2.232T

32TPhương pháp tần số chuyển mạch thay đổi dựa vào TDD32T ....... 58

32T2.5.2.332T

32TPhương pháp độ nhấp nhô hằng số32T ............................................ 60

32T2.5.2.432T

32TPhương pháp trải phổ cải tiến32T .................................................... 62

32T2.5.2.532T

32TKỹ thuật đề xuất32T ........................................................................... 64

32T2.5.332T

32TNhận xét kết quả của nghịch lưu nối lưới32T ......................................... 68

32T2.632T

32TTóm tắt chương 232T ....................................................................................... 71

32TChương 3.32T

32TPHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG NHANH VÀ CHÍNH XÁC

32T3.132T

32TTham số hòa đồng bộ32T................................................................................. 73

32T3.232T

32TKỹ thuật ước lượng tham số đề xuất32T ........................................................ 74

THAM SỐ ĐIỆN ÁP LƯỚI32T

xiii

32T3.332T

32TKết quả mô phỏng và thí nghiệm32T ............................................................. 79

32T3.3.132T

32TCài đặt tham số32T .................................................................................. 79

32T3.3.232T

32TKết quả và nhận xét32T ........................................................................... 80

32T3.3.2.132T

32TTrường hợp thứ nhất32T ................................................................... 80

32T3.3.2.232T

32TTrường hợp thứ hai32T ..................................................................... 89

32T3.432T

32TTóm tắt chương 332T ....................................................................................... 95

32TChương 4.32T

32TGIẢM ĐỘ NHẤP NHÔ ĐIỆN ÁP DC VÀ CẢI TIẾN HỆ SỐ

32T4.132T

32TGiảm độ nhấp nhô điện áp dc bằng kỹ thuật mppt với số gia biến đổi32T 97

32T4.1.132T

32TDò điểm công suất cực đại của pin mặt trời32T ...................................... 97

32T4.1.232T

32TGiải thuật MPPT đề xuất32T ................................................................... 98

32T4.1.332T

32TKết quả mô phỏng32T ........................................................................... 101

32T4.1.3.132T

32TSố gia cố định32T .............................................................................. 102

32T4.1.3.232T

32TSố gia biến đổi32T ............................................................................. 104

32T4.1.432T

32TNhận xét kết quả32T .............................................................................. 106

32T4.232T

32TCải tiến tham số bộ điều khiển dùng giải thuật PSO32T ........................... 107

32T4.2.132T

32TBộ điều khiển dòng điện32T .................................................................. 107

32T4.2.232T

32TPhương pháp dựa vào hàm truyền32T ................................................... 109

32T4.2.2.132T

32TCơ sở của nguyên lý điều khiển PR32T .......................................... 109

32T4.2.2.232T

32TXác định tham số bộ điều khiển32T ................................................ 110

BỘ ĐIỀU KHIỂN32T

xiv

32T4.2.332T

32TPhương pháp tối ưu bầy đàn32T ............................................................ 114

32T4.2.432T

32TKết quả khảo sát32T .............................................................................. 115

32T4.2.4.132T

32TPhương pháp dựa vào hàm truyền32T ........................................... 116

32T4.2.4.232T

32TPhương pháp PSO đề xuất32T ........................................................ 119

32T4.2.532T

32TNhận xét32T........................................................................................... 122

32T4.332T

32TTóm tắt chương 432T ..................................................................................... 123

32TChương 5.32T

32TKẾT LUẬN32T

32T5.132T

32TKết quả đạt được32T ..................................................................................... 126

32T5.1.132T

32TKỹ thuật điều chế32T ............................................................................. 126

32T5.1.232T

32TƯớc lượng nhanh chóng và chính xác các tham số điện áp lưới32T ..... 127

32T5.1.332T

32TỔn định điện áp DC32T ......................................................................... 127

32T5.1.432T

32TCải tiến tham số bộ điều khiển32T ........................................................ 127

32T5.232T

32THướng phát triển32T ..................................................................................... 129

32TTÀI LIỆU THAM KHẢO32T ....................................................................................... 130

32TDANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH CÔNG BỐ32T ..................................................... 140

PHỤ LỤC

DANH SÁCH CÁC CHỮ VIẾT TẮT

Bộ lọc công suất tích cực Phương pháp thông thường Nhiễu hằng số

Điều chế vector không gian thông thường

Nguồn điện phân tán

Bộ tích phân tổng quát bậc hai kép

Bộ xử lý tín hiệu số

Thiết bị bù phân tán

APF (active power filter) Con (conventional) CR (constant ripple) CSVPWM (conventional space vector pulse width modulation) DG (distributed generation) DSOGI (dual second-order general in- tegrator) DSP (digital signal processor) D-STATCOM (distributed static com- pensator) DVR (dynamic voltage restorer) f-est FLL (frequency-locked loop) f-ref FRT (fault-ride through)

GA (genetic algorithm)

(harmonic

Bộ phục hồi điện áp động Tần số ước lượng được Vòng khóa tần số Tần số đặt Trải qua sự cố Giải thuật di truyền Khử hài lựa chọn sử dụng bơm hài vào sóng điều khiển và điều chế tần số sóng mang Gia tăng điện dẫn Giải thuật Levenberg-Marquardt Mô phỏng

Dò điểm công suất cực đại

Trải phổ nhiễu âm cải tiến

Bộ tách nhiều thành phần hài

Nửa chu kỳ cơ bản Giải thuật Newton Tạo nhiễu và quan sát Điểm nối chung Tích phân tỉ lệ Vòng khóa pha Cộng hưởng tỉ lệ Phương pháp đề xuất Tối ưu bầy đàn Bộ phát tín hiệu trực giao

Trải phổ nhiễu âm

HIPWP-FMTC injection PWM frequency modulated triangular carrier) INC (Incremental Conductance) L-M (Levenberg-Marquardt) MP MPPT (Maximum Power Point Track- ing) MSANS (modified SANS) MSHDC (multi-sequence harmonic de- coupling cell) NCKCB NTA (Newton-Type Algorithm) P&O (Perturb & Observe) PCC (point of common coupling) PI (Proportional Integrator) PLL (phase-locked loop) PR (Proportional Resonant) Proposed PSO (particle swarm optimization) QSG (quadrature signal generator) SANS (spread of acoustic noise spec- trum)

xvi

Điều chế độ rộng xung dựa vào sóng sin

Điều chế vector không gian

SHE (selective harmonic elimination) Khử hài lựa chọn SOGI (second-order general integrator) Bộ tích phân tổng quát bậc hai SPWM (sinusoidal pulse width modu- lation) SVPWM (space vector sinusoidal pulse width modulation) TDD (total distortion demand) TN THD (total harmonic distortion) theta-est theta-ref UPS (uninterruptible power supply) VFPWM (variable frequency pulse width modulation) VSFPWM (variable switching fre- quency pulse width modulation)

Yêu cầu độ méo toàn phần Thí nghiệm Độ méo hài toàn phần Góc pha ước lượng được Góc pha đặt Bộ nguồn dự phòng Điều chế độ rộng xung sử dụng tần số thay đổi Điều chế độ rộng xung sử dụng tần số chuyển mạch thay đổi

PCC (point of common coupling) Điểm ghép nối chung

xvii

CÁC KÝ HIỆU

α A CR1 CR2 2 χP

DC φ fRsw HRGD HRGN HRLM IR1 IRα IRβ J k K λ LRf LRg m µ P Q R R-L Tc τRcR Ts Ts-var Vα Vβ Vdc Vg Vi

Độ dài bước lặp Hệ số lý tưởng Hằng số phụ thuộc VRdcR, LRfR Hằng số phụ thuộc VRdcR, LRfR, IR1R, m Tổng các bình phương của các sai số có trọng số Một chiều Góc pha ban đầu Tần số chuyển mạch Độ nhiễu theo phương pháp suy giảm độ dốc Độ nhiễu theo phương pháp Gauss-Newton Độ nhiễu theo Levenberg-Marquardt Dòng điện hiệu dụng cơ bản Dòng điện trục thực Dòng điện trục ảo Ma trận Jacobi Phân số điều chỉnh Hằng số Boltzmann Độ lớn điều chỉnh bước lặp Điện cảm bộ lọc Điện cảm phía lưới Chỉ số điều chế Tham số ngõ ra Công suất tác dụng Công suất phản kháng Tải trở Tải trở nối tiếp tải cảm Chu kỳ chuyển mạch cố định Nhiệt độ của dàn pin mặt trời Chu kỳ chuyển mạch Chu kỳ chuyển mạch thay đổi Điện áp trục thực Điện áp trục ảo Điện áp nguồn một chiều Điện áp phía lưới Điện áp nghịch lưu

xviii

Tần số góc Ma trận trọng số Giá trị trọng số của sai số phép đo Góc pha Giá trị ước lượng được Trọng số quán tính

ω W wi θ K1 K2, K3, K4 Các hệ số gia tốc

xix

LIỆT KÊ HÌNH

TRANG

Hình 1.1: Mức đầu tư điện gió và mặt trời của thế giới ............................................. 1

Hình 1.2: Hệ thống điện gió dùng máy phát không đồng bộ [1] ............................... 2

Hình 1.3: Cấu trúc của một hệ thống điện mặt trời nối lưới [4] ................................ 3

Hình 1.4: Nghịch lưu nối lưới cầu H .......................................................................... 6

Hình 1.5: Sóng mang, điện áp và độ nhấp nhô dòng điện ......................................... 8

Hình 1.6: Sơ đồ nguyên lý nghịch lưu nguồn áp 1 pha ............................................ 10

Hình 1.7: Đáp ứng động khi thay đổi công suất tại 0.06 s ....................................... 11

Hình 1.8: Kỹ thuật điều chế trong [26] .................................................................... 13

Hình 1.9: Phổ hài ...................................................................................................... 14

Hình 1.10: Sự thay đổi độ nhấp nhô dòng điện trong một sector của SVPWM. ..... 15

Hình 1.11: Phân bố tần số chuyển mạch trong [29] ................................................. 16

Hình 1.12: So sánh hài bậc thấp ............................................................................... 16

Hình 1.13: So sánh nhiễu điện từ EMI (giảm 10dB) ............................................... 16

Hình 1.14: Sự thay đổi của chu kỳ chuyển mạch trong mỗi sector ......................... 18

Hình 1.15: THD dòng điện trong [30] ..................................................................... 18

Hình 1.16: Dạng sóng dòng điện và điện áp ............................................................ 18

Hình 1.17: PLL sử dụng phương pháp thông thường. ............................................. 23

Hình 1.18: Khi điện áp ba pha cân bằng .................................................................. 24

Hình 1.19: Điện áp ba pha không cân bằng ............................................................. 25

Hình 1.20: Vector điện áp ........................................................................................ 25

Hình 1.21: Kỹ thuật DSOGI dùng để dò thứ tự thuận ............................................. 26

Hình 1.22: Đáp ứng của DSOGI .............................................................................. 27

Hình 1.23: Kỹ thuật khóa tần số FLL ...................................................................... 27

Hình 1.24: Các điểm đo và đại lượng ước lượng được ............................................ 30

Hình 2.1: Dòng điện ngõ ra của nghịch lưu (m=0.97;φ=0)...................................... 38

Hình 2.2: Sơ đồ nguyên lý mạch điện thí nghiệm .................................................... 39

Hình 2.3: Hệ thống thí nghiệm. ................................................................................ 40

Hình 2.4: Tổng tổn hao với các tần số chuyển mạch cố định khác nhau. ................ 40

Hình 2.5: Phổ hài dòng điện của tần số chuyển mạch cố định 5 kHz (Ts=200 µs) . 41

Hình 2.6: Kết quả thí nghiệm ................................................................................... 44

Hình 2.7: Mã hóa chu kỳ sóng mang sử dụng GA ................................................... 45

Hình 2.8: Tần số và chu kỳ chuyển mạch đã chuẩn hóa (m=0.97; φ=0). ................ 46

Hình 2.9: Chu kỳ ban đầu và các biên trong GA. .................................................... 47

Hình 2.10: Lưu đồ GA và hàm mục tiêu. (a) Giải thuật GA; (b) Hàm mục tiêu ..... 48

Hình 2.11: Kết quả Ts-var sau khi thực hiện GA ....................................................... 49

Hình 2.12: Phân bố của sóng mang và dòng điện ngõ ra trong NCKCB. ................ 50

Hình 2.13: Các xung PWM được phóng to gần đỉnh dòng điện (ωt =0.5π). ........... 50

xxi

Hình 2.14: Xung PWM phóng to gần zero của dòng điện (ωt =0.15π và ωt =0.85π).

................................................................................................................................... 51

Hình 2.15: Bình phương độ nhấp nhô dòng điện của chu kỳ cố định. ..................... 52

Hình 2.16: Bình phương độ nhấp nhô dòng điện của chu kỳ đề nghị. ..................... 52

Hình 2.17: Phổ độ nhấp nhô dòng điện của chu kỳ đề nghị. ................................... 52

Hình 2.18: Tổn hao chuyển mạch tức thời và tổn hao chuyển mạch trung bình. .... 53

Hình 2.19: Sơ đồ nguyên lý điều khiển. ................................................................... 55

Hình 2.20: Đáp ứng của công suất ........................................................................... 56

Hình 2.21: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của chu kỳ cố định. ............. 56

Hình 2.22: Tổn hao chuyển mạch và THD của chu kỳ cố định ............................... 57

Hình 2.23: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của TDD. ............................. 58

Hình 2.24: Tổn hao chuyển mạch và THD của phương pháp TDD. ....................... 58

Hình 2.25: Phổ hài dòng điện của TDD ................................................................... 59

Hình 2.26: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của độ nhấp nhô hằng số ..... 60

Hình 2.27: Tổn hao chuyển mạch và THD của CR ................................................. 60

Hình 2.28: Phổ hài dòng điện của phương pháp độ nhấp nhô hằng số .................... 61

Hình 2.29: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của MSANS. ........................ 62

Hình 2.30: Tổn hao chuyển mạch và THD của MSANS. ........................................ 62

Hình 2.31: Phổ hài dòng điện của MSANS ............................................................. 63

Hình 2.32: Đáp ứng của kỹ thuật đề nghị ................................................................ 64

xxii

Hình 2.33: Tổn hao chuyển mạch và THD của kỹ thuật đề nghị ............................. 64

Hình 2.34: Phổ dòng điện của kỹ thuật đề nghị ....................................................... 65

Hình 2.35: Chu kỳ và tổn hao chuyển mạch phóng to khi cosϕ=1. ......................... 65

Hình 2.36: Chu kỳ và tổn hao chuyển mạch phóng to khi cosϕ<1. ......................... 66

Hình 2.37: Dòng và áp khi cosϕ<1 .......................................................................... 67

Hình 2.38: THD dòng điện. ...................................................................................... 68

Hình 3.1: PLL đề nghị sử dụng giải thuật Levenberg-Marquardt............................ 74

Hình 3.2: Lưu đồ giải thuật đề xuất ......................................................................... 78

Hình 3.3: Điện áp ngõ vào của ba pha; (a)-(b): MP; (c)-(f): TN ............................. 81

Hình 3.4: Điện áp Vαβ .............................................................................................. 82

Hình 3.5: Biên độ điện áp ước lượng được .............................................................. 83

Hình 3.6: Điện áp mô phỏng phóng to tại 0.6 s ....................................................... 83

Hình 3.7: Đáp ứng của điện áp ước lượng ............................................................... 83

Hình 3.8: Tần số mô phỏng ước lượng được ........................................................... 84

Hình 3.9: Tần số phóng to trong khoảng 0-0.4 s ...................................................... 84

Hình 3.10: Tần số phóng to trong khoảng 0.4-0.6 s ................................................. 84

Hình 3.11: Góc pha của phương pháp Con .............................................................. 85

Hình 3.12: Góc pha của phương pháp DSOGI ........................................................ 86

Hình 3.13: Góc pha của phương pháp DSOGI-FLL ................................................ 86

xxiii

Hình 3.14: Góc pha của phương pháp đề xuất ......................................................... 87

Hình 3.15: Điện áp ngõ vào mô phỏng .................................................................... 89

Hình 3.16: Điện áp thí nghiệm ngõ vào của ba pha ................................................. 91

Hình 3.17: Tần số mô phỏng .................................................................................... 92

Hình 3.18: Góc pha mô phỏng của phương pháp Con và DSOGI ........................... 93

Hình 3.19: Góc pha mô phỏng của DSOGI-FLL và phương pháp đề xuất ............. 93

Hình 3.20: Góc pha thí nghiệm ................................................................................ 94

Hình 4.1: Cấu trúc của một hệ thống pin mặt trời nối lưới ba pha .......................... 98

Hình 4.2: Lưu đồ giải thuật MPPT với gia số inc biến đổi. ..................................... 99

Hình 4.3: Mô hình mạch tương đương của pin mặt trời ........................................ 100

o Hình 4.4: Đặc tính V-I của dàn pin với τc=298P PK ................................................. 101

o Hình 4.5: Đặc tính công suất của dàn pin Tc=298P PK ............................................. 101

Hình 4.6: Đáp ứng của điện áp DC khi số gia cố định ........................................... 102

Hình 4.7: Đáp ứng của dòng điện .......................................................................... 103

Hình 4.8: Đáp ứng dòng điện và công suất ............................................................ 103

Hình 4.9: Sóng hài dòng điện pha .......................................................................... 104

Hình 4.10: Đáp ứng của điện áp DC khi số gia biến đổi từ 0.2V đến 0.02V ........ 104

Hình 4.11: Đáp ứng của dòng điện khi số gia biến đổi .......................................... 105

Hình 4.12: Đáp ứng dòng điện và công suất khi số gia biến đổi ........................... 105

Hình 4.13: Sóng hài dòng điện pha ........................................................................ 106

xxiv

Hình 4.14: Đáp ứng Vdc phóng to của phương pháp đề xuất ................................ 106

Hình 4.15: Phân loại các phương pháp điều khiển ................................................ 108

Hình 4.16: Nguyên lý điều khiển PR trong nghịch lưu nối lưới ............................ 109

Hình 4.17: Sơ đồ khối nguyên lý điều khiển dùng PR ........................................... 111

Hình 4.18: Giản đồ Bode của bộ điều khiển PR .................................................... 112

Hình 4.19: Giản đồ Bode với tần số cộng hưởng 50Hz ......................................... 113

Hình 4.20: Đáp ứng vòng hở tại tần số cắt biên 378 Hz ........................................ 113

Hình 4.21: Đáp ứng biên pha vòng kín .................................................................. 114

Hình 4.22: Biểu đồ Nyquist của PR ....................................................................... 114

Hình 4.23: Điện áp và dòng điện ba pha ................................................................ 116

Hình 4.24: Đáp ứng công suất phát vào lưới ......................................................... 117

Hình 4.25: Dòng điện Iα ......................................................................................... 117

Hình 4.26: Dòng điện Iβ ......................................................................................... 118

Hình 4.27: Dòng điện pha ...................................................................................... 118

Hình 4.28: THD đo một chu kỳ tại các mức công suất khác nhau ........................ 119

Hình 4.29: Đáp ứng công suất của phương pháp PSO ........................................... 119

Hình 4.30: Dòng điện Iα của phương pháp đề xuất ................................................ 120

Hình 4.31: Dòng điện beta của phương pháp đề xuất ............................................ 120

Hình 4.32: Bình phương của độ nhấp nhô dòng điện ............................................ 121

Hình 4.33: THD của phương pháp PSO................................................................. 121

xxv

LIỆT KÊ BẢNG

TRANG

Bảng 1.1: So sánh TDD và hiệu suất của các kỹ thuật điều khiển khác nhau ......... 12

Bảng 1.2: So sánh sóng hài của các phương pháp.................................................... 14

Bảng 1.3: Các hiện tượng nhiễu của điện áp lưới thông thường .............................. 21

Bảng 2.1: Tham số hệ thống thí nghiệm .................................................................. 39

Bảng 2.2: Tổng tổn hao với các tần số chuyển mạch cố định khác nhau. ................ 40

Bảng 2.3: Kết quả của chu kỳ chuyển mạch thay đổi .............................................. 49

Bảng 2.4: Thông số hệ thống nghịch lưu nối lưới. ................................................... 55

Bảng 2.5: Tóm tắt tổn hao chuyển mạch và sóng hài............................................... 68

Bảng 3.1: So sánh kết quả ở trường hợp kể từ 0.6 s ................................................. 90

Bảng 4.1: Tham số của hệ thống nghịch lưu nối lưới ............................................ 102

Bảng 4.2: Tham số hệ thống nghịch lưu nối lưới ................................................... 111

Bảng 4.3: Tham số dòng điện cài đặt ..................................................................... 116

Bảng 4.4: Kết quả sóng hài..................................................................................... 121

xxvi

MỞ ĐẦU

Tính cần thiết

Các nguồn năng lượng tái tạo như gió và mặt trời đang phát triển rất mạnh mẽ

vì tính bền vững và thân thiện với môi trường trong khi tiềm năng vô cùng lớn. Tuy

nhiên, chúng lại có nhược điểm là bị loãng và không liên tục. Do đó, chúng thường

được nối với lưới điện để đảm bảo có một nguồn điện với chất lượng tốt và giá thành

rẻ thông qua các bộ nghịch lưu bán dẫn công suất. Chính các bộ nghịch lưu nối lưới

lại phát sinh sóng hài đáng kể vào lưới điện và ảnh hưởng tiêu cực đến chất lượng

điện năng của hệ thống điện. Vì vậy, việc nghiên cứu các giải pháp điều khiển để

giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới luôn góp phần nâng cao chất lượng điện năng

của hệ thống điện.

Mục tiêu của luận án

Trên cơ sở phân tích mô tả toán học của sóng hài dòng điện, tác giả đã nghiên

cứu và đề xuất bốn giải pháp để giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới như sau:

 Kỹ thuật điều chế với chu kỳ chuyển mạch thay đổi trong mỗi nửa chu kỳ cơ

bản sử dụng giải thuật di truyền có xem xét đến tổn hao chuyển mạch một cách

định lượng.

 Phương pháp ước lượng nhanh và chính xác các tham số điện áp lưới ở tần số

cơ bản sử dụng giải thuật Levenberg-Marquardt có hồi tiếp ngõ ra để cập nhật

tham số ban đầu của giải thuật nhằm nâng cao chất lượng tín hiệu điều chế.

 Giải thuật dò điểm công suất cực đại với số gia biến đổi để giảm độ nhấp nhô

của điện áp một chiều trong nghịch lưu.

 Phương pháp cải tiến để xác định các hệ số của bộ điều khiển cộng hưởng

dòng điện sử dụng giải thuật tối ưu bầy đàn.

xxvii

Đối tượng và phạm vi nghiên cứu

Dựa vào việc phân tích sóng hài của nghịch lưu nối lưới, tác giả đã nghiên cứu

các kỹ thuật: điều chế, ước lượng tham số điện áp lưới ở tần số cơ bản, giảm độ nhấp

nhô điện áp DC và cải tiến tham số bộ điều khiển dòng điện.

Luận án cũng tập trung vào nghiên cứu giảm sóng hài cho nghịch lưu điện mặt

trời nối lưới một pha và ba pha hai bậc với qui mô công suất vừa và nhỏ do sự phổ

biến của chúng.

Các chế độ vận hành như phát công suất tác dụng và thu/phát công suất phản

kháng cũng được xem xét một cách định lượng.

Cách tiếp cận và phương pháp nghiên cứu

Cách tiếp cận

Luận án dựa vào mô tả toán học của sóng hài dòng điện trong nghịch lưu để phân tích

nguyên nhân phát sinh sóng hài và từ đó đề xuất các giải pháp giảm sóng hài. Các

giải pháp đề xuất của luận án cũng dựa trên việc phân tích các ưu điểm và khuyết

điểm của các nghiên cứu đã được công bố gần đây trên các tạp chí khoa học chuyên

ngành có uy tín.

Lựa chọn phương pháp nghiên cứu

+ Phương pháp giải tích: được thực hiện bằng cách phân tích mô tả toán học của sóng

hài dòng điện nghịch lưu giúp cho luận án có cách tiếp cận tổng quát, khoa học và

xác định đúng hướng nghiên cứu.

xxviii

+ Phương pháp mô phỏng: các giải pháp giảm sóng hài đề xuất đều được kiểm tra

trên phần mềm MATLAB/Simulink để thể hiện tính trực quan và độ tin cậy cao trong

miền khảo sát mong muốn.

+ Phương pháp thực nghiệm trên mô hình vật lý: các kết quả nghiên cứu được thực

hiện trên phần cứng phổ biến như DSP-F28335 và DSpace-1103 giúp cho kết quả

nghiên cứu đảm bảo tính khả thi cao trong ứng dụng.

+ Các chỉ tiêu kỹ thuật của từng giải pháp đề xuất đều đã được xem xét một cách định

lượng dựa vào các tiêu chuẩn nối lưới nghiêm ngặt hiện nay.

Nội dung của luận án

Cấu trúc của luận án bao gồm 5 chương:

Chương 1: Tổng quan

Chương 2: Kỹ thuật điều chế sử dụng chu kỳ chuyển mạch thay đổi

Chương 3: Phương pháp ước lượng nhanh và chính xác tham số điện áp lưới

Chương 4: Giảm độ nhấp nhô điện áp DC và cải tiến tham số bộ điều khiển

Chương 5: Kết luận

Đóng góp mới về mặt khoa học của luận án

+ Kỹ thuật điều chế đề xuất ở chương 2 chỉ cần thay đổi chu kỳ chuyển mạch

trong mỗi nửa chu kỳ cơ bản để giảm sóng hài đáng kể cho nghịch lưu nối lưới, mà

không làm tăng tổn hao chuyển mạch, không phải thêm bất kỳ phần cứng nào. Ngoài

ra, kỹ thuật còn có khả năng khử hài lựa chọn và trải phổ trong phạm vi rộng để làm

giảm biên độ hài riêng lẻ.

xxix

+ Kỹ thuật hồi tiếp ngõ ra để cập nhật cho tham số ban đầu của phép giải phương

trình vi phân bằng phương pháp số ở chương 3. Kỹ thuật này cho phép ước lượng

nhanh và chính xác các tham số điện áp lưới ở tần số cơ bản nhằm nâng cao chất

lượng tín hiệu điều chế để giảm sóng hài của nghịch lưu nối lưới. Phương pháp này

khác biệt so với các vòng khóa pha thông thường là không còn khâu dò pha, không

bộ lọc vòng, không bộ dao động điều khiển điện áp.

+ Ở chương 4 của luận án đã trình bày sự ảnh hưởng của kỹ thuật dò điểm công

suất cực đại đến độ nhấp nhô điện áp nguồn DC, từ đó ảnh hưởng đến sóng hài của

nghịch lưu điện mặt trời nối lưới một giai đoạn. Sự thay đổi của số gia trong giải thuật

dò điểm công suất cực đại đề nghị cho phép giảm độ nhấp nhô điện áp DC nhưng vẫn

cho đáp ứng động cao so với các phương pháp có số gia cố định.

+ Do hàm truyền của nghịch lưu nối lưới có dạng vô định nên việc xác định các

hệ số của bộ điều khiển dòng bằng các phương pháp thông thường có thể rơi vào cực

trị địa phương. Phương pháp đề xuất sử dụng giải thuật tối ưu bầy đàn có thể xác định

được nghiệm toàn cục giúp cho các hệ số của bộ điều khiển cộng hưởng dòng điện sẽ

tốt hơn nên cải thiện sóng hài tốt hơn.

Ý nghĩa thực tiễn

Việc nghiên cứu các giải pháp điều khiển giảm sóng hài nghịch lưu nối lưới

trong luận án sẽ góp phần nâng cao chất lượng điện năng hệ thống điện.

+ Kỹ thuật điều chế giảm sóng hài đề xuất sẽ giúp giảm kích thước bộ lọc thụ

động trong nghịch lưu nối lưới, nên giảm kích thước và chi phí thiết bị. Việc chuyển

mạch với tần số thấp tại đỉnh của dòng điện cũng giúp tăng tuổi thọ linh kiện chuyển

mạch. Thêm vào đó, khả năng trải phổ làm giảm nhiễu âm nên phù hợp cho các thiết

bị ứng dụng trong viễn thông và quân sự.

xxx

+ Phương pháp ước lượng tham số điện áp lưới ở tần số cơ bản có độ chính xác

cao và đáp ứng nhanh cũng như độ vọt lố thấp cho phép sử dụng cảm biến điện áp có

độ nhạy thấp và không đòi hỏi phần cứng mạnh mẽ, đắt tiền.

+ Với giải thuật dò điểm công suất cực đại với số gia biến đổi cho phép nghịch

lưu nối lưới một giai đoạn không cần mạch boost và giảm bộ lọc DC nhằm nâng cao

hiệu suất chuyển đổi mà vẫn đảm bảo chất lượng điện năng.

+ Giải thuật tối ưu bầy đàn để xác định các hệ số bộ điều khiển giúp giảm thời

gian và công sức, cũng như không đòi hỏi kinh nghiệm của người thiết kế.

Các chế độ vận hành như phát công suất tác dụng và thu/phát công suất phản

kháng trong nghịch lưu nối lưới cũng được xem xét nhằm hỗ trợ ổn định điện áp hệ

thống khi có yêu cầu.

Các kỹ thuật đề xuất cũng cho phép mở rộng ứng dụng cho các lĩnh vực khác

như nghịch lưu điều khiển động cơ, bộ lọc công suất tích cực (APF), bộ nguồn dự

phòng (UPS), bộ phục hồi điện áp động (DVR), thiết bị bù phân tán D-Statcom.

Các thông số và chế độ hoạt động của các phương pháp được khảo sát gần với

thực tế nhất để tăng khả năng ứng dụng.

Các kỹ thuật đề xuất cũng cho phép làm giảm kích thước, chi phí thiết bị và góp

phần nâng cao chất lượng điện năng của hệ thống điện. Từ đó, tạo điều kiện cho việc

chế tạo và làm chủ công nghệ với giá thành thấp để tăng khả năng cạnh tranh của

thiết bị.

xxxi

Trần Quang Thọ

CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN

1.1 SỰ PHÁT TRIỂN CỦA NGUỒN ĐIỆN PHÂN TÁN SỬ DỤNG NĂNG LƯỢNG TÁI TẠO

Năng lượng tái tạo đang có sự phát triển mạnh mẽ [1] do tính bền vững và thân

thiện với môi trường trong khi tiềm năng vô cùng lớn [2]. Trong vài năm qua, năng

lượng tái tạo trên thế giới có mức tăng 30% mỗi năm so với mức tăng của năng lượng

từ than đá và than bùn. Năng lượng của châu Âu chiếm 17% năng lượng thế giới và

có mục tiêu phát triển năng lượng tái tạo đạt 20% vào năm 2020. Năng lượng của

Hoa Kỳ hiện chiếm 22% năng lượng thế giới cũng đặt mục tiêu tương tự dưới áp lực

của công chúng liên quan đến vấn đề môi trường và để vượt qua khủng hoảng kinh

tế. Thêm vào đó, pin mặt trời với giá thành ngày càng giảm cũng làm cho các nước

Châu Á – Thái Bình Dương (đặc biệt là Trung Quốc và Ấn Độ) với mức tiêu thụ năng

lượng nhiều nhất thế giới cũng có những chính sách tương tự trong tương lai. Điều

này làm cho năng lượng tái tạo ngày càng phát triển mạnh mẽ hơn, cụ thể qua khảo

sát [3] cho thấy rằng mức đầu tư cho năng lượng tái tạo ngày càng cao như hình 1.1.

Hình 1.1: Mức đầu tư điện gió và mặt trời của thế giới

Tại Việt Nam, theo điều chỉnh quy hoạch điện VII, đến năm 2020, công suất đặt

của hệ thống điện quốc gia đạt 60.500 MW, trong đó, năng lượng tái tạo và thủy điện

nhỏ chiếm 10%. Năm 2025, công suất đặt đạt 95.400 MW và đạt 129.500 MW vào

năm 2030. Thêm vào đó, nhằm xã hội hóa ngành điện để giảm sự đầu tư của nhà

nước, thị trường điện Việt Nam sẽ xuất hiện thêm các công ty mua bán điện, các công

Trần Quang Thọ

ty xây dựng đường dây mới và các công ty sản xuất nguồn điện phân tán trong mạng

điện phân phối. Để nâng cao hiệu quả cung cấp điện và giảm chi phí bồi thường cho

khách hàng hay hộ tiêu thụ khi bị mất điện, các nguồn điện phân tán sử dụng năng

lượng tái tạo ngày càng nhiều và đòi hỏi chất lượng điện năng ngày càng cao.

1.2 CẤU TRÚC CỦA NGUỒN ĐIỆN PHÂN TÁN SỬ DỤNG NĂNG LƯỢNG TÁI TẠO

Mặc dù thân thiện với môi trường và khả năng vô cùng lớn, nhưng nhược điểm

của năng lượng tái tạo là bị loãng và không liên tục. Do đó, nó cần được nối lưới để

đảm bảo một nguồn điện có chất lượng cao với chi phí rẻ. Để biến đổi và hòa đồng

bộ nguồn điện từ năng lượng tái tạo vào trong hệ thống điện, thường có hai dạng kết

nối lưới cơ bản [1]:

 Phát điện trực tiếp lên lưới dùng máy điện quay đồng bộ hoặc không

đồng bộ (đối với tua bin gió).

 Phát điện dùng nghịch lưu gián tiếp hoặc trực tiếp (đối với điện gió và

điện mặt trời).

Cấu trúc của một hệ hệ thống điện năng lượng tái tạo nối lưới được thể hiện trên

hình 1.2 và 1.3.

Hình 1.2: Hệ thống điện gió dùng máy phát không đồng bộ [1]

Trần Quang Thọ

Dàn pin mặt trời

Cdc

Nghịch lưu

abc αβ

Nguồn lưới

Sóng mang

Điều chế PWM

Idc

Va Vb vc Vòng khóa pha

Iα

Iβ

V*abc

Điều khiển chống cô lập

Vdc

αβ  abc

Iα

Vmax

I*α

V*α

Iq_ref =0

Dò công suất cực đại Vmppt

Vmax

Bộ điều khiển dòng

Biểu đồ Q

Iβ

Id_ref

αβ

V*β

I*β

Bộ điều khiển DC

Bộ điều khiển dòng

Hình 1.3: Cấu trúc của một hệ thống điện mặt trời nối lưới [4]

1.3 CÁC TIÊU CHUẨN NỐI LƯỚI

Đa số các nguồn điện phân tán DG (Distributed Generation) sử dụng năng lượng

tái tạo đều có hệ thống nghịch lưu để nối lưới. Tuy nhiên, các bộ nghịch lưu nối lưới

này lại là một trong những thiết bị phát sóng hài đáng kể lên lưới điện và ảnh hưởng

đến sự ổn định của hệ thống điện [5]. Do đó, chúng có tác động tiêu cực đến chất

lượng điện năng của hệ thống điện.

Sóng hài có những tác hại nguy hiểm đến thiết bị điện và hệ thống điện [6]. Các

tác hại đó là: giảm hiệu quả của thiết bị điện, làm cho các mạch đồng bộ góc kích sử

dụng bộ dò điện áp zero hoạt động không ổn định, các đồng hồ số đo không chính

xác, các rơ le hoạt động sai… Trong lĩnh vực máy điện, sóng hài làm tăng tổn hao

trong lõi thép, làm tăng nhiệt thiết bị, nhiễu mô men động cơ, gây ra các dao động

trong máy điện đồng bộ và không đồng bộ, gây sốc mô men và hoạt động không ổn

định…Đặc biệt các sóng hài riêng lẻ có biên độ cao sẽ gây tác động tiêu cực đáng kể

đến các thiết bị ứng dụng trong thông tin và quân sự do hiện tượng nhiễu âm.

Vì vậy, để đảm bảo an toàn trong vận hành và truyền tải điện năng, các tiêu

chuẩn chất lượng điện năng đã được các cơ quan vận hành hệ thống điện ban hành

Trần Quang Thọ

như: IEEE-929 (2000) [7]; IEEE-1547 (2009) [8]-[5] của Mỹ; tiêu chuẩn IEC 62116

(2005) về cô lập DG; IEC 61727 (2007); các tiêu chuẩn EN 50160 ở châu Âu; VDE

0126 (2006) của Đức; thông tư 39 BCT (2015) của Bộ Công thương Việt Nam…,

trong đó, các tiêu chuẩn về tần số khi kết nối lưới (phụ lục 1-1), giới hạn sóng hài và

tổng trở bộ lọc cũng rất nghiêm ngặt đối với thiết bị nối lưới. Trong khi đó, các

phương pháp giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới đã được công bố gần đây cho

thấy hiệu quả chưa cao.

Như vậy, để thỏa mãn các tiêu chuẩn nối lưới nghiêm ngặt và góp phần nâng

cao chất lượng điện năng của hệ thống điện, cần phải có các nghiên cứu sâu hơn để

giảm sóng hài hiệu quả hơn cho các bộ nghịch lưu nối lưới.

1.4 CÁC NGHIÊN CỨU KHOA HỌC LIÊN QUAN

1.4.1 Hệ thống điện gió nối lưới

Máy phát không đồng bộ thường được sử dụng để nối lưới trực tiếp trong hệ

thống điện gió. Do máy phát không đồng bộ có công suất phản kháng tỉ lệ với bình

phương của điện áp nguồn lưới. Vì vậy, nếu điện áp lưới nối vào đầu cực máy phát

giảm thì sẽ ảnh hưởng đến khả năng phát điện và có thể tự gây ra mất ổn định và mất

cân bằng mô men trong máy [9], [10], đặc biệt là khi sử dụng máy không đồng bộ

rotor lồng sóc. Để đảm bảo an toàn vận hành hệ thống nối lưới này, người vận hành

cần phải xác định được giới hạn điện áp ổn định tại điểm nối máy phát không đồng

bộ. Nghiên cứu của tác giả cho thấy rằng:

+ Các nghiên cứu từ trước đến nay (cả trong và ngoài nước) mới chỉ dừng lại ở nghiên

cứu ổn định điện áp tại nút kết nối nguồn phân tán với lưới điện PCC (Point of com-

mon coupling), chưa xem xét đến đặc tính của máy phát phân tán. Trong khi đó, công

suất phát của các máy phát phân tán lại liên tục thay đổi tùy thuộc vào điều kiện thời

tiết (gió, nắng…).

+ Trong hệ thống nguồn điện phân tán nối lưới công suất lớn phải có khả năng phát

công suất phản kháng để góp phần ổn định điện áp và giảm chi phí lắp đặt thiết bị bù.

Trần Quang Thọ

Do đó, máy phát dùng rotor dây quấn tốt hơn rotor lồng sóc vì có thể phát công suất

phản kháng.

+ Từ đó, tác giả đã đề xuất phương pháp hình học để xác định giới hạn ổn định điện

áp cho máy phát không đồng bộ nối lưới. Khi đó, vấn đề ổn định điện áp được xem

xét cụ thể cho nguồn điện tua bin gió, có xét đến đặc tính công suất của máy phát và

tốc độ gió biến đổi. Khi tốc độ gió thay đổi, công suất máy phát thay đổi theo, nên

công suất phản kháng thay đổi dẫn đến sự thay đổi về giới hạn ổn định điện áp của

thanh cái đầu cực máy phát.

Tuy nhiên, để có hiệu quả cao, hệ thống điện gió thường đòi hỏi qui mô công

suất lớn đến hàng megawatt với cột gió cao và vốn đầu tư rất lớn nên khó phát triển

ở các nước như Việt Nam. Do đó, việc tiếp cận để nghiên cứu và thí nghiệm trên mô

hình vật lý hệ thống điện gió tương đối khó khăn nên tác giả không lựa chọn nghiên

cứu trong luận án này.

1.4.2 Hệ thống điện mặt trời sử dụng nghịch lưu nối lưới

So với hệ thống điện gió, hệ thống điện mặt trời nối lưới có sự phát triển mạnh

mẽ hơn do có các ưu điểm sau:

 Giá thành pin mặt trời ngày càng rẻ

 Qui mô công suất nhỏ và vừa nên vốn đầu tư cho các dự án tương đối thấp và

dễ phát triển theo chủ trương xã hội hóa năng lượng tái tạo

 Xu hướng mái nhà pin mặt trời không đòi hỏi nhiều chi phí mặt bằng lắp đặt

 Mức độ bức xạ mặt trời ở Việt Nam tương đối cao

 Người nghiên cứu dễ dàng tiếp cận nghiên cứu và thí nghiệm

Vì vậy, hệ thống điện mặt trời nối lưới được tác giả lựa chọn tập trung nghiên

cứu trong luận án này.

Do hệ thống điện mặt trời phải sử dụng nghịch lưu để nối lưới, khi đó, sóng hài

sẽ sinh ra trong quá trình chuyển mạch của các linh kiện bán dẫn công suất để chuyển

từ dòng điện một chiều sang xoay chiều. Trong luận án này, tác giả đã nghiên cứu

Trần Quang Thọ

các phương pháp giảm sóng hài ngõ ra của nghịch lưu để góp phần nâng cao chất

lượng điện năng cho hệ thống điện.

1.4.2.1 Cách tiếp cận

Để phân tích sóng hài dòng điện, một nghịch lưu cầu H điều chế PWM đơn cực

như hình 1.4 được sử dụng làm chuẩn. Có ba giả sử ban đầu để thuận lợi cho việc

phân tích:

(i) Tần số chuyển mạch của nghịch lưu lớn hơn rất nhiều so với tần số lưới

cơ bản (50 Hz)

(ii) Bỏ qua ảnh hưởng của thời gian chết (dead time)

S11

S21

Vdc

~Vg

S22

S12

(iii) Điện cảm của bộ lọc là cố định

Hình 1.4: Nghịch lưu nối lưới cầu H

Dựa vào nguyên lý xếp chồng, dòng điện ngõ ra của nghịch lưu bao gồm dòng

điện cơ bản và độ nhấp nhô dòng điện [11], [12].

Dòng điện ngõ ra của nghịch lưu tăng trong bán kỳ dương của mỗi nửa chu kỳ

chuyển mạch và giảm trong bán kỳ âm như dạng sóng ở hình 1.5.

Trong nửa dương của chu kỳ sóng tam giác, độ tăng của dòng điện đỉnh-đỉnh

−

]

[ 1

td )(

iL1 được tính như sau:

1 L

)( td L

T s 2

(1.1)

Trong đó: Lf là điện cảm của bộ lọc ngõ ra của nghịch lưu; Vdc là điện áp của

nguồn DC; d(t) là tín hiệu điều chế, và Ts là chu kỳ của sóng mang.

Trần Quang Thọ

Độ giảm của dòng điện iL2 trong nửa bán kỳ âm của nửa chu kỳ chuyển mạch

)( td

[ −

]

)( td

được xác định một cách tương tự như sau:

T s 2

(1.2)

Cộng (1.1) và (1.2) cho cả 2 nửa bán kỳ dương và âm sẽ thu được kết quả độ

)( td

]

)( td

nhấp nhô dòng đỉnh-đỉnh như (1.3).

=∆ i P

[ 1 − L

T s 2

(1.3)

Giá trị hiệu dụng của độ nhấp nhô dòng điện trong mỗi chu kỳ sóng tam giác

−

∆ i

)( td

∆ I

chuyển mạch bằng cách chia cho căn bậc 2 của 3 như sau:

. VT s

.32

(1.4)

Phương pháp điều khiển dòng điện thường được dùng trong nghịch lưu nối lưới,

do đó, sóng điều chế thường có một sự trễ pha nhất định so với điện áp (nếu có phát

công suất kháng Q, nghĩa là hệ số công suất nhỏ hơn 1 hoặc là tải R-L). Giả sử dòng

sin(

)( td

. m

φω − ) t

điện có góc trễ pha là φ, thì khi đó:

(1.5)

Trong đó: m là chỉ số điều chế biên độ và ω là tần số góc của nguồn điện lưới.

Thay (1.5) vào (1.4) sẽ thu được giá trị hiệu dụng của độ nhấp nhô dòng điện như

T V . s

−

∆ I

. sin

m .

. sin

( ) ω φ − t

 1 

 

dc 2 3

(1.6)

Trần Quang Thọ

Voltage

-d

Vdc V1

∆VL

Vdc-V1

-V1

∆i

iL2

iL1

∆ip t

Hình 1.5: Sóng mang, điện áp và độ nhấp nhô dòng điện

Khi đó, giá trị hiệu dụng của độ nhấp nhô dòng điện trong nửa chu kỳ cơ bản

xác định như sau:

(

)

∆ I

2 ω∆ dI t p

∫

1 π

(1.7)

Và độ méo hài toàn phần THD (total harmonic distortion) có quan hệ với độ

nhấp nhô dòng điện hiệu dụng như sau:

THD

∆ I 1I

(1.8)

Trong đó: I1 là dòng điện hiệu dụng cơ bản.

Từ các phân tích trên cho thấy có bốn nguyên nhân cơ bản phát sinh sóng hài

trong nghịch lưu nối lưới như sau:

 Kỹ thuật điều chế: dựa vào biểu thức (1.6) cho thấy chu kỳ chuyển mạch Ts

sẽ ảnh hưởng đến độ nhấp nhô dòng điện của nghịch lưu. Đây là bộ phận phát

sinh sóng hài đáng kể nhất trong nghịch lưu nên được nhiều nhà khoa học

không ngừng nghiên cứu để cải tiến.

Trần Quang Thọ

 Độ chính xác của tham số hòa đồng bộ: dựa vào công thức (1.5) cho thấy

sóng điều chế cũng sẽ ảnh hưởng đến sóng hài. Sai số của các tham số ước

lượng được của điện áp lưới như biên độ, tần số, góc pha trong quá trình đồng

bộ do sai số cảm biến cũng như dao động của điện áp lưới sẽ ảnh hưởng đến

tín hiệu điều chế. Độ chính xác này thường phụ thuộc vào chất lượng của vòng

khóa pha.

 Sự ổn định của nguồn điện DC: sóng hài của nghịch lưu còn phụ thuộc vào

điện áp nguồn DC ở biểu thức (1.6) và biên độ dòng điện cơ bản ở công thức

(1.8) khi công suất ngõ vào thay đổi (do nắng, gió thay đổi). Do đó, kỹ thuật

dò điểm công suất cực đại của dàn pin mặt trời cũng ảnh hưởng đến điện áp

DC nên sẽ ảnh hưởng đến sóng hài.

 Tham số của bộ điều khiển: trong hình 1.3 cho thấy tham số các bộ điều

khiển ảnh hưởng đến chất lượng tín hiệu điều chế nên cũng ảnh hưởng đến

sóng hài ngõ ra của nghịch lưu nối lưới.

Để giảm sóng hài do các nguyên nhân trên gây ra, tác giả đã có các nghiên cứu

cho từng nguyên nhân để có những giải pháp đề xuất hiệu quả.

1.4.2.2 Kỹ thuật điều chế

Trong nước hiện chỉ có một số nghiên cứu liên quan đến vấn đề này [13]–[19],

nhưng chỉ tập trung giảm điện áp common mode của nghịch lưu, tức là cải thiện sự

ổn định của điện áp DC để giảm sóng hài. Đồng thời các tác giả chủ yếu nghiên cứu

cho nghịch lưu ba pha đa bậc và không nối lưới. Trong khi đó, nghịch lưu nối lưới có

nhiều vấn đề phức tạp hơn do liên quan đến sự dao động của năng lượng ngõ vào và

chất lượng điện năng của ngõ ra cũng như quá trình điều khiển.

Trên thế giới có rất nhiều nghiên cứu để giảm sóng hài cho nghịch lưu bằng

phương pháp điều chế, nhưng các phương pháp thay đổi tần số chuyển mạch cho kỹ

thuật SPWM (Sinusoidal pulse width modulation) cũng rất hạn chế và hiệu quả chưa

cao.

Trần Quang Thọ

Kỹ thuật SPWM là một trong những kỹ thuật được sử dụng phổ biến trong

nghịch lưu nối lưới [20]–[23] bằng cách điều khiển các chuyển mạch bán dẫn công

suất đóng/ngắt để có được dòng điện mong muốn bơm vào lưới. Sóng hài dòng điện

của nghịch lưu gây ra có phổ chủ yếu bởi tần số chuyển mạch và bội số của tần số

này (sidebands). Việc tăng điện cảm bộ lọc ngõ ra của nghịch lưu nối lưới cũng có

thể làm giảm sóng hài dòng điện. Nhưng điều này làm tăng kích thước bộ lọc và chi

phí của bộ nghịch lưu. Hơn nữa, không thể tăng điện cảm bộ lọc quá lớn vì bị giới

hạn bởi các tiêu chuẩn về ổn định động và tiêu chuẩn về cô lập và tái kết nối lưới khi

có sự cố xảy ra trên hệ thống điện.

Tăng tần số chuyển mạch cũng là một trong những phương pháp thường dùng

trong SPWM để giảm sóng hài dòng điện. Nhưng điều này làm tăng tổn hao chuyển

mạch, bởi vì tổn hao chuyển mạch tỉ lệ thuận với tần số chuyển mạch, nên dẫn đến

làm giảm hiệu suất của thiết bị. Ngoài ra, việc tăng nhiệt sẽ làm giảm tuổi thọ của

linh kiện công suất [24], khi đó, cũng đòi hỏi tản nhiệt làm mát nhiều hơn.

Sau đây là các kỹ thuật điều chế tiêu biểu sử dụng tần số chuyển mạch thay đổi

được công bố gần đây:

1.4.2.2.1 Kỹ thuật dựa vào yêu cầu về độ méo toàn phần

Mục tiêu của kỹ thuật trong [25] là giảm tổn hao chuyển mạch để tăng hiệu suất

của nghịch lưu nối lưới bằng cách dựa vào mô hình ước lượng TDD (total distortion

demand). Dựa vào sơ đồ nguyên lý ở hình 1.6 để xây dựng độ méo yêu cầu toàn phần

IGBT1

IGBT3

Vdc

Input power

V0 -

~Grid

IGBT2

IGBT4

TDD như (1.9).

Hình 1.6: Sơ đồ nguyên lý nghịch lưu nguồn áp 1 pha

)

Trần Quang Thọ [

]

2 VT s

ref

2 grid

ref

−

TDD

π 2

grid V 3

( ω 2 π L

1 I 4

2 V 4 grid ( ω

)

2 L

( ω LI 2 V 8 dc

2 grid

ref

   

   

  π 3  

   

(1.9)

Với tổn hao chuyển mạch xác định như (1.10), kỹ thuật này cho rằng: để có chu

kỳ chuyển mạch tối ưu như (1.12) thì TDD phải nhỏ hơn và lân cận 5% theo tiêu

)

−

P sw

ref

Bf s

Af 0

chuẩn yêu cầu như (1.11).

−

ref

off

Bf s

off

P sw

Af 0

− off =

( 2 ( 2 dc +

−

P sw

off

  )    

)

[

]

2 VT s

2 grid

ref

2 grid

ref

≤

−

(1.10)

TDD

2 req

π 2

grid V 3

( ω 2 π L

1 I 4

2 V 4 grid ( ω

)

2 L

( ω LI 2 V 8 dc

2 grid

ref

   

   

   

  π 3  

(1.11)

2 T optimal − s

A B

TDD

(1.12)

( 288

2 IVL dc

2 rated

req

−

)

ref

( 2 ωπ dc

ref

VV dc

grid

ref

(1.13)

) −

dc VV

( ω π V 9

+ )

ref

2 VV dc

2 grid

3 grid

( ωπ LI 9 ( 2 ωπ grid

4 grid

(1.14)

Hình 1.7: Đáp ứng động khi thay đổi công suất tại 0.06 s

Trần Quang Thọ

Bảng 1.1: So sánh TDD và hiệu suất của các kỹ thuật điều khiển khác nhau của [25]

 Công bố này cho rằng khi công suất năng lượng ngõ vào suy giảm làm cho sóng

hài dòng điện tăng lên và có khả năng vượt quá giới hạn cho phép. Khi đó, kỹ

thuật này đề nghị tăng tần số chuyển mạch để giảm sóng hài dòng điện sao cho

nằm trong giới hạn cho phép, nhưng điều này cũng làm tăng tổn hao chuyển

mạch. Do đó, tần số chuyển mạch cần phải xác định để sao cho tổn hao chuyển

mạch là ít nhất mà sóng hài dòng điện vẫn vừa thấp hơn 5% của tiêu chuẩn (và

ngược lại). Tần số chuyển mạch đó gọi là tần số chuyển mạch tối ưu được dựa

vào mô hình tính TDD.

 Thêm vào đó, tần số chuyển mạch trong mỗi chu kỳ cơ bản vẫn là cố định. Nó

chỉ thay đổi theo mức tải nhằm giảm tổn hao chuyển mạch để nâng cao hiệu suất

với mức sóng hài dòng điện cao lân cận dưới giới hạn tiêu chuẩn 5%.

 Kỹ thuật này cũng đòi hỏi mô hình chính xác các thông số liên quan của nghịch

lưu để ước lượng tần số chuyển mạch tối ưu khi dòng tải thay đổi nên phức tạp

và không bền vững.

 Để tính tổn hao chuyển mạch cần phải biết chính xác thông số đặc tính linh kiện

IGBT như các hệ số năng lượng đóng ngắt… điều này gây khó khăn cho tính toán

tổn hao chuyển mạch nên khó có thể đánh giá kết quả thu được là tối ưu.

 Vẫn còn hài riêng lẻ cao đáng kể tại dải biên (sideband) vì không thể thực hiện

khử hài lựa chọn SHE (Selective Harmonic Elimination) và trải phổ.

 Bảng 1.1 so sánh kết quả không thể hiện sự tương đồng của các phương pháp.

1.4.2.2.2 Kỹ thuật thay đổi sóng mang và sóng điều chế

Sóng hài cần khử được bơm vào sóng điều chế trong [26] như (1.15), ví dụ cần

khử hài bậc 3 và bậc 9 thì sóng điều chế sẽ như sau:

−

1,15sin

)

( 0, 27 sin 3

)

( 0, 029sin 9

)

Trần Quang Thọ ( ω m

ω m

(1.15)

Trong đó: ωm là tần số góc cơ bản.

−

) ) 2

( sin

Tần số sóng tam giác được điều chỉnh theo qui luật như sau:

= ωω c

( ω m

−

) t )

sin

±= 1

( ω sin m ( ω m

= ωω  c   = ωω  c

 k

 − ω 2 c

(1.16)

(1.17)

Trong đó: ωi là tần số góc của xung tức thời thứ i, ωc là tần số góc cố định cao

cω là bậc của

nhất của sóng mang. M là hệ số xung tam giác, kf là hằng số điều chế,

fk

tần số trung tâm, là bậc của hằng số điều chế.

Hình 1.8: Kỹ thuật điều chế trong [26]

(với ωc=27ωm và kf=24ωm cho 15 xung trong một chu kỳ cơ bản)

Trần Quang Thọ

fk =19,5; M =15)

Hình 1.9: Phổ hài

Bảng 1.2: So sánh sóng hài các phương pháp trong [26]( cω =24,75;

Kỹ thuật được công bố trong [26] sử dụng phương pháp bơm các sóng hài cần

khử có biên độ thích hợp vào tín hiệu điều chế. Tần số sóng mang trong mỗi chu kỳ

cơ bản được điều chỉnh theo độ dốc của sóng điều chế. Tuy nhiên:

 Phương pháp dựa vào độ dốc của sóng điều chế so với sóng mang nên gặp khó

khăn khi thực hiện tần số chuyển mạch cao [27], [28] do độ dốc không còn

nữa.

 Không thực hiện tính toán tổn hao chuyển mạch nên không thể đánh giá hiệu

quả.

 Chưa nghiên cứu cho nghịch lưu nối lưới

1.4.2.2.3 Phương pháp trải phổ nhiễu âm

Các phương pháp điều chế với tần số chuyển mạch thay đổi VSFPWM (Variable

Switching Frequency Pulse Width Modulation) đã đề cập ở trên thường chưa có xem

xét một cách định lượng và quan tâm về sóng hài cũng như tổn hao chuyển mạch khi

so sánh với phương pháp tần số chuyển mạch cố định [29]–[31].

Trần Quang Thọ

Để giữ cho giá trị hiệu dụng của độ nhấp nhô dòng điện là hằng số và để giảm

nhiễu điện từ, phương pháp VSFPWM trong [29] đề nghị thay đổi tần số chuyển

mạch trong mỗi góc phần sáu (sector) của SVPWM (Space Vector Pulse Width Mod-

ulation) theo qui luật như hình 1.11 dựa vào dự báo độ nhấp nhô ở hình 1.10.

−

∆ I

Dựa vào hình 1.10, độ nhấp nhô dòng điện hiệu dụng được xác định như sau:

rms

x 3

xy 3

t 0 T s

t 1 T s

t 2 T s

(1.18)

k 1

Trong đó:

k 1

    

t 1 2

t 0 4 t 0 4

(1.19)

Chu kỳ chuyển mạch mong muốn được cập nhật dựa vào độ nhấp nhô dòng điện

−

dự báo như sau:

T s

ripple predicted I

− ripple require

(1.20)

Hình 1.10: Sự thay đổi độ nhấp nhô dòng điện trong một sector của SVPWM.

Trần Quang Thọ

Hình 1.11: Phân bố tần số chuyển mạch trong [29]

Hình 1.12: So sánh hài bậc thấp

Hình 1.13: So sánh nhiễu điện từ EMI (giảm 10dB)

Trần Quang Thọ

Khi phân bố lại tần số chuyển mạch như hình 1.11 sẽ thu được kết quả giảm

sóng hài ở hình 1.12 và nhiễu điện từ ở hình 1.13. Mặc dù nhiễu điện từ giảm được

10 dB so với phương pháp tần số chuyển mạch cố định, nhưng không thể đánh giá

hiệu quả của phương pháp này vì tổn hao chuyển mạch chưa được xem xét một cách

định lượng.

Một kỹ thuật tương tự để trải phổ nhiễu âm SANS (Spread of Acoustic Noise

Spectrum) được đề nghị trong [30] nhằm làm giảm biên độ các hài riêng lẻ. Trong kỹ

thuật SANS này, tần số điều chế thay đổi VFPWM (Variable Frequency Pulse Width

Modulation) với chu kỳ chuyển mạch được xác định như (1.21) và được thể hiện trên

−

≤

; 0

α 12 π

  

  

 1  

  

α ( )

hình 1.14.

T s

−

≤

  

  

 1  

 α π 12 ;  π 

 T  c =   T c  

(1.21)

Trong đó: Tc là chu kỳ chuyển mạch cố định của CSVPWM (Conventional

Space Vector Pulse Width Modulation).

Hệ số k được đề nghị luôn cố định bằng 0,5 trong [30], khi đó, tần số chuyển

mạch trong mỗi sector sẽ thay đổi từ 2/3 đến 2 lần tần số cố định. Kết quả ở hình 1.15

cho thấy THD dòng điện giảm 12% so với phương pháp CSVPWM (tại 50 Hz).

Tuy nhiên, phương pháp này cũng chưa khảo sát định lượng tổn hao chuyển

mạch và xem xét cho nghịch lưu nối lưới.

Phương pháp điều chế vector không gian bão hòa trong [32] được sử dụng để cải

thiện sóng hài và tổn hao chuyển mạch. Phương pháp này sẽ hoạt động giống như

SVPWM thông thường khi sai số dòng điện nhỏ hơn một giá trị ngưỡng đặt trước.

Nếu sai số dòng điện đo được vượt quá ngưỡng đặt trước thì sẽ được chuyển sang

chế độ điều khiển bão hòa (hysteresis control) để giảm nhanh độ nhấp nhô dòng điện.

Tuy nhiên, sự phụ thuộc vào cảm biến dòng điện và sai số dòng điện làm cho nó dễ

mất ổn định nên không bền vững.

Trần Quang Thọ

-4

SANS (fc = 6 kHz; k=0.5)

x 10

csvpwm

vfpwm

) d n o c e s ( s T

0 0

30 Alpha (degree)

Hình 1.14: Sự thay đổi của chu kỳ chuyển mạch trong mỗi sector

Hình 1.15: THD dòng điện trong [30]

1.4.2.2.4 Phương pháp độ nhấp nhô hằng số

Phương pháp độ nhấp nhô hằng số CR (constant ripple) đã được đề cập trong

[33], [34] còn được gọi là phương pháp điều khiển dòng bão hòa (hysteresis current

control) có dạng sóng như hình 1.16.

Hình 1.16: Dạng sóng dòng điện và điện áp

Trần Quang Thọ

Tuy nhiên, phương pháp này trở nên phức tạp khi tải thay đổi bởi vì độ rộng

xung điều chế phụ thuộc vào tham số tải, điện áp DC và độ dốc của dòng điện. Mặt

khác, tổn hao chuyển mạch chưa được xem xét một cách định lượng.

1.4.2.2.5 Kỹ thuật thay đổi tần số chuyển mạch tối ưu

Kỹ thuật đề nghị trong [35] dùng phương pháp nhân tử Lagrange để cực tiểu

tổn hao chuyển mạch với tần số chuyển mạch thay đổi, không phải cực tiểu sóng hài.

Phương pháp này đòi hỏi mô hình toán chính xác cao của độ nhấp nhô dòng điện với

nhiều tham số liên quan của nghịch lưu làm cho việc tính toán phức tạp. Do đó, đòi

hỏi phần cứng mạnh mẽ và đắt tiền. Tần số chuyển mạch tại lân cận zero của dòng

điện thấp đáng kể nên làm cho độ nhấp nhô dòng điện tăng cao. Điều này gây bất lợi

cho các thiết bị dò điểm zero để đồng bộ góc kích, vòng khóa pha…

Để tăng cao tần số chuyển mạch tại lân cận zero cần phải nâng cao dãy tần số

chuyển mạch. Do đó, dãy tần số chuyển mạch thay đổi hiệu quả của nghịch lưu rất

cao, từ 16 kHz đến 90 kHz. Dãy tần số này thật sự không phù hợp với các linh kiện

bán dẫn công suất trong nghịch lưu nối lưới thực tế. Thêm vào đó, kỹ thuật này không

thể thực hiện khử hài lựa chọn cũng như chưa nghiên cứu thực hiện cho nghịch lưu

nối lưới.

Ngoài ra, tổn hao chuyển mạch trong thực tế chỉ chiếm một tỉ lệ rất nhỏ so với

tổng tổn hao. Do đó, trong nghịch lưu nối lưới, mục tiêu giảm sóng hài sẽ có ý nghĩa

nhiều hơn so với mục tiêu giảm tổn hao chuyển mạch.

1.4.2.2.6 Nghịch lưu đa bậc

Các nghịch lưu đa bậc [27], [28] cũng đã được sử dụng để giảm sóng hài dòng

điện rất hiệu quả. Tuy nhiên, chúng lại đòi hỏi nhiều linh kiện chuyển mạch hơn,

nhiều nguồn DC hơn, điều khiển phức tạp hơn, phải giải quyết vấn đề cân bằng điện

áp… Do đó, loại này thường phù hợp cho ứng dụng công suất lớn. Mặt khác, dòng

điện chảy qua nghịch lưu càng nhiều bậc thì qua càng nhiều linh kiện nối tiếp nên

tổng trở nghịch lưu tăng cao làm cho tổn hao dẫn tăng cao nên làm giảm hiệu suất.

Trần Quang Thọ

Bởi vì trong nghịch lưu, tổn hao dẫn chiếm đáng kể nhất trong tổng tổn hao [36].

Trong khi đó, tổn hao dẫn lại tỉ lệ thuận với bình phương dòng điện và tổng trở tương

đương của nghịch lưu. Do đó, nghịch lưu có số bậc càng cao thì tổn hao dẫn càng

nhiều nên làm giảm hiệu suất.

Hơn nữa, trong thực tế hiện nay, theo khuynh hướng cải thiện hiệu suất cho

nghịch lưu nối lưới, tổn hao dẫn cần phải được giảm thiểu, tức là cần phải giảm bậc

càng nhỏ càng tốt, nhưng khi đó, sóng hài lại tăng lên. Vì vậy, cần phải tăng tần số

chuyển mạch để giảm sóng hài, nhưng điều này lại làm tăng tổn hao chuyển mạch.

Việc lựa chọn một cách cân bằng giữa sóng hài dòng điện và tổn hao chuyển mạch là

một việc tương đối khó khăn.

Vì các mô tả toán học của sóng hài dòng điện và tổn hao chuyển mạch đều chứa

các hàm sin hoặc cos, cho nên có nhiều phương pháp trí tuệ nhân tạo được đề nghị

để giảm sóng hài trong nghịch lưu [37] thay vì phải giải các phương trình siêu việt

phi tuyến. Các phương pháp đó là: tối ưu bầy đàn [38], [39], tối ưu đàn kiến [40], tối

ưu đàn ong nhân tạo [41], và giải thuật di truyền [42]... Tuy nhiên, các phương pháp

này chưa xem xét đến tổn hao chuyển mạch, đặc biệt là trong nghịch lưu nối lưới.

15TMặc dù có rất nhiều phương pháp điều chế để giảm sóng hài cho nghịch lưu

1.4.2.2.7 Đề xuất kỹ thuật điều chế

bằng cách thay đổi tần số chuyển mạch, nhưng hiệu quả vẫn chưa cao. Tổn hao

chuyển mạch chưa được xem xét một cách định lượng trong khi tần số chuyển mạch

15TTrên cơ sở phân tích mối quan hệ giữa sóng hài dòng điện và tổn hao chuyển

ảnh hưởng trực tiếp đến tổn hao chuyển mạch của nghịch lưu.

mạch với tần số chuyển mạch một cách định lượng, trong luận án này, tác giả đề xuất

phương pháp điều chế sử dụng tần số chuyển mạch thay đổi dùng giải thuật di truyền

với hàm mục tiêu là sóng hài. Ràng buộc tổn hao chuyển mạch được xem xét một

cách định lượng. Tính hiệu quả của phương pháp đề xuất được thể hiện thông qua các

kết quả mô phỏng và thí nghiệm so với phương pháp tần số chuyển mạch cố định và

các phương pháp tần số chuyển mạch thay đổi đã được công bố gần đây.

Trần Quang Thọ

15TThêm vào đó, phương pháp đề xuất còn cho phép thực hiện trải phổ sóng hài

trong một phạm vi rộng. Điều này giúp cho biên độ của các sóng hài riêng lẻ giảm

thấp đáng kể nên không cần bộ lọc phụ và rất phù hợp cho các thiết bị ứng dụng trong

15TCách tiếp cận và chi tiết của phương pháp điều chế đề xuất được trình bày ở

thông tin và quân sự.

chương 2 của luận án này. Kết quả mô phỏng và thí nghiệm trên kit DSP-F28335 của

các phương pháp điều chế đề xuất đã được công bố ở các bài báo số I-V.

1.4.2.3 Độ chính xác của tham số hòa đồng bộ

Biểu thức (1.5) cho thấy độ nhấp nhô dòng điện của nghịch lưu nối lưới còn phụ

thuộc vào biên độ, tần số và góc pha mà vòng khóa pha PLL (Phase-Locked Loop) ở

hình 1.3 ước lượng được. Một bộ PLL được đánh giá có chất lượng khi xác định một

cách nhanh chóng và chính xác các tham số của điện áp lưới ở tần số cơ bản.

Do đó, việc nghiên cứu hòa đồng bộ để các DG làm việc bền vững trong các

điều kiện khắc nghiệt của lưới điện như có sự cố sụt áp, mất cân bằng pha, có sóng

hài cao, dao động tần số… sẽ góp phần nâng cao chất lượng điện năng của hệ thống

điện.

Bảng 1.3: Các hiện tượng nhiễu của điện áp lưới thông thường (Thomsen, CIGRE WG14-31, 1999)

Disturbance

Origin

Consequences

Disconnection of sensi- tive loads Fail function

Voltage sag, Under-voltage 2.2

Short circuits in the network grid passing or on another radial Start-up of large motors

Voltage swell Overvoltage 2.3

Ageing of insolation Disconnection of equip- ment May harm equipment with inadequate design margins

Harmonic distortion 5.2-5.3

Extended heating Fail function of elec- tronic equipment

Earth fault on another phase Shut down of large loads Lightning strike on network structure Incorrect setting in substa- tion Nonlinear loads Resonance-phenomena Transformer saturation Notches

Trần Quang Thọ

Transients 1.1-1.2

Lightning strike Switching event

Insulation failure Reduced lifetime of transformers, motors, ect.

fluctua-

Voltage- tions/ flicker 6.0

Ageing of insulation Fail function Flicker

Short duration inter- ruptions 2.1

Arc furnaces Sawmill, crushing mill Welding, wind turbines Start-up of large motors Direct short circuit Disconnection False tripping Load shedding

Disconnection Disconnection

Unbalanced 4.0

One phase loads Weak connections in the network

Voltage quality for over- loaded phase Overload and noise from 3-phase equipment

Việc xác định nhanh và chính xác các tham số: biên độ, tần số và góc pha của

điện áp lưới là một trong những yếu tố quan trọng hàng đầu để đảm bảo các nghịch

lưu nối lưới vận hành ổn định. Các tham số này không những phục vụ cho quá trình

hòa đồng bộ của nghịch lưu với lưới điện mà còn góp phần nâng cao khả năng trải

qua sự cố FRT (Fault-Ride Through) theo các tiêu chuẩn nối lưới mới [7], [8] để nâng

cao chất lượng điện năng của hệ thống điện. Trong điều kiện vận hành bình thường

thì việc xác định các tham số điện áp lưới ở tần số cơ bản từ một dạng sóng sin không

có nhiễu hài là tương đối dễ dàng [43]. Tuy nhiên, các tham số của điện áp lưới ngõ

vào thực tế của các nghịch lưu nối lưới như bảng 1.3 thường thay đổi như là dao động

điện áp, dao động tần số, mất cân bằng, sóng hài cao, điện áp lệch DC sinh ra do quá

trình đo lường hay biến đổi kiểu dữ liệu. Do đó, việc xác định nhanh và chính xác các

tham số của điện áp lưới trong điều kiện khắc nghiệt của thực tế để thỏa mãn các tiêu

chuẩn nối lưới nghiêm ngặt là rất khó khăn [1], [43]–[48].

Ngoài ra, đối với tiêu chuẩn IEEE-1547 trước năm 2008 yêu cầu cắt nghịch lưu

khi tần số lưới ngoài phạm vi cho phép trong vòng 0,16 s, trong khi tiêu chuẩn IEEE-

1547 từ 2012 đến nay lại yêu cầu cắt tức thời. Điều này đòi hỏi PLL phải ước lượng

nhanh, bởi vì thời gian cắt bao gồm thời gian ước lượng tham số lưới để ra quyết định

cắt và thời gian tác động của thiết bị chấp hành. Thêm vào đó, độ vọt lố yêu cầu phải

Trần Quang Thọ

rất thấp. Bởi vì, nếu độ vọt lố cao làm cho tần số rơi vào phạm vi phải cắt tức thời,

lúc đó DG bị cô lập ngay lập tức và không có khả năng hỗ trợ ổn định hệ thống.

Các nhóm phương pháp thường dùng để xác định các tham số của điện áp lưới

bao gồm dò trong miền tần số và dò trong miền thời gian. Nhóm phương pháp dò

trong miền tần số thường dựa vào biến đổi Fourier rời rạc hoặc lọc thích nghi kết hợp

với Fourier rời rạc hồi qui (tuy nhiên, trong luận án này không trình bày các phương

pháp này vì ít được sử dụng do độ chính xác và đáp ứng động thấp). Nhóm phương

pháp dò trong miền thời gian thường dựa vào vòng khóa pha. PLL đã được sử dụng

nhiều trong quân sự, viễn thông, không gian cũng như các hệ thống điện tử dân dụng.

Tuy nhiên, trong nghịch lưu nối lưới, PLL có vai trò hòa đồng bộ và có những yêu

cầu riêng về sai số xác lập và đáp ứng động cũng như độ vọt lố.

v ≡ v ˆ Sd

Sdv

θ′

1.4.2.3.1 Phương pháp PLL thông thường

]dqT [

Sqv

ω′

Sav Sbv Scv

1 s

ˆθ

Hình 1.17: PLL sử dụng phương pháp thông thường.

Trong hệ thống điện ba pha khi chuyển sang biến đổi Park ở hình 1.17, thành

phần dq phải bao gồm thành phần thứ tự thuận và nghịch như (1.22). Khi ba pha cân

bằng như hình 1.18 thì việc đồng bộ cho nghịch lưu nối lưới tương đối dễ dàng. Vì

trong phép biến đổi dq không chứa thành phần thứ tự nghịch trong (1.23) và (1.24).

(1.22)

v

+ 1 V S

− 1 V S

Sd v

)

S ( dq

+ +

− −

cos( sin(

− 1 ′ − ω φ θ cos( ) − 1 ′ − ω φ θ ) sin(

  

′− ω θ  ) t ′− ω θ ) t 

  

  

  

  

Trần Quang Thọ

150

100

-50

-100

100

-50 0

-150

50 t [ms]

θ ω′ = t

Vsd Vsq

(b) (a) Áp ba pha (c) Vsd và Vsq (=0)

Hình 1.18: Khi điện áp ba pha cân bằng

−

Biên độ điện áp:

( V

)

(1.23)

v S

) 1 2 + S

n S

+ 1 2 V V S

n S

[ ( cos

] ) ω 1 t

− 1

tan

= θ ω t

n S +

) ω t 1 −

] ) ω t 1

V + 1 S

[ ( − sin [ ( n cos S

]

   

   

(1.24) Góc pha:

Trong đó n là bậc hài của điện áp v.

Tuy nhiên, khi có sóng hài bậc cao hoặc mất cân bằng như hình 1.19 thì xuất hiện

thành phần thứ tự nghịch. Trong trường hợp có hài bậc 5 thì quỹ đạo điện áp như hình

1.20(a). Khi có sự mất cân bằng thì quỹ đạo của điện áp có dạng elip như hình 1.20(b),

1 2 )

− cos( 2

)

− 1 tω φ +

không như hình tròn với biên độ và góc pha như sau:

v

+ ( V S

− ( V S

− + 1 1 2 V V S S

− 1

= θ ω t

tan

(1.25)

− 1 + ω φ t ) − 1 ω φ + − t cos( 2

)

− 1 V S + 1 + V S

− sin( 2 − 1 V S

  

  

(1.26)

Trần Quang Thọ

150

100

-50

-100

-50 0

100

-150

50 t [ms]

Vsq Vsd

(a) Áp ba pha (b) Góc pha θ′ (c) Vsd và Vsq

Hình 1.19: Điện áp ba pha không cân bằng

Để dò thứ tự thuận trong hệ tọa độ đồng bộ, các phương pháp trong [49]–[51]

được đề nghị, nhưng lại có nhược điểm về đáp ứng động và nặng tính toán nên không

 SV

1+ SV

 1+ SV

 SV

1− SV

 5− SV

θtω tω−

 1− SV

5− SV

− 1

+ − S V

−

1+ SV

+ + S V

phân tích chi tiết trong luận án này.

(a) Vector điện áp bị méo hài bậc 5 (b) Ba pha mất cân bằng

Hình 1.20: Vector điện áp

Trần Quang Thọ

1.4.2.3.2 Vòng khóa pha sử dụng bộ tích phân tổng quát bậc hai

Để loại bỏ các thành phần bậc cao và thứ tự nghịch, phương pháp DSOGI (Dual

Second-Order General Integrator) trong [52]–[54] được áp dụng để dò thành phần

θ+’

V+

V’α

thứ tự thuận như hình 1.21.

PI

+ -

Vα

1 s

ω’

ωff

SOGI

qV’α

V+

Vabc

[Tαβ ]

Vòng khóa pha

V’β

Vβ

SOGI

qV’β

Hình 1.21: Kỹ thuật DSOGI dùng để dò thứ tự thuận

Trong phương pháp này, hai bộ SOGI được sử dụng trong bộ phát tín hiệu trực

giao để thu hai cặp tín hiệu trực giao không còn nhiễu hài. Bốn tín hiệu này được

dùng để tách thành phần thứ tự thuận. Kỹ thuật này có đáp ứng thích nghi tần số trong

điều kiện có sóng hài cao. Hàm truyền của DSOGI như (1.27) và có đáp ứng thứ tự

′

v α

(

)

thuận và nghịch như hình 1.22 với k= 2 .

1 2

′

−

+ v α + v β

v β

   

   

   

   

′+ ω ω ω k ( ′ ωω ω ω k j

)

 

 

(1.27)

Kỹ thuật khóa tần số FLL (Frequency-Locked Loop) cũng được đề nghị trong

[1], [53], [54] như hình 1.23 để kết hợp với kỹ thuật DSOGI được gọi là DSOGI-

FLL. Kỹ thuật kết hợp này cho rằng không còn cần dùng hàm lượng giác nào. Điều

này chỉ thật sự đúng khi không tính góc pha θ. Tuy nhiên, trong hệ thống nghịch lưu

nối lưới thì góc pha θ lại là một đại lượng rất quan trọng cần phải xác định để phục

vụ quá trình hòa đồng bộ. Do đó, kỹ thuật này cũng phải sử dụng hàm lượng giác

arctan để tính góc pha θ. Trong kỹ thuật vi xử lý thì việc tính hàm arctan phức tạp

hơn nhiều so với hàm sin hay cosin. Nên đây cũng không phải là ưu điểm của FLL

trong lĩnh vực nghịch lưu nối lưới.

Trần Quang Thọ

Hình 1.22: Đáp ứng của DSOGI

Mặc dù kỹ thuật DSOGI-FLL cho kết quả khá ấn tượng và có thể nói là phương

pháp hiệu quả nhất hiện nay, nhưng khi có mất cân bằng điện áp thì sai số xác lập của

tần số ước lượng được khá lớn. Muốn giảm sai số xác lập này xuống thì phải giảm độ

lợi tích phân của FLL, nhưng điều này lại làm tăng thời gian xác lập lớn hơn. Hơn

nữa, khi có hiện tượng nhảy pha lớn (do sự cố ngắn mạch gần điểm nối chung) thì kỹ

thuật FLL lại có độ vọt lố rất lớn, đây cũng là điều bất lợi của kỹ thuật này.

Hình 1.23: Kỹ thuật khóa tần số FLL

1.4.2.3.3 Đặc điểm của vòng khóa pha

Ở Việt Nam có rất ít nghiên cứu để nâng cao chất lượng hòa đồng bộ cho nghịch

lưu nối lưới. Trong khi đó, trên thế giới lại có rất nhiều kỹ thuật được sử dụng để xác

Trần Quang Thọ

định các tham số của điện áp lưới đã được công bố gần đây trong các bài báo khoa

học, trong đó, vòng khóa pha là một trong những kỹ thuật DSP (Digital Signal Pro-

cessor) hiệu quả để ước lượng tham số của điện áp lưới [55]–[60]. Tuy nhiên, các

tham số ước lượng được của PLL thường còn có nhiều nhiễu khi có hiện tượng nhiễu

sóng hài cao, offset dc và mất cân bằng pha của điện áp lưới ngõ vào [44], [45], [61]–

[64]. Các bộ lọc vòng bên trong thường được sử dụng để loại bỏ thành phần nhiễu

khỏi các tham số ước lượng được với mức băng thông thấp, nhưng chính các bộ lọc

này làm cho đáp ứng động chậm lại [65]. Thêm vào đó, các vòng phụ thuộc làm cho

việc tinh chỉnh các tham số bộ điều khiển của PLL trở nên phức tạp hơn do hàm

truyền vòng kín có sự thay đổi lớn về cực và zero.

Kỹ thuật tinh chỉnh tần số thích nghi trong [66] sử dụng các bộ lọc vi phân và

trung bình di chuyển ở ngõ vào và ngõ ra để tránh các vòng phụ thuộc nên cũng làm

cho đáp ứng chậm lại. Hơn nữa, độ vọt lố cao đáng kể của các tham số ước lượng

được của PLL cũng là một rào cản lớn khi có hiện tượng nhảy pha nên dẫn đến làm

trễ quá trình đồng bộ [67].

Các kỹ thuật PLL sử dụng bộ phát tín hiệu trực giao [68] dựa vào bộ tích phân

tổng quát bậc hai QSG-SOGI (Quadrature Signal Generator-SOGI) [69]–[71] có thể

loại bỏ sóng hài bậc cao và khóa tần số bằng bộ FLL, nhưng các kỹ thuật này không

thể loại bỏ sóng hài bậc thấp và offset dc nên gây nhiễu đáng kể cho các tham số cơ

bản ước lượng được. Để loại bỏ ảnh hưởng của offset dc, phương pháp thêm khâu

tích phân [45], bộ lọc nhiễu notch và trung bình di chuyển [72] được áp dụng nhưng

làm cho đáp ứng động kém đi [73].

Kỹ thuật kết hợp bộ tách nhiều thành phần hài MSHDC (Multi-Sequence Har-

monic Decoupling Cell) với PLL truyền thống [49]–[51], [74] được đề nghị để cải

thiện đáp ứng động, tuy nhiên, hiệu quả cũng chưa cao.

Kỹ thuật DSOGI được sử dụng để loại bỏ ảnh hưởng của hiện tượng mất cân

bằng của điện áp ba pha ngõ vào nhưng lại có đáp ứng chậm. Kỹ thuật PLL cải tiến

Trần Quang Thọ

EPLL (Enhanced PLL) kết hợp với DSOGI [59] để dò thứ tự thuận cũng nặng tính

toán và độ chính xác không cao trong khi đáp ứng động cũng chậm.

Giải thuật NTA (Newton-Type Algorithm) [75], [76] là một kỹ thuật giải bài toán

phi tuyến có thể dùng để ước lượng các tham số của điện áp lưới [77]. Tuy nhiên, giải

thuật này không ổn định khi có hiện tượng quá độ điện áp lớn. Để tăng tính ổn định

cho NTA, việc sử dụng các bộ lọc nhiễu notch và lọc thông thấp LPF (Low-Pass

Filter) kết hợp với phương pháp bình phương tối thiểu LS (Least Squares) của NTA

được gọi là NTA-LS được đề nghị trong [78], nhưng chính các bộ lọc này làm cho

đáp ứng động rất thấp.

Để cải thiện đáp ứng động cho phương pháp này, kỹ thuật kết hợp NTA với lọc

thông băng bậc hai tại ngõ vào PLL để loại bỏ offset dc cũng được giới thiệu trong

[79]. Trong kỹ thuật này, một bộ lọc thông thấp nối nối tiếp với bộ lọc vi phân hồi

qui để giảm nhiễu và tăng đáp ứng động NTA-DF (Newton-Type Algorithm-Differ-

entiation Filter), tuy nhiên, hiệu quả vẫn chưa cao.

1.4.2.3.4 Nhận xét và đề xuất phương pháp nâng cao chất lượng PLL

Từ các phân tích trên cho thấy rằng: có thể phân thành 3 nhóm phương pháp dò

đồng bộ:

+ Nhóm thứ nhất là dò trong miền tần số (dựa vào biến đổi Fourier) cho hiệu quả

không cao nên không trình bày trong luận án này.

+ Nhóm thứ hai là dò trong miền thời gian thường sử dụng PLL gồm 3 phương pháp

sau đây để tách thành phần thứ tự thuận:

 Thêm các khâu tích phân vào PLL thông thường để tách thành phần thứ tự

thuận

 Sử dụng các bộ lọc thông thấp trong PLL thông thường để dò thành phần thứ

tự thuận trong hệ tọa độ đồng bộ dq

 Sử dụng các bộ lọc tích phân trong PLL thông thường để dò thành phần thứ tự

thuận trong hệ tọa độ ảo αβ

Trần Quang Thọ

Nhưng do bản chất của các PLL thông thường là bộ lọc phức thích nghi bậc

nhất [80] nên luôn có sự mâu thuẩn giữa yêu cầu về sai số xác lập và đáp ứng động

cũng như độ vọt lố.

+ Nhóm thứ ba gồm các phương pháp giải lặp Newton và lọc thông thấp cho độ chính

xác cao nhưng đáp ứng lại quá chậm.

Để nâng cao chất lượng điện năng của hệ thống điện và khả năng trải qua sự cố

của nghịch lưu nối lưới, tác giả đề xuất một giải thuật để xác định nhanh và chính xác

các tham số của điện áp lưới trong điều kiện vận hành bình thường cũng như khi có

sự thay đổi điện áp như: sụt áp, mất cân bằng, sóng hài cao, nhảy điện áp, tần số, góc

pha. Phương pháp đề xuất dựa trên giải thuật Levenberg-Marquardt (L-M) có hồi tiếp

để cập nhật tham số ban đầu của phương pháp giải.

Giải thuật L-M [81], [82] là một giải thuật mang tính tiêu chuẩn thường áp dụng

để giải các bài toán bình phương tối thiểu phi tuyến. Bài toán bình phương tối thiểu

thường được dùng để ước lượng một hàm các tham số với một tập các điểm dữ liệu

đo được bằng cách cực tiểu tổng các bình phương của các sai số giữa điểm ước lượng

300

Sampling window

Measured Estimated

200

)

100

(

e g a

t l

o V

-100

-200

-300

0.02

0.01 Time (s)

và điểm đo [83] như hình 1.24.

15T+ Phương pháp đề xuất dựa vào toán học cơ bản để giải phương trình vi phân phi

Hình 1.24: Các điểm đo và đại lượng ước lượng được

tuyến siêu việt bằng giải thuật Levenberg-Marquardt có cập nhật tham số ban đầu để

Trần Quang Thọ

giảm số vòng lặp và hội tụ nhanh đến kết quả. Bản chất của giải thuật là giải phương

15T+ Các tiêu chí về đáp ứng động, sai số xác lập, độ vọt lố và độ phức tạp tính toán

trình vi phân bằng phương pháp số.

cũng được xem xét và phân tích để đánh giá khi so sánh với các phương pháp đã được

15T+ Tính hiệu quả và bền vững của phương pháp đề xuất cũng đã được khẳng định

công bố gần đây.

thông qua kết quả mô phỏng và thí nghiệm khi so sánh với các phương pháp thông

thường, DSOGI, và DSOGI-FLL trong những điều kiện điện áp ngõ vào thay đổi về

15T+ Phương pháp đề xuất đã được kiểm tra thí nghiệm trên kit Dspace-1103 với chip

tần số, biên độ, góc pha, nhiều sóng hài…

15T+ Mặt khác, với phương pháp đề xuất, tần số lấy mẫu của cảm biến chỉ cần 1 kHz

lõi đơn có tần số xung nhịp 300MHz.

nhưng vẫn cho đáp ứng động tốt. Trong khi đó, với các phương pháp khác phải cần

tần số lấy mẫu của cảm biến lên đến 10 kHz và phải tính toán liên tục nên đòi hỏi

15T+ Với khả năng đáp ứng nhanh của phương pháp đề xuất cho phép sử dụng cảm biến

phần cứng mạnh, đắt tiền.

15TChi tiết của phương pháp đề xuất được trình bày ở chương 3 của luận án này.

có độ nhạy thấp với giá thành rẻ góp phần làm giảm giá thành thiết bị.

Các kết quả liên quan đến phương pháp đề xuất đã được công bố ở các bài báo số VI

đến số IX.

1.4.2.4 Sự ổn định của nguồn điện áp DC

Khi điều kiện thời tiết thay đổi thì công suất của nguồn năng lượng tái tạo thay

đổi nên điện áp DC ở biểu thức (1.6) và dòng điện I1 ở biểu thức (1.8) cũng thay đổi

dẫn đến sóng hài của nghịch lưu cũng thay đổi. Điều này sẽ ảnh hưởng đến sóng hài

của nghịch lưu nối lưới.

Trần Quang Thọ

Trong hệ thống điện mặt trời nối lưới, ngoài việc điều chỉnh tấm pin quay theo

hướng mặt trời bằng phương pháp cơ khí, kỹ thuật dò điểm công suất cực đại MPPT

(Maximum Power Point Tracking) bằng phương pháp điện cũng được sử dụng để tối

ưu công suất phát lên lưới điện.

Điện áp DC sẽ ổn định hơn đối với nghịch lưu nối lưới hai giai đoạn có mạch

boost và bộ lọc phía DC nhưng cũng làm tăng chi phí, kích thước và tổn hao cho thiết

bị. Đối với nghịch lưu nối lưới một giai đoạn không có mạch boost cho hiệu quả cao

hơn nên được nghiên cứu trong luận án này. Khi đó, việc lựa chọn kỹ thuật MPPT sẽ

ảnh hưởng đến độ nhấp nhô điện áp DC nên ảnh hưởng đến sóng hài và đáp ứng động

của nghịch lưu.

Có nhiều kỹ thuật MPPT được sử dụng cho hệ thống pin mặt trời nối lưới đã

được công bố [84]. Tuy nhiên, các kỹ thuật hiệu quả chủ yếu dựa trên nền tảng của

kỹ thuật P&O (Perturb & Observe) [85] và INC (Incremental Conductance) [86] và

có thêm các cải tiến. Nhưng đa số các cải tiến này giữ nguyên số gia điện áp khi tăng

hoặc giảm điện áp chuẩn MPPT cho bộ điều khiển điện áp DC.

Khi công suất nguồn điện vào ổn định, việc sử dụng số gia lớn làm cho điện áp

DC có độ nhấp nhô lớn nên dẫn đến sóng hài ngõ ra của nghịch lưu tăng cao. Tuy

nhiên, nếu giảm nhỏ số gia để giảm sóng hài thì khi có sự dao động của nguồn điện

vào do thời tiết thay đổi thì đáp ứng động của kỹ thuật MPPT lại kém đi. Đây là điều

15TVì vậy, tác giả đã đề xuất một giải thuật mới để điều chỉnh điện áp MPPT bằng

bất lợi của phương pháp số gia điện áp cố định.

cách sử dụng kỹ thuật P&O với số gia biến đổi. Khi điều kiện bức xạ mặt trời thay

đổi, điện áp MPPT được điều chỉnh nhanh với số gia lớn nhằm đạt được đáp ứng

nhanh về công suất và sau đó được tinh chỉnh với số gia nhỏ nhằm đảm bảo độ méo

dạng sóng hài nhỏ để thỏa mãn tiêu chuẩn nối lưới. Kỹ thuật này không làm tăng

15TNội dung chi tiết của kỹ thuật MPPT đề xuất đã được trình bày ở phần 4.1 của

thêm phần cứng và phần mềm đơn giản nên hiệu quả rất cao.

chương 4 trong luận án này và đã công bố ở bài báo số X.

Trần Quang Thọ

1.4.2.5 Tham số bộ điều khiển

Từ cấu trúc của hệ thống nghịch lưu nối lưới ở hình 1.3 cũng cho thấy sự ảnh

hưởng của các tham số bộ điều khiển dòng điện đối với sóng hài ngõ ra của nghịch

lưu. Để tối ưu công suất phát lên lưới, hệ thống nghịch lưu cần phải có bộ điều chỉnh

dòng điện hợp lý bơm vào lưới để thỏa mãn tiêu chuẩn nối lưới như đáp ứng động

nhanh và sóng hài dòng điện thấp. So với các phương pháp điều khiển dự báo, bão

hòa và dead-beat thì bộ điều khiển PI (Proportional Integrator) và PR (Proportional

Resonant) cho hiệu quả tốt hơn nên được sử dụng khá phổ biến [1].

Vì hàm truyền vòng kín của hệ thống nghịch lưu có dạng vô định, nên sẽ có vô

số cặp nghiệm hệ số Kp, Ki. Do đó, việc xác định các tham số bộ điều khiển dòng

điện sử dụng các phương pháp thông thường như mô hình nội, tối ưu đối xứng [87]…

có thể không cho nghiệm toàn cục. Thậm chí phương pháp giản đồ Bode dựa vào

hàm truyền [1], [88], [89] do phụ thuộc tham số hệ thống nên không thể cho kết quả

15TCác tham số của bộ điều khiển dòng sẽ ảnh hưởng trực tiếp đến tín hiệu điều

tối ưu.

chế nên sẽ ảnh hưởng đến đáp ứng động và sóng hài ngõ ra của nghịch lưu theo biểu

15THiện nay, với sự phát triển của kỹ thuật máy tính, các tham số của bộ điều khiển

thức (1.5).

cũng có thể được xác định bằng các phương pháp trí tuệ nhân tạo hiện đại như di

truyền GA (Genetic Algorithm), tối ưu bầy đàn PSO (Particle Swarm Optimization),

Cuckoo, Harmony Search…15T Ngoài ra, trong Matlab còn hỗ trợ công cụ thiết kế rất

mạnh bằng SISO design tool.

Trong luận án này, tác giả đề xuất phương pháp xác định các tham số của bộ

điều khiển dòng sử dụng kỹ thuật tối ưu bầy đàn PSO [90]. Tính hiệu quả và chi tiết

của kỹ thuật này được trình bày ở phần 4.2 của chương 4 khi so sánh với phương

pháp giản đồ Bode dựa vào hàm truyền trong [1], [88], [89]. Các kết quả cũng đã

được công bố ở bài báo số XI và XII.

Trần Quang Thọ

TÓM TẮT CHƯƠNG 1 1.5

Trong chương tổng quan này tác giả đã trình bày:

 Sự phát triển mạnh mẽ của nguồn điện phân tán sử dụng năng lượng tái tạo do

tính bền vững và thân thiện với môi trường trong khi tiềm năng vô cùng to lớn.

 Đặc điểm của nguồn năng lượng tái tạo này là loãng và không ổn định nên cần

nối lưới để có được một nguồn điện có chất lượng cao với giá thành thấp.

 Ngoài khả năng phát công suất tác dụng lên lưới điện, các nguồn điện phân

tán này còn phải có khả năng phát công suất phản kháng để hỗ trợ khả năng

trải qua sự cố FRT theo các tiêu chuẩn nối lưới mới ngày càng nghiêm ngặt.

 Đối với nguồn năng lượng gió thường được nối lưới phân phối trực tiếp bằng

máy điện quay không đồng bộ. Khi đó, công suất phản kháng phụ thuộc nhiều

vào điện áp nguồn lưới, nên cần xác định giới hạn ổn định điện áp cho máy

phát này để đảm bảo ổn định và không mất cân bằng mô men. Thêm vào đó,

một hệ thống điện gió hiệu quả cao đòi hỏi qui mô công suất lớn nên khó khăn

trong việc tiếp cận để nghiên cứu và thí nghiệm. Vì vậy, tác giả không lựa

chọn nghiên cứu trong luận án này.

 So với hệ thống điện gió, điện mặt trời nối lưới có nhiều thuận lợi hơn để tác

giả tiếp cận nghiên cứu. Vì vậy, luận án này tập trung chủ yếu vào hệ thống

nghịch lưu điện mặt trời nối lưới.

 Dựa trên việc phân tích mô tả sóng hài dòng điện, tác giả đã chỉ ra bốn yếu tố

chính ảnh hưởng đến sóng hài ngõ ra của hệ thống nghịch lưu nối lưới. Từ đó,

tác giả đã nghiên cứu và đề xuất các giải pháp như sau:

 Đối với nguyên nhân phát sinh sóng hài do kỹ thuật điều chế, tác giả đã đề

xuất phương pháp điều chế với tần số chuyển mạch thay đổi sử dụng giải thuật

di truyền và được trình bày chi tiết ở chương 2. Tính hiệu quả được thể hiện

thông qua các kết quả mô phỏng và thí nghiệm khi so sánh với các kết quả của

các phương pháp đã được công bố gần đây như: TDD, CR và SANS, đặc biệt

là khả năng trải phổ và khử hài lựa chọn. Phương pháp đề xuất của tác giả

Trần Quang Thọ

không làm tăng phần cứng cũng như tổn hao chuyển mạch và đã được công

bố trong 5 bài báo khoa học liên quan.

 Để nâng cao chất lượng các tham số điện áp lưới ở tần số cơ bản ước lượng

được trong vòng khóa pha, tác giả đã đề xuất sử dụng giải thuật Levenberg-

Marquardt có cập nhật tham số ban đầu và được trình bày chi tiết ở chương 3.

Các kết quả mô phỏng và thí nghiệm khi so sánh với các phương pháp vòng

khóa pha thông thường, DSOGI và DSOGI-FLL đã khẳng định tính hiệu quả

của phương pháp đề xuất. Đặc biệt là kỹ thuật hồi tiếp ngõ ra để cập nhật tham

số ban đầu của phương pháp giải để nâng cao đáp ứng động và giảm sai số

xác lập cũng như độ vọt lố. Điều này giúp cho phương pháp có thể sử dụng

cảm biến giá rẻ để giảm giá thành thiết bị nhưng vẫn đáp ứng được các tiêu

chuẩn nối lưới nghiêm ngặt. Tác giả cũng đã công bố 4 bài báo khoa học liên

quan đến đề xuất này.

 Để nâng cao đáp ứng động và giảm sóng hài cho hệ thống nghịch lưu điện mặt

trời nối lưới một giai đoạn, tác giả cũng đã đề xuất kỹ thuật dò MPPT với số

gia biến đổi để ổn định điện áp DC và được trình bày chi tiết ở phần 4.1 của

chương 4. Tác giả cũng đã công bố một bài báo khoa học liên quan đến đề

xuất này.

 Để nâng cao chất lượng cho các bộ điều khiển, tác giả đã đề xuất phương pháp

tối ưu bầy đàn PSO để xác định các tham số của bộ điều khiển này. Ưu điểm

của phương pháp đề xuất là không cần biết tham số hệ thống và được trình bày

chi tiết ở phần 4.2 của chương 4. Tính hiệu quả được thể hiện qua kết quả mô

phỏng khi so sánh với phương pháp giản đồ Bode dựa vào hàm truyền. Tác

giả cũng đã công bố 2 bài báo khoa học liên quan đến đề xuất này.

Trần Quang Thọ

CHƯƠNG 2. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SỬ DỤNG CHU KỲ

CHUYỂN MẠCH THAY ĐỔI

2.1 GIỚI THIỆU

Các hệ thống nghịch lưu điện mặt trời nối lưới hiện nay có nhiều loại, kích cỡ

và công suất khác nhau, từ cỡ nhỏ (vài trăm watt) cho đến cỡ lớn (đến hàng trăm

MW). Tùy thuộc vào qui mô của công trình, các bộ nghịch lưu nối lưới có thể phân

thành các loại như: dạng module, chuỗi các module, nhiều chuỗi, và loại nghịch lưu

trung tâm [1]. Các nghịch lưu nối lưới loại nhiều chuỗi và trung tâm thường dùng cho

hệ thống nghịch lưu 3 pha với qui mô cánh đồng điện mặt trời.

Hầu hết các bộ nghịch lưu điện mặt trời ba pha phổ biến hiện nay không thực

sự là nghịch lưu ba pha ba dây mà thường là những bộ nghịch lưu ba pha bốn dây.

Thật ra, chúng hoạt động như là ba bộ nghịch lưu một pha độc lập. Giải pháp sử dụng

ghép ba bộ nghịch lưu một pha độc lập thành nghịch lưu ba pha có một số ưu điểm

đáng kể như cho phép sử dụng các bộ nghịch lưu một pha sẵn có với những tiêu chuẩn

chống cô lập lắp sẵn. Chẳng hạn, tiêu chuẩn VDE 0126-1-1 (Đức: 2006) qui định việc

đo trở kháng có thể thay bằng đo điện áp dây nếu điều khiển dòng điện mỗi pha độc

lập (ví dụ hãng SMA có sản phẩm ba pha Sunny Mini Central 8000TL, hãng Conergy,

Refusol, và Danfoss Solar đều có sản phẩm nghịch lưu ba pha ghép từ ba bộ nghịch

lưu một pha). Thêm vào đó, vấn đề thực sự của nghịch lưu ba pha ba dây là sử dụng

điện áp nguồn DC tương đối cao. Điều này ảnh hưởng đến vấn đề an toàn. Ví dụ với

nguồn lưới hạ áp ba pha 0,4kV, thì nguồn DC cần ít nhất cũng phải đến 600V. Dãy

thay đổi điện áp này quá hẹp so với dãy điện áp thay đổi yêu cầu của việc dò điểm

công suất cực đại MPPT khi nhiệt độ và bức xạ mặt trời thay đổi.

Trong khi đó, hầu hết các nghịch lưu nối lưới sử dụng rộng rãi trong ứng dụng

dân dụng là các hệ thống nghịch lưu một pha [91]–[93] với kích cỡ module và chuỗi

module. Các nghịch lưu nối lưới một pha này chỉ cần điện áp DC khoảng 350-400V

nên an toàn hơn, trong khi lại có được một dãy điện áp rộng đủ để thực hiện MPPT

linh hoạt. Hệ thống nghịch lưu nối lưới 1 pha đang và sẽ được ứng dụng nhiều nhất

Trần Quang Thọ

trong tương lai trên thế giới cũng như ở Việt Nam, nhất là các hệ thống điện tích hợp

thông minh. Vì vậy, việc nghiên cứu và phát triển các hệ thống nghịch lưu nối lưới

có cấu trúc một pha sẽ được xem xét và lựa chọn trong chương 2 này.

Để giảm sóng hài dựa vào kỹ thuật điều chế, tác giả đề nghị một kỹ thuật SPWM

(sinusoidal pulse width modulation) sử dụng giải thuật di truyền GA (genetic algo-

rithm) nhằm xác định chu kỳ chuyển mạch trong mỗi nửa chu kỳ lưới cơ bản

(NCKCB). Hàm mục tiêu là sóng hài dòng điện với ràng buộc không làm tăng tổn

hao chuyển mạch. Sóng hài dòng điện và tổn hao chuyển mạch được xem xét một

cách định lượng để làm cơ sở đánh giá cho phương pháp đề nghị khi so sánh với các

phương pháp được công bố gần đây.

Việc phân tích sóng hài dòng điện trong nghịch lưu cầu H một pha SPWM đơn

cực được thực hiện để làm cơ sở cho kỹ thuật đề xuất. Việc so sánh kết quả của các

phương pháp tần số chuyển mạch thay đổi được đề cập trong chương 1 cũng được

thực hiện trong chương này. Hơn nữa, tác giả cũng thực hiện cải tiến phương pháp

SANS trong [30] thành phương pháp MSANS (Modified SANS) để áp dụng cho

SPWM để có được cùng một điều kiện cài đặt nhằm thuận tiện cho đánh giá tính hiệu

quả.

2.2 PHƯƠNG PHÁP TIẾP CẬN

Cả sóng hài dòng điện và tổn hao chuyển mạch của nghịch lưu đều phụ thuộc

vào tần số chuyển mạch. Trong kỹ thuật SPWM thông thường với tần số chuyển mạch

cố định bằng hằng số, khi tần số chuyển mạch càng cao thì tổn hao chuyển mạch càng

nhiều và sóng hài dòng điện càng thấp, và ngược lại [94]. Do đó, việc lựa chọn tần số

chuyển mạch tối ưu để phối hợp hài hòa giữa tổn hao chuyển mạch và sóng hài dòng

điện là một vấn đề thật sự khó khăn và có ý nghĩa quan trọng trong lĩnh vực chất

lượng điện năng. Tần số chuyển mạch cần được chọn sao cho giảm sóng hài để thỏa

mãn các tiêu chuẩn nối lưới, mà không làm tăng tổn hao chuyển mạch là một bài toán

thực sự cần thiết hiện nay.

Trần Quang Thọ

Dựa vào biểu thức (1.6) ở chương 1, khi góc pha φ=0, độ nhấp nhô dòng điện

. T V s

. sin

∆ I

( ω

( ω t

)

có thể viết lại như (2.1) và có dạng sóng chuẩn hóa như hình 2.1.

 − 1

)  . t m 

dc 2 3

Output current Fundamental current

0.5

) u p (

-0.5

-1

0.02

0.01 (a)

0.2

) u p (

-0.2

0.02

0.01 (b) Time (s)

(2.1)

(a) Dòng điện ngõ ra và dòng điện cơ bản.

(b) Độ nhấp nhô dòng điện.

Hình 2.1: Dòng điện ngõ ra của nghịch lưu (m=0,97;φ=0).

Giả sử tổn hao chuyển mạch tỉ lệ tuyến tính với tần số chuyển mạch và dòng

điện tức thời được chuyển mạch. Trong trường hợp tần số chuyển mạch cố định bằng

hằng số thì tổn hao chuyển mạch được tính như sau:

∆ = P sw

(.1 ω iC t

1 T s

(2.2)

Với C1 là hằng số phụ thuộc vào điện áp Vdc, i(ωt) là giá trị dòng điện tức thời

chảy qua các linh kiện công suất, và Ts là chu kỳ chuyển mạch.

2 sin(

ω t

)

ω t (

)

Tổn hao chuyển mạch trung bình trong mỗi NCKCB được xác định như sau:

∆ P sw

∫

C 1 π

T s

(2.3)

Trần Quang Thọ

Idc

S21

S11

Iac

Vdc

Vac

S22

S12

Hình 2.2: Sơ đồ nguyên lý mạch điện thí nghiệm

Sơ đồ nguyên lý mạch điện thí nghiệm ở hình 2.2 được dùng để xác định hằng

số C1. Sơ đồ bao gồm nghịch lưu cầu H tải trở với một bộ lọc LC. Các tham số của

sơ đồ được thể hiện trong bảng 2.1. Hệ thống được thực hiện trên kit DSP 32-bit

fixed-point TMS320F28335 như ở hình 2.3. Các dạng sóng và thông số được đo bằng

dao động ký Tektronix MSO-2024B. Dạng sóng dòng điện được ghi lại dưới dạng dữ

liệu excel trong máy dao động ký, sau đó được xác định THD bằng MATLAB. Hằng

số C1 tính được bằng cách dựa vào biểu thức tổn hao chuyển mạch trung bình (2.3).

Kết quả thí nghiệm cho tần số chuyển mạch cố định với các tần số khác nhau được

thể hiện ở trong bảng 2.2 và hình 2.4. Tổng tổn hao được xác định bằng cách lấy công

29TBảng 2.1: Tham số hệ thống thí nghiệm

suất ngõ vào DC trừ cho công suất ngõ ra xoay chiều.

Thông số Ký hiệu Giá trị

Điện cảm bộ lọc Lf 4 mH

Điện trở của Lf Rf 0,3 Ω

Điện áp một chiều Vdc 150 V

Tụ điện của bộ lọc Cf 1 µF

Tần số cơ bản f 50 Hz

Chỉ số điều chế m 0,97

Điện trở tải RL 32 Ω

Trần Quang Thọ

Hình 2.3: Hệ thống thí nghiệm.

Tổng tổn hao của nghịch lưu bao gồm tổn hao chuyển mạch, tổn hao dẫn và các

tổn hao khác. Tổn hao được tuyến tính tại tần số chuyển mạch bằng 0 trong hình 2.4

chính là tổn hao dẫn và các tổn hao khác và bằng 10,8 W. Từ đây suy ra được tổn hao

chuyển mạch trung bình tại tần số cố định 5 kHz bằng 12,28212-10,8=1,48212 W.

Tương ứng cũng tính được hệ số công suất 0,9575 theo cách tính của [5].

Pdc

Idc

Vac

Iac

Pac

Tổng tổn hao

Tần số chuyển mạch

(W)

(A)

(V)

(A)

(W)

(kHz)

322,95

2,153

99,57

3,129

311,55453

11,39547

318,3

2,122

98,88

3,097

306,23136

12,06864

316,5

2,11

98,58

3,086

304,21788

12,28212

313,65

2,091

98,2

3,066

301,0812

12,5688

310,65

2,071

97,5

3,05

297,375

13,275

)

( o a h n o t g n o T

8 0

6 Tan so chuyen mach (kHz)

Bảng 2.2: Tổng tổn hao với các tần số chuyển mạch cố định khác nhau.

Hình 2.4: Tổng tổn hao với các tần số chuyển mạch cố định khác nhau.

Trần Quang Thọ

Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

0.1

0.09

0.08

0.07

0.06

0.04

0.03

0.02

0.01

-5 0

0.05 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 4.356 , THD= 6.14%

) l a t n e m a d n u F

f o %

( g a M

6 Frequency (Hz)

10 4 x 10

Hình 2.5: Phổ hài dòng điện của tần số chuyển mạch cố định 5 kHz (Ts=200 µs)

Thay tổn hao chuyển mạch trung bình 1,48212 W, tần số chuyển mạch cố định

-4

5 kHz, và dòng điện xoay chiều 3,08A vào trong (2.3) sẽ tính được hằng số

P. Khi đó, cũng đo được THD dòng điện bằng 6,14% và vượt quá giới

C1=1,069x10P

hạn cho phép [8] như hình 2.5. Phổ hài cũng cho thấy rằng với phương pháp tần số

chuyển mạch cố định, một số sóng hài riêng lẻ tại sidebands cũng cao đáng kể (lên

tới 3% tại 10 kHz). Với phổ này, các máy đo sóng hài công nghiệp thông thường chỉ

đo THD đến bậc 45 (45x50=2250 Hz) không thể đo được. Chỉ có phép đo bằng dao

động ký (thông qua dữ liệu file Excel) mới cho kết quả chính xác.

2.3 HÀM MỤC TIÊU

Hình 2.1 cho thấy độ nhấp nhô dòng điện thay đổi không đồng đều trong mỗi

nửa NCKCB khi tần số sóng mang cố định và làm cho giá trị hiệu dụng tăng cao đáng

kể trong cả chu kỳ lưới cơ bản. Trong các khoảng thời gian dòng điện tức thời cao

(đỉnh hình sin) thì độ nhấp nhô dòng điện thấp và ngược lại. Đây chính là cơ sở quan

trọng để phân bố lại độ nhấp nhô dòng điện sao cho đồng đều hơn nhằm cực tiểu hiệu

dụng của THD dòng điện trong mỗi nửa chu kỳ cơ bản. Như vậy, giá trị hiệu dụng

THD dòng điện của nghịch lưu trong mỗi NCKCB có thể giảm được bằng cách thay

đổi tần số chuyển mạch một cách thích hợp. Tần số chuyển mạch cần phải tăng trong

những khoảng thời gian có độ nhấp nhô dòng điện cao để giảm độ nhấp nhô dòng

điện xuống và giảm trong khoảng có độ nhấp nhô dòng điện thấp để giảm tổn hao

chuyển mạch.

Trần Quang Thọ

Đặc biệt tại lân cận zero của dòng điện cần có tần số chuyển mạch phải đủ lớn

để độ nhấp nhô dòng điện nhỏ lại. Khi đó, nó không gây bất lợi cho các thiết bị điện

dò điểm zero. Vì khi độ nhấp nhô cao tại zero làm cho các thiết bị dò điểm zero hoạt

động sai, ví dụ các thiết bị nối lưới sử dụng vòng khóa pha dò điểm zero sẽ dò sai góc

pha, các mạch dò đồng bộ góc kích…

Dựa vào công thức (1.7) và (1.8) cho thấy rằng THD dòng điện tỉ lệ tuyến tính

THD ∼ I∆

với ∆I đối với một dòng điện hiệu dụng cơ bản I1 cho trước như sau:

(2.4)

= π

Công thức (1.7) có thể được viết lại như (2.5) với thời gian mẫu tk.

∆ I

t .

2 pk t .

∑

1 π

(2.5)

Cho nên:

t .

π = ∆ I

2 . pk t

THD ∼ ∑

1 π

(2.6)

Mục tiêu của phương pháp đề nghị là cực tiểu THD dòng điện trong (2.6) bằng

cách thay đổi chu kỳ chuyển mạch trong mỗi NCKCB với ràng buộc tổn hao chuyển

mạch trung bình phải nhỏ hơn hoặc bằng tổn hao chuyển mạch của phương pháp tần

số chuyển mạch cố định. Vì vậy, hàm mục tiêu sẽ như (2.7), trong đó ik là dòng điện

tức thời và i1k là dòng điện cơ bản tức thời chảy qua nghịch lưu tại thời điểm lấy mẫu

−

) 2

Fitness

πk = ( i

tk.

i 1 k

∑

(2.7)

)

≤

ω ( t

) 1, 48212

Khi đó, hàm ràng buộc sẽ như sau:

∆ P sw

C 1

I 1 π

)

π ω sin( t ∫ ω ( t T s

(2.8)

Trần Quang Thọ

Trong đó: Ts(ωtk) là chu kỳ chuyển mạch của sóng mang trong mỗi NCKCB.

2.4 ĐỀ XUẤT GIẢM SÓNG HÀI SỬ DỤNG KỸ THUẬT GA

Do phương pháp GA có sẵn trong Tools của phần mềm nổi tiếng MATLAB được sự

hỗ trợ và cải tiến liên tục với các phiên bản mới. Trong giải pháp điều chế đề xuất, sử

dụng GA cho phép cài đặt các giá trị biên và kiểm tra độ hội tụ dễ dàng với tính năng

tối ưu cao.

2.4.1 Xác định trọng số hàm chu kỳ chuyển mạch

Trong phương pháp này, giải thuật di truyền (GA) được đề nghị sử dụng để xác

định các trọng số của hàm chu kỳ chuyển mạch Ts. Do đó, để cực tiểu THD, ta cần

cực tiểu (2.7) với ràng buộc tổn hao chuyển mạch như (2.8). Hàm chu kỳ chuyển

.3.2

)

( ω t

mạch thay đổi có thể tính được bằng cách suy ra từ (2.1) như sau:

T s

−

)

∆ I ( ω

sin.

( ω t

[ 1

p ] ) . mt

(2.9)

Như vậy, trong mỗi NCKCB, công thức (2.9) cho thấy rằng Ts phụ thuộc vào ωt. Với

một giá trị THD cho trước, chu kỳ Ts cũng có thể biểu diễn như sau:

( )t Ts ω ∼

−

( )t ω

sin.

[ 1

1 ] ) ( ω sin. mt .

(2.10)

Tuy nhiên, do tần số chuyển mạch của IGBT có giới hạn cực đại nên Ts cũng

có giới hạn cực tiểu. Theo (2.10), Ts sẽ không xác định tại ωt=0, nên ta cần thêm trọng

ω ( t

)

−

số w1 để khống chế tần số chuyển mạch cực tiểu như sau:

var

( ω

)

1 ( ω t sin

[ −+ 1

] sin.

w 2

w 1

) wt 3

(2.11)

Trong đó: trọng số w2 cũng được sử dụng để kiểm soát chu kỳ chuyển mạch đủ

thấp tại lận cận zero của dòng điện.

Trần Quang Thọ

(CH1: Iac; CH2: Vac) (CH1: Iac; CH2: Vac)

(a) (d)

(CH1-PWM pulses, CH2-Vac) (CH1-PWM pulses, CH2-Vac)

(b) (e)

(CH1-PWM pulses, CH2-Vac) (CH1-PWM pulses, CH2-Vac)

(f) (c)

Hình 2.6: Kết quả thí nghiệm

(a)-(c): Phương pháp chu kỳ chuyển mạch cố định

(d)-(f): Phương pháp chu kỳ chuyển mạch đề nghị

Trọng số w3 điều chỉnh sự biến đổi của chu kỳ chuyển mạch trong mỗi NCKCB.

Các trọng số w2 và w3 cũng chứa đựng cả chỉ số điều chế m. Kỹ thuật GA được đề

nghị sử dụng để xác định các trọng số này trong (2.11) với ràng buộc tổn hao chuyển

Trần Quang Thọ

mạch trung bình theo (2.8), khi đó, hàm mục tiêu cực tiểu là (2.7). Kết quả ở hình 2.6

được thí nghiệm trên kit DSP F28335 cũng tương tự như kết quả mô phỏng. Nội dung

chi tiết của phương pháp này cũng được trình bày trong bài báo số I đã cho thấy tính

hiệu quả của phương pháp đề xuất.

2.4.2 Xác định từng chu kỳ chuyển mạch

Việc dùng GA cho phép can thiệp sâu vào từng chu kỳ chuyển mạch trong

NCKCB, làm cho giải thuật đề nghị có thể thực hiện khử hài lựa chọn SHE (Selective

Harmonic Elimination) một cách hiệu quả bằng cách đưa vào hàm ràng buộc hay hàm

mục tiêu trong GA. Các tổ hợp cá thể nào làm cho hài riêng lẻ vượt quá ngưỡng qui

định thì sẽ bị buộc loại khỏi GA bằng các hệ số phạt.

Đối với tần số chuyển mạch cố định 5 kHz chỉ có 50 xung tam giác trong mỗi

NCKCB với độ rộng bằng nhau và bằng 200 µs. Trong khi trong phương pháp đề

nghị, mỗi chu kỳ của xung tam giác sẽ có độ rộng khác nhau. Số xung tam giác Np

được mã hóa như hình 2.7. Các sóng mang được mã hóa bằng Np biến với độ rộng

x(n) và n=1 đến Np. Số Np có thể khác 50 nhưng ràng buộc tổn hao chuyển mạch

trung bình phải nhỏ hơn hoặc bằng với tổn hao chuyển mạch của phương pháp tần số

Vcarrier

. . . . . .

0.01

t(s)

. . . x(Np)

x(2) x(3) . . .

x(1)

chuyển mạch cố định.

Hình 2.7: Mã hóa chu kỳ sóng mang sử dụng GA

= n Np

Tổng x(n) phải bằng với độ rộng của NCKCB (0,01s) như sau:

( ( ))

sum x n

( ) x n

µ s

0, 01 s

10000

∑

1 1 f 2

1 1 2 50

= 1

(2.12)

Trần Quang Thọ

≥

nx )(

min

max

(2.13)

Trong đó: fmax là tần số chuyển mạch cực đại cho phép của IGBT và xmin là độ

rộng cực tiểu của x(n). Để đảm bảo sự hội tụ cho GA và giảm số lần lặp, điều quan

trọng là phải tạo ra môi trường sống cho các cá thể sống sót qua các thế hệ lai ghép

và đột biến. Do đó, việc tạo ra các cá thể ban đầu và các biên giới hạn của x(n) sẽ

mang tính quyết định để đảm bảo sự hội tụ đến lời giải tốt nhất và có được những cá

thể tốt nhất.

Theo (1.8), để đảm bảo THD (%) là hằng số tại mỗi thời điểm của I1, thì độ nhấp

nhô dòng điện (2.1) phải bằng hằng số tương đối với dòng điện cơ bản tức thời như

∆ I

)

(%)

( %

)% (

∆ I

)

∆ I p ( ω t

)

sin2

( ω t

i 1

(2.14)

−

)

sin.

( 1

)

∆ I

(%)

Thay (2.1) vào trong (2.14) thu được độ nhấp nhô dòng điện theo phần trăm như sau:

( ω t 2

mT s 32

(2.15)

(%)

∆ I

I 1

Công thức (2.15) có thể được viết lại như sau:

−

T s

var

−

1 sin.

( 1

)t ( ) ω

f mV dc

(2.16)

Chu kỳ chuyển mạch trong (2.16) và tần số chuyển mạch thay đổi đã chuẩn hóa

a o h

0.5

n a u h c w s f

0 0

0.01

0.005 (a)

a o h

0.5

n a u h c s T

0 0

0.01

0.005 (b) Thoi gian (giay)

như hình 2.8. Tần số chuyển mạch có thể tính được bằng cách sử dụng (2.17).

(a) Tần số; (b) Chu kỳ.

Hình 2.8: Tần số và chu kỳ chuyển mạch đã chuẩn hóa (m=0,97; φ=0).

Trần Quang Thọ

−

)

sin.

( ω t

( 1

)

min

−

var

T s

(2.17)

Với C2 là hằng số phụ thuộc vào m, Vdc, Lf và I1; fsw là tần số chuyển mạch và

fmin là tần số chuyển mạch cực tiểu.

Tần số chuyển mạch phải thay đổi theo qui luật của (2.17) nhưng cũng phải thỏa

mãn ràng buộc trong (2.12) và (2.13). Giả sử rằng tần số chuyển mạch được chọn tại

lân cận zero của dòng điện là 5,5 kHz để đảm bảo độ nhấp nhô dòng điện thấp. Khi

3 đầu tiên 181µs trong (2.18). Cũng giả sử chọn hằng số C2= 15x10P

P; fmax-initial =8,5

đó, chu kỳ chuyển mạch ban đầu được xác định theo (2.17) với chu kỳ chuyển mạch

kHz; fmin=2 kHz, φ=0 và m=0,97. Kết quả thu được là Np=60 và chu kỳ chuyển mạch

ban đầu là những điểm “o” dựa vào (2.17) như trên hình 2.9. Tại các điểm ban đầu

này, ta sẽ thu được biên trên với các điểm “+” bằng cách tăng 1 kHz. Một cách tương

tự ta cũng thu được biên dưới bằng các điểm “x”. Các giả sử trên thực chất là dùng

(1)

181

0, 000181 s

sµ

để xây dựng điều kiện biên của bài toán.

( ) 1

−

var

1 5500

-4

x 10

Initial Lower Upper

) s ( s T e c y c g n h c t i

w S

30 Np (pulse)

(2.18)

Hình 2.9: Chu kỳ ban đầu và các biên trong GA.

Không giống như các phương pháp thông thường dựa vào hệ số Eon, Eoff được tra từ

bảng dữ liệu của linh kiện để tính tổn hao chuyển mạch, hệ số C1 trong luận án này

được xác định chỉ 1 lần bằng thực nghiệm dựa trên nguyên lý nội suy tuyến tính

không cần tra bảng dữ liệu linh kiện, loại bỏ ảnh hưởng sai số của cảm biến nên đáng

tin cậy. Việc áp dụng hệ số C1 để tính tổn hao chuyển mạch cho phương pháp tần số

Trần Quang Thọ

chuyển mạch cố định và tần số chuyển mạch thay đổi sẽ loại bỏ ảnh hưởng sai số của

C1.

Trong ứng dụng thực tế, với mỗi nhóm thiết bị có thông số động lực (điện cảm

bộ lọc Lf, tụ lọc Cf) khác nhau sẽ có các hệ số C1 và C2 khác nhau, các hệ số này được

điều chỉnh trong bước cân chỉnh của qui trình tính toán và chế tạo thiết bị.

Begin

No

Sox=0+eps

Np=25; Fmin=1e6;

Yes

Set x(n); Simulate simulink model;

Np>65

No

Update ∆Psw; SHE-harmonics; F=sum(error.^2);

Number_of_vars=Np; Set parameters for GA; No Call GA;

Fitness=1e6

No

(∆Psw<=los_const)& (SHE-harmonics<=1%)

No

yes

Print X & Fmin;

Fmin>Fitness

Yes

Fitness=1e6

yes

End

Fitness=F

Fmin=Fitness; Mark X;

End

Np=Np+1;

(b) (a)

Hình 2.10: Lưu đồ GA và hàm mục tiêu. (a) Giải thuật GA; (b) Hàm mục tiêu

Để đảm bảo kết quả tối ưu toàn cục, Np được chọn trong một phạm vi rộng từ

25-65 như lưu đồ ở hình 2.10(a). Ràng buộc SHE cũng có thể đưa vào hàm mục tiêu

như hình 2.10(b). Để sử dụng kỹ thuật GA có sẵn trong Tools của Matlab, các tham

số cần cài đặt như sau:

LB; UB; range=Ts-var-initial như hình 2.9; lưu đồ hàm mục tiêu như hình 2.10(b), với

error=ik-i1k. Hàm mục tiêu và cài đặt thông số cho GA trong MATLAB được viết như

phụ lục 2-1. Sau khi thực hiện GA, Ts-var thu được bằng các điểm “*” như trong hình

2.11 và bảng 2.3.

Trần Quang Thọ

-4

x 10

Ket qua

) y a i g ( s T h c a m n e y u h c y k u h C

30 Np (xung)

Hình 2.11: Kết quả Ts-var sau khi thực hiện GA

Hình 2.11 cho thấy rằng sự phân bố lại chu kỳ chuyển mạch là không đối xứng.

Sự bất đối xứng này là do sự phi tuyến đáng kể của tín hiệu điều chế tại đỉnh hình sin

trong khi tần số sóng mang thấp đáng kể, bất chấp giả sử (i) ở chương 1. Đây là sự

29TBảng 2.3: Kết quả của chu kỳ chuyển mạch thay đổ29T29Ti29T42T (42Tµs)

khác biệt so với các công bố liên quan đã đề cập ở chương 1.

Np Ts Np Ts Np Ts Np Ts Np Ts Np Ts

1 164 11 111 21 148 31 582 41 134 51 110

2 135 12 113 22 157 32 386 42 128 52 110

3 124 13 114 23 169 33 286 43 124 53 111

4 118 14 116 24 183 34 236 44 121 54 113

5 114 15 119 25 201 35 205 45 118 55 116

6 112 16 122 26 226 36 184 46 115 56 120

7 111 17 126 27 262 37 168 47 113 57 127

8 110 18 130 28 317 38 156 48 112 58 139

9 110 19 135 29 408 39 147 49 111 59 166

10 111 20 141 30 551 40 140 50 110 60 154

Trần Quang Thọ

2.5 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG

Iac (A) Vcar (V)

t s n o c - s T

0.01

0 0

0.005 (a)

Iac (A) Vcar (V)

r a v - s T

0 0

0.005

0.01

(b) Thoi gian (giay)

2.5.1 Nghịch lưu tải trở

(a) Chu kỳ cố định (200 µs).

(b) Chu kỳ thay đổi đề nghị (110 µs - 582 µs).

-5 0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02

0.01 (a)

1 0.5 0 0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02

0.01 (b)

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02

1 0.5 0 0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.01 (c)

1 0.5 0 0.004

0.006

0.005 (d)

1 0.5 0 0.004

0.006

0.005 (e) Time (s)

Hình 2.12: Phân bố của sóng mang và dòng điện ngõ ra trong NCKCB.

(a) Iac trong chu kỳ cơ bản.

(b) Xung PWM của chu kỳ cố định.

(d) Xung PWM phóng to của chu kỳ cố định (200 µs).

(e) Xung PWM phóng to của chu kỳ đề nghị (582 µs).

Hình 2.13: Các xung PWM được phóng to gần đỉnh dòng điện (ωt =0,5π).

Trần Quang Thọ

Các kết quả trên hình 2.12-2.18 cho thấy rằng chu kỳ chuyển mạch của kỹ thuật

đề nghị ở hình 2.12(b) thay đổi so với chu kỳ chuyển mạch cố định ở hình 2.12(a).

Các xung PWM được minh họa ở hình 2.13(d) và 2.13(e) cho thấy rằng chu kỳ của

kỹ thuật đề nghị rất cao (582 µs) khi gần đỉnh của dòng điện so với chu kỳ cố định

(200 µs). Điều này làm cho tổn hao chuyển mạch tức thời của kỹ thuật đề nghị giảm

đi đáng kể trong khi độ nhấp nhô dòng điện tăng không đáng kể.

Một cách tương tự, các xung PWM được minh họa ở hình 2.14(d) và 2.14(e)

cho thấy rằng chu kỳ của kỹ thuật đề nghị rất nhỏ (110 µs) khi gần ωt=0,15π và

ωt=0,85π so với chu kỳ cố định (200 µs). Điều này làm cho độ nhấp nhô dòng điện

của kỹ thuật đề nghị giảm đi đáng kể so với chu kỳ cố định trong khi tổn hao chuyển

mạch tức thời tăng không đáng kể.

Bình phương độ nhấp nhô dòng điện của chu kỳ cố định bị phân bố không đồng

đều trong hình 2.15(b). Nó tăng cao đáng kể khi gần ωt=0,15π và ωt=0,85π và giảm

đáng kể khi gần ωt=0,5π. Trong khi đó, bình phương độ nhấp nhô dòng điện của chu

kỳ đề nghị được phân bố đồng đều hơn và giảm thấp đáng kể ở hình 2.16(b). Điều

-5 0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02

0.01 (a)

1 0.5 0 0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02

0.01 (b)

1 0.5 0 0

0.002

0.004

0.006

0.008

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02

0.01 (c)

1 0.5 0 0.00885

0.00895

0.0089 (d)

1 0.5 0 0.00885

0.00895

0.0089 (e) Time (s)

này giúp cho THD dòng điện giảm đi đáng kể.

(a) Iac trong chu kỳ cơ bản; (b) Xung PWM của chu kỳ cố định.

(e) Xung PWM phóng to của chu kỳ đề nghị (110 µs).

Hình 2.14: Xung PWM phóng to gần zero của dòng điện (ωt =0,15π và ωt =0,85π).

Trần Quang Thọ

)

( c a I

-2

0.02

-4 0

)

0.01 (a)

(

0.2

0.1

e p p i r t n e r r u C

0.02

0.01 (b) Time (s)

Hình 2.15: Bình phương độ nhấp nhô dòng điện của chu kỳ cố định.

(a) Iac trong chu kỳ cơ bản.

)

( c a I

-2

0.02

-4 0

)

0.01 (a)

(

0.2

0.1

e p p i r t n e r r u C

0.02

0.01 (b) Time (s)

(b) Bình phương của độ nhấp nhô dòng điện.

Hình 2.16: Bình phương độ nhấp nhô dòng điện của chu kỳ đề nghị.

(a) Iac trong chu kỳ cơ bản.

Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

-5 0

0.05 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 4.338 , THD= 4.72%

) l a

n e m a d n u F

o %

(

g a M

6 Frequency (Hz)

10 4 x 10

(b) Bình phương của độ nhấp nhô dòng điện.

Hình 2.17: Phổ hài dòng điện của chu kỳ đề nghị.

Trần Quang Thọ

2.5

)

1.5

(

0.5

Ton hao tuc thoi Ton hao trung binh

0.001

0.002

0.003

0.004

0.006

0.007

0.008

0.009

0.01

0.005 (a)

2.5

)

1.5

(

0.5

Ton hao tuc thoi Ton hao trung binh

0.001

0.002

0.003

0.004

0.005

0.006

0.007

0.008

0.009

0.01

(b) Thoi gian (giay)

Hình 2.18: Tổn hao chuyển mạch tức thời và tổn hao chuyển mạch trung bình.

(a) Chu kỳ cố định.

(b) Chu kỳ đề nghị.

Trên hình 2.17 cũng cho thấy rằng phương pháp đề nghị có THD dòng điện

giảm còn 4,72% thấp hơn nhiều so với chu kỳ cố định và nhỏ hơn giới hạn cho phép

(5%). Thêm vào đó, phổ hài dòng điện của kỹ thuật đề nghị trải trong một phạm vi

rộng. Chính điều này làm cho biên độ các sóng hài riêng lẻ giảm nhỏ đáng kể trong

khi tổn hao chuyển mạch trung bình vẫn bằng với phương pháp chu kỳ cố định. Không

có hài riêng lẻ nào vượt quá 1%, thậm chí hài bội 2 lần tần số chuyển mạch cũng

không còn nữa. Đây là một ưu điểm vượt trội của phương pháp đề nghị nhờ khả năng

SHE thông qua ràng buộc trong GA. Vì vậy, kỹ thuật đề nghị giúp giảm bộ lọc phụ

và rất phù hợp cho các ứng dụng trong thiết bị thông tin và quân sự.

Tổn hao chuyển mạch trong NCKCB ở hình 2.18 cho thấy rằng trong khoảng

0-0,3π và 0,7π-π, tổn hao chuyển mạch tức thời của phương pháp đề nghị cao hơn

tổn hao chuyển mạch tức thời của phương pháp chu kỳ cố định. Tuy nhiên, trong

khoảng 0,3π-0,7π, tổn hao chuyển mạch tức thời của phương pháp đề nghị lại thấp

hơn tổn hao chuyển mạch tức thời của phương pháp chu kỳ cố định. Điều này làm

cho tổn hao chuyển mạch trung bình của phương pháp đề nghị bằng với tổn hao

chuyển mạch trung bình của phương pháp chu kỳ cố định.

Hơn nữa, với phân bố tổn hao chuyển mạch tức thời của phương pháp đề nghị

làm cho sốc nhiệt nhỏ hơn so với phương pháp chu kỳ chuyển mạch cố định [36] mặc

Trần Quang Thọ

dù tổn hao chuyển mạch trung bình là như nhau. Thêm vào đó, việc chuyển mạch với

tần số thấp ở biên độ dòng điện tức thời cao cũng góp phần làm tăng tuổi thọ của linh

kiện công suất.

Hệ số công suất của phương pháp đề nghị cũng thu được là 0,9638 [5]. Giá trị

này cũng hơi cao hơn so với chu kỳ chuyển mạch cố định.

2.5.2 Nghịch lưu nối lưới

Một hệ thống nghịch lưu nối lưới trên hình 1.4 được thực hiện mô phỏng để mở

rộng khảo sát của phương pháp đề nghị so với các phương pháp sẵn có. Trong hệ

C1P

Pđược tính từ C1 ở mục 2.2. Do điện áp DC được giữ ổn định bằng 350V nên hằng

-4

thống này sử dụng bộ lọc ngõ ra loại LCL với các tham số trong bảng 2.4. Giá trị

- P(1,069x10P

-4

4 P*350/150=2,49433x10P

P).

số C1 được điều chỉnh tương ứng với sự thay đổi này bằng 2,49433x10P

Công suất tác dụng đặt P_ref thay đổi theo hàm nấc tại thời điểm 0,2 s từ 3 kW

tương ứng với nguồn mạnh (nắng, gió mạnh) xuống 1,5 kW tương ứng với nguồn yếu

(nắng, gió yếu theo thời tiết). Khi công suất bơm vào lưới lớn (3 kW) nên dòng điện

lớn và sóng hài dòng điện nhỏ hơn giới hạn cho phép, nhưng khi công suất yếu (1,5

kW) thì dòng điện bơm vào lưới nhỏ lại nên sóng hài dòng điện tăng lên và vượt quá

giới hạn cho phép. Khi đó, để giảm sóng hài dòng điện xuống thì có 2 phương án:

(1) Bơm công suất kháng Q_ref = 1 kVar để bù và giảm sóng hài dòng điện

(2) Tăng tần số chuyển mạch lên để giảm sóng hài dòng điện

Nhưng cả 2 phương án trên đều làm tăng tổn hao chuyển mạch nên làm giảm

hiệu suất của nghịch lưu. Công suất kháng Q_ref được cài đặt theo hàm nấc tại 0,3 s

từ 0 lên 1 kVar để bù, giảm sóng hài và thêm một mục tiêu nữa là khảo sát khả năng

áp dụng của kỹ thuật đề nghị với trường hợp tải L-R hay cosϕ nhỏ hơn 1. Dòng điện

−

)

đặt I_ref được tính theo công thức sau:

ref

( VP α ref 2 V α

VQ ref 2 β

(2.19)

Trần Quang Thọ

Sơ đồ nguyên lý mạch điều khiển được trình bày ở hình 2.19. Trong đó, góc pha

ωt và biên độ điện áp Vg_max được xác định bởi vòng khóa pha phục vụ cho việc đồng

bộ với nguồn lưới; bộ điều khiển dòng được sử dụng trong sơ đồ là loại cộng hưởng

tỉ lệ (Proportional Resonant controller) với Kp=30 và Ki=2000 (các giá trị này được

xác định bằng phương pháp tối ưu bầy đàn); sóng mang đưa vào khối điều chế có chu

kỳ được tạo ra theo từng phương pháp khảo sát.

Tất cả 5 trường hợp khảo sát có cùng một điều kiện cài đặt thông số điều khiển

để thuận lợi cho việc đánh giá hiệu quả của từng phương pháp trong 3 khoảng thời

gian tương ứng (khoảng đầu từ 0-0,2 s; khoảng giữa từ 0,2-0,3 s và khoảng cuối từ

0,3-0,4 s).

Bảng 2.4: Thông số hệ thống nghịch lưu nối lưới.

-4

Thông số

P_ref

sin

Product1

Product2

Trigonometric Function1

Vg_max

I_ref

gain

Divide1

I_error

cos

Product4

Trigonometric Function2

Product3 2 |u|

-1

Q_ref

sq 2

gain2

|u|

controller

sq1

I_error

s11

Control_signal

S11

Vdc

delta_I

s21

Carrier

S21

Carrier

Vdc [Vgm]

Modulation

PR current controller (Kp=30&Ki=2000)

Điện cảm của bộ lọc Điện trở của Lf Điện cảm phía lưới Điện trở của Lg Điện áp một chiều Điện áp nguồn lưới Hằng số (350 VDC) Tụ điện của bộ lọc Ký hiệu Lf Rf Lg Rg Vdc Vac C1 Cf Giá trị 4,7 mH 0,3 Ω 0,01 mH 0,01 Ω 350 V 220V 2,49433x10P 1 µF

Hình 2.19: Sơ đồ nguyên lý điều khiển.

Trần Quang Thọ

Fixed cycle

3500

Active power (W) Reactive power (Var)

3000

2500

2000

1500

r e w o P

1000

500

0.25

0.3

0.35

0.4

0.15

0.1

0.05

0.2 Time (s)

2.5.2.1 Tần số chuyển mạch cố định

Fixed cycle

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30 0

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 (a)

Voltage/10 (V) Current (A)

n e r r u c & e g a

t l

-10

o v d i r

-20

-30

0.28

0.29

0.3

0.31

0.33

0.34

0.35

0.36

0.32 (b) Time (s)

Hình 2.20: Đáp ứng của công suất

Hình 2.21: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của chu kỳ cố định.

(a) Đáp ứng dòng và áp ngõ ra

(b) Đáp ứng phóng to trong khoảng 0,28-0,36s

Trần Quang Thọ

Fixed switching frequency 5 kHz

)

15.35

Inst Aver

9.22

7.68

( s s o l g n h c t i

w S

0 0

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 (a)

)

(

4.32

D H T

5.33

2.55

t n e r r u C

0 0

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 (b) Time (s)

Hình 2.22: Tổn hao chuyển mạch và THD của chu kỳ cố định

(a) Tổn hao chuyển mạch tức thời và trung bình

(b) THD dòng điện

Với tần số chuyển mạch cố định 5 kHz, kết quả ở hình 2,20-2,22 cho thấy rằng

trong khoảng thời gian đầu, phải mất đến 0,1s mới đạt được trạng thái xác lập vì sự

phụ thuộc vào đáp ứng của vòng khóa pha.

Trong hình 2.21(b) phóng to cho thấy sự trễ pha của dòng điện so với điện áp

(cosϕ<1) khi vừa bơm P và vừa bơm Q vào lưới. Đồng thời, độ nhấp nhô dòng điện

tại zero của dòng điện tăng cao đáng kể trong khi tại zero của điện áp thì rất thấp.

Khi công suất tác dụng bơm vào lưới lớn (3 kW) thì sóng hài dòng điện ở hình

2.22(b) rất thấp (2,55%) trong khi tổn hao chuyển mạch ở hình 2.22(a) rất cao (lên

đến 15,35 W). Nhưng trong khoảng giữa, khi công suất tác dụng nhỏ (1,5 kW) thì tổn

hao chuyển mạch giảm xuống còn 7,68 W nhưng sóng hài dòng điện tăng cao (5,33%)

và cao hơn tiêu chuẩn cho phép.

Do đó, để giảm sóng hài dòng điện cần phải bơm bù công suất kháng Q bằng 1

kVar vào lưới trong khoảng thời gian cuối. Lúc này sóng hài dòng điện giảm còn

4,32% nhưng tổn hao chuyển mạch lại tăng lên 9,22 W.

Trần Quang Thọ

TDD

Voltage/10 (V) Current (A)

n e r r u c & e g a

t l

o v

-10

d i r

-20

-30 0

0.1

0.3

0.4

0.2 (a)

TDD

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30

0.36

0.34

0.3

0.28

2.5.2.2 Phương pháp tần số chuyển mạch thay đổi dựa vào TDD

0.32 (b) Time (s) Hình 2.23: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của TDD.

(a) Đáp ứng dòng và áp ngõ ra

TDD

)

8.67

8.45

8.28

Inst Aver

( s s o l g n h c t i

w S

0 0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 (a)

)

(

4.79

4.83

4.6

D H T

5.5 kHz

2.7 kHz

4.7 kHz

t n e r r u C

0 0.1

0.15

0.35

0.2

0.3

0.4

(b) Đáp ứng phóng to trong khoảng 0,28-0,36s

0.25 (b) Time (s) Hình 2.24: Tổn hao chuyển mạch và THD của phương pháp TDD.

(a) Tổn hao chuyển mạch tức thời và trung bình

(b) THD dòng điện

Trần Quang Thọ

Để cải thiệu hiệu suất cho phương pháp tần số chuyển mạch cố định, phương

pháp TDD (Total Distortion Demand) [25] đề nghị giảm tần số chuyển mạch trong

khoảng đầu còn 2,7 kHz để giảm tổn hao chuyển mạch nhằm nâng cao hiệu suất của

hệ thống. Trong khoảng giữa cần nâng tần số chuyển mạch lên 5,5 kHz để giảm sóng

hài dòng điện đạt tiêu chuẩn nối lưới. Trong khoảng cuối cần giảm tần số chuyển

mạch xuống còn 4,7 kHz để giảm tổn hao chuyển mạch trong khi vẫn có thể bù công

suất kháng cho lưới.

Như vậy, tổn hao chuyển mạch của phương pháp TDD được chọn làm ngưỡng

để so sánh hiệu quả của các phương pháp còn lại. Kết quả của phương pháp TDD

được thể hiện trên hình 2.23-2.25. Phương pháp TDD thực ra là phương pháp tần số

Selected signal: 20.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 9.657 , THD= 4.83%

Fundamental (50Hz) = 19.3 , THD= 4.79%

2.5

1.5

) l a t n e m a d n u F

f o %

0.5

( g a M

2.5

3.5

4.5

0.5

1.5

0.5

1.5

2.5

3.5

4.5

Frequency (Hz)

5 4 x 10

chuyển mạch cố định thông thường, chỉ xem xét ở các mức dòng điện khác nhau.

Selected signal: 20.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.4

0.35

0.3

0.2

0.15

0.1

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 11.6 , THD= 4.60%

(a) (b)

) l a n e m a d n u F

(a) Khoảng đầu 0-0,2s

o %

( g a M

(b) Khoảng giữa 0,2-0,3s

4.5

3.5

2.5

1.5

0.5

Frequency (Hz)

5 4 x 10

(c)

Hình 2.25: Phổ hài dòng điện của TDD

Trần Quang Thọ

Constant ripple

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30 0

0.1

0.3

0.4

0.2 (a)

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30

0.36

0.34

0.3

0.28

2.5.2.3 Phương pháp độ nhấp nhô hằng số

0.32 (b) Time (s) Hình 2.26: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của độ nhấp nhô hằng số

(a) Đáp ứng dòng và áp ngõ ra

Constant ripple

)

8.25

8.58

8.29

Inst Aver

( s s o l g n h c t i

w S

0 0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

)

0.25 (a)

(

4.53

4.33

4.28

D H T

t n e r r u C

0 0.1

0.2

0.15

0.3

0.35

0.4

0.25 (b) Time (s)

(b) Đáp ứng phóng to trong khoảng 0,28-0,36s

Hình 2.27: Tổn hao chuyển mạch và THD của CR

(a) Tổn hao chuyển mạch tức thời và trung bình

(b) THD dòng điện

Trần Quang Thọ

Selected signal: 20.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.4

0.35

0.3

0.2

0.15

0.1

0.4

0.35

0.3

0.2

0.15

0.1

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 9.658 , THD= 4.53%

Fundamental (50Hz) = 19.3 , THD= 4.33%

1.5

) l a t n e m a d n u F

) l a n e m a d n u F

0.5

f o %

o %

0.5

( g a M

4.5

3.5

2.5

1.5

0.5

4.5

3.5

2.5

1.5

0.5

Frequency (Hz)

5 4 x 10

Frequency (Hz)

5 4 x 10

Selected signal: 20.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 11.6 , THD= 4.28%

) l a t n e m a d n u F

0.5

f o %

(b) (a)

( g a M

0.5

1.5

2.5

3.5

4.5

Frequency (Hz)

5 4 x 10

(b) Khoảng giữa 0,2-0,3s

(a) Khoảng đầu 0-0,2s

Hình 2.28: Phổ hài dòng điện của phương pháp độ nhấp nhô hằng số

Phương pháp độ nhấp nhô hằng số CR (Constant Ripple) [33], [34] còn được

gọi là phương pháp điều khiển dòng bão hòa (hysteresis current control) sẽ được thực

hiện trong phần này.

Chu kỳ chuyển mạch Ts được xác định bằng cách thay đổi độ nhấp nhô dòng

điện bằng một hằng số nào đó vào trong (2.1) với yêu cầu sao cho có được tổn hao

chuyển mạch tương tự với phương pháp TDD trong các khoảng thời gian tương ứng.

Tần số chuyển mạch khi đó thấp đáng kể tại zero của dòng điện và gây nhiễu cao.

Các kết quả được thể hiện ở hình 2.26-2.28.

Trần Quang Thọ

MSANS

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30 0

0.1

0.3

0.4

0.2 (a) MSANS

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30

0.28

0.3

0.34

0.36

0.32 (b) Time (s)

2.5.2.4 Phương pháp trải phổ cải tiến

Hình 2.29: Đáp ứng của dòng điện và điện áp ngõ ra của MSANS.

(a) Đáp ứng dòng và áp ngõ ra

)

MSANS

8.29

8.67

8.45

Inst Aver

( s s o

g n h c t i

w S

0 0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 (a)

)

(

4.12

D H T

4.41

t n e r r u C

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 (b) Time (s)

(b) Đáp ứng phóng to trong khoảng 0,28-0,36s

Hình 2.30: Tổn hao chuyển mạch và THD của MSANS.

(a) Tổn hao chuyển mạch tức thời và trung bình

(b) THD dòng điện

Trần Quang Thọ

Selected signal: 20 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.35

0.4

0.2

0.3

0.1

0.15

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 9.658 , THD= 4.41%

Fundamental (50Hz) = 19.3 , THD= 4.12%

0.8

0.6

) l a n e m a d n u F

) l a t n e m a d n u F

0.5

0.4

o %

f o %

0.2

( g a M

4.5

0.5

1.5

2.5

3.5

0.5

1.5

2.5

3.5

4.5

Frequency (Hz)

5 4 x 10

Selected signal: 20 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.4

0.35

0.3

0.2

0.15

0.1

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 11.6 , THD= 4.12%

0.8

0.6

) l a n e m a d n u F

0.4

o %

(a) (b)

0.2

( g a M

4.5

3.5

2.5

1.5

0.5

(a) Khoảng đầu 0-0,2s

Frequency (Hz)

5 4 x 10

(b) Khoảng giữa 0,2-0,3s

Hình 2.31: Phổ hài dòng điện của MSANS

Như đã được giới thiệu ở chương 1, phương pháp SANS [30] là phương pháp

cho hiệu quả giảm sóng hài cao và thực hiện đơn giản. Tuy nhiên, phương pháp này

lại được đề xuất cho điều chế vector không gian SVPWM, không phải cho SPWM.

Thêm vào đó, phương pháp này cũng không xem xét định lượng tổn hao chuyển mạch

và không xem xét cho nghịch lưu nối lưới. Qui luật tần số chuyển mạch thay đổi tăng

giảm tuyến tính trong mỗi sector và giống nhau cho cả 6 sector. SANS cũng đề nghị

luôn giữ phân số k=0,5 trong biểu thức (1.21) để luôn có được tần số chuyển mạch

thay đổi từ 2 phần 3 tần số cố định đến 2 lần tần số cố định. Tuy nhiên, điều này

không thực sự phù hợp khi mà tải luôn thay đổi. Vì vậy, nếu giữ nguyên qui luật đó

áp dụng vào trong SPWM sẽ cho hiệu quả không cao. Vì vậy, tác giả đề nghị cải tiến

SANS lại thành MSANS để áp dụng cho SPWM nhằm có cùng điều kiện cài đặt

giống như các phương pháp trên để thuận lợi trong việc nhận xét và đánh giá. Chi tiết

của phương pháp này được công bố ở bài báo số V.

Trần Quang Thọ

Proposed

Voltage/10 (V) Current (A)

-10

t n e r r u c & e g a t l o v d i r

-20

-30 0

0.1

0.3

0.4

0.2 (a)

Proposed

Voltage/10 (V) Current (A)

n e r r u c & e g a

t l

o v

-10

d i r

-20

-30

0.28

0.3

0.34

0.36

0.32 (b) Time (s)

2.5.2.5 Kỹ thuật đề xuất

Hình 2.32: Đáp ứng của kỹ thuật đề nghị

(a) Đáp ứng dòng và áp ngõ ra

)

Proposed

8.55

8.23

8.2

( s s o

Inst Aver

g n h c t i

w S

0 0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

)

0.25 (a)

(

4.1

3.85

3.82

D H T

t n e r r u C

0 0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 (b) Time (s)

(b) Đáp ứng phóng to trong khoảng 0,28-0,36s

Hình 2.33: Tổn hao chuyển mạch và THD của kỹ thuật đề nghị

(a) Tổn hao chuyển mạch tức thời và trung bình; (b) THD dòng điện

Trần Quang Thọ

Selected signal: 20.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.1

0.15

0.2

0.3

0.35

0.4

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 9.659 , THD= 4.10%

Fundamental (50Hz) = 19.3 , THD= 3.85%

1.5

0.8

0.6

) l a n e m a d n u F

) l a t n e m a d n u F

0.4

o %

0.5

f o %

0.2

( g a M

4.5

0.5

1.5

2.5

3.5

0.5

1.5

2.5

3.5

4.5

Frequency (Hz)

5 4 x 10

Frequency (Hz)

5 4 x 10

Selected signal: 20.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-10

0.4

0.35

0.3

0.2

0.15

0.1

0.25 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 11.6 , THD= 3.82%

0.8

(b) (a)

0.6

) l a t n e m a d n u F

0.4

f o %

(a) Khoảng đầu 0-0,2s

0.2

( g a M

1.5

2.5

3.5

4.5

0.5

(b) Khoảng giữa 0,2-0,3s

Frequency (Hz)

5 4 x 10

(c)

-4

Switching cycle

x 10

)

Average loss

) s ( e c y C

( s s o l g n h c t i

w S

TDD Constant ripple MSANS Proposed

0.192

0.194

0.0196

0.198

0.2

0 0.19

0.192

0.194

0.196

0.198

0.2

Time (s)

Hình 2.34: Phổ dòng điện của kỹ thuật đề nghị

(b) (a)

Hình 2.35: Chu kỳ và tổn hao chuyển mạch phóng to khi hệ số công suất bằng 1.

(a) Chu kỳ chuyển mạch.

(b) Tổn hao chuyển mạch.

Trần Quang Thọ

Trong kỹ thuật đề xuất, các chu kỳ chuyển mạch trong các khoảng thời gian

cũng được xác định lại bằng GA như trình bày ở trên. Ràng buộc SHE cho khoảng

đầu là 1,5% và 1% cho hai khoảng còn lại. Số xung chuyển mạch Np trong mỗi

NCKCB thu được là 29, 59, và 58 cho các khoảng tương ứng và được thể hiện ở phụ

-4

Switching cycle

x 10

TDD Constant ripple MSANS Proposed

) s ( e c y C

0 0.39

0.392

0.394

0.396

0.398

0.4

Time (s)

lục 2-2.

)

TDD Constant ripple MSANS Proposed

Average loss

( s s o l g n h c t i

w S

0.4

0.398

0.396

0.394

0.392

0 0.39

Time (s)

(a)

(b)

Hình 2.36: Chu kỳ và tổn hao chuyển mạch phóng to khi cosϕ<1.

(a) Chu kỳ chuyển mạch.

(b) Tổn hao chuyển mạch.

Trần Quang Thọ

Voltage/20 (V) Current (A)

D D T

-5

-10

-15

0.395

0.4

0.385

0.38

0.39 (a)

Voltage/20 (V) Current (A)

e p p i r t

n a

-5

t s n o C

-10

-15

0.38

0.385

0.395

0.4

0.39 (b)

Voltage/20 (V) Current (A)

S N A S M

-5

-10

-15

0.38

0.385

0.395

0.4

0.39 (c)

Voltage/20 (V) Current (A)

d e s o p o r P

-5

-10

-15

0.4

0.395

0.385

0.38

0.39 (d)

Hình 2.37: Dòng và áp khi cosϕ<1

(a) Phương pháp độ méo yêu cầu toàn phần

(b) Phương pháp độ nhấp nhô dòng hằng số

(d) Phương pháp đề nghị

Trần Quang Thọ

5.5

)

TDD Constant ripple MSANS Proposed

(

D H T

4.5

t n e r r u C

3.5

0.3

0.35

0.4

0.2

0.15

3 0.1

0.25 Time (s)

Hình 2.38: THD dòng điện.

Chu kỳ

t < 0,2 s

0,2 s < t < 0,3 s

0,3 s < t

chuyển mạch

THD Tỉ lệ

THD

Tổn hao chuyển

Tỉ lệ

mạch (W) (%)

(%)

Tổn hao chuyển mạch (W)

mạch (W)

Cố định

15,35

2,55 46,7

7,68

-10,4

9,22

4,32

Bảng 2.5: Tóm tắt tổn hao chuyển mạch và sóng hài

5,33

TDD

8,28

4,79

8,45

4,83

8,67

4,6

8,29

4,33

9,6

8,25

4,53

8,58

4,28

Nhấp nhô hằng số

MSANS

8,28

4,12

8,45

4,41

8,7

8,67

4,12 10,4

Đề nghị

8,23

3,85 19,6

8,20

4,10

15 8,55

3,82

17

2.5.3 Nhận xét kết quả của nghịch lưu nối lưới

Các kết quả mô phỏng của hệ thống nghịch lưu nối lưới của các phương pháp khảo

sát được thể hiện trong hình 2.20-2.38 và bảng 2.5.

 Trong trường hợp của TDD, để sóng hài dòng điện nhỏ hơn giới hạn nhưng vẫn

có hiệu suất cao thì tần số chuyển mạch phải điều chỉnh theo dòng tải. Trong

khoảng thời gian đầu (0-0,2s), để giảm tổn hao chuyển mạch từ 15,35 W xuống

còn 8,28 W ở hình 2.24(a) thì cần phải hạ tần số chuyển mạch từ 5 kHz xuống

Trần Quang Thọ

còn 2,7 kHz. Khi đó, thu được sóng hài dòng điện 4,79% vừa nhỏ hơn giới hạn

cho phép ở hình 2.24(b). Ngược lại, trong khoảng giữa, để giảm sóng hài dòng

điện từ 5,33% xuống còn 4,83% thì phải tăng tần số chuyển mạch từ 5 kHz lên

5,5 kHz. Điều này làm cho tổn hao chuyển mạch tăng từ 7,68 W lên 8,45 W. Một

cách tương tự, trong khoảng cuối, để giảm tổn hao chuyển mạch từ 9,22 W xuống

còn 8,67 W thì phải hạ tần số chuyển mạch xuống còn 4,7 kHz và cũng thu được

sóng hài dòng điện bằng 4,6%, giá trị này vừa nhỏ hơn giới hạn cho phép. Tuy

nhiên, các sóng hài riêng lẻ trong hình 2.25 có biên độ cao đáng kể tại tần số bội

2 lần tần số chuyển mạch (hơn 2,5% trong hình 2.25(b)) mặc dù THD nhỏ hơn

5%. Điều này có thể gây nhiễu cho thiết bị thông tin nên cần bộ lọc phụ.

Tổn hao chuyển mạch trung bình của phương pháp TDD cũng được dùng làm

ngưỡng để so sánh các phương pháp khác trong nghiên cứu này này.

 Để có tổn hao chuyển mạch trung bình tương tự như TDD, kết quả của phương

pháp CR thể hiện trên hình 2.26-2.28 với THD dòng điện thu được bằng 4,33;

4,53 và 4,28% tương ứng trong các khoảng thời gian. Tuy nhiên, phổ hài ở hình

2.28(a) cho thấy rằng vẫn còn một số hài riêng lẻ cao hơn 1,5% và 1,2% ở hình

2.28(b) và 2.28(c).

 Trong phương pháp MSANS, để có tổn hao chuyển mạch trung bình tương tự

TDD, các chu kỳ cố định Tc được chọn bằng 330, 165 và 194 µs cho ba khoảng

thời gian tương ứng. Phân số k cũng được điều chỉnh bằng 0,5; 0,25 và 0,3 tương

ứng theo mức tải để có kết quả sóng hài và tổn hao chuyển mạch trung bình tốt

nhất như hình 2.30. Khi đó, cũng thu được sóng hài dòng điện tương ứng trong

các khoảng là 4,12; 4,41 và 4,12%. Kết quả này thấp hơn phương pháp TDD và

cả phương pháp CR. Thậm chí hài riêng lẻ trong hình 2.31 với biên độ cao cũng

không còn nữa. Các kết quả này khá ấn tượng so với các kết quả của các phương

pháp trên. Tuy nhiên, chúng cũng không thể tốt hơn các kết quả của phương pháp

đề nghị. Bởi vì:

 Các kết quả của phương pháp đề nghị ở hình 2.32-2.38 và tổng hợp kết quả của

các phương pháp khảo sát ở bảng 2.5 cho thấy rằng:

Trần Quang Thọ

+ Chu kỳ chuyển mạch của các khoảng được xác định bằng GA (trong phụ lục 2-2)

cho tổn hao chuyển mạch trung bình bằng với phương pháp TDD, nhưng sóng hài

dòng điện tương ứng trong các khoảng bằng 3,85; 4,1 và 3,82% và thấp nhất so với

kết quả của các phương pháp trên. Tỉ lệ giảm sóng hài của MSANS là 14; 8,7 và 10,4

% so với TDD trong các khoảng tương ứng. Trong khi tỉ lệ giảm sóng hài của phương

pháp đề nghị là 19,6; 15 và 17 % so với TDD. Tỉ lệ giảm này cho thấy kết quả của

phương pháp đề nghị là tốt nhất trong việc giảm sóng hài của nghịch lưu.

+ Dòng điện đỉnh của kỹ thuật đề nghị là 9,659A trong hình 2.34(b) cũng hơi cao hơn

so với các phương pháp khác trong các hình 2.25(b), 2.28(b), và 2.31(b). Sự cao hơn

này cũng dẫn đến hệ số công suất cao hơn của nghịch lưu [5].

+ Trong trường hợp cosϕ=1, chu kỳ chuyển mạch tại zero của dòng điện trong kỹ

thuật đề nghị ở hình 2.35(a) thấp nhất so với các phương pháp khác nên giảm sóng

hài đáng kể trong khi tổn hao chuyển mạch tức thời ở hình 2.35(b) tăng không đáng

kể. Ngược lại, tại lân cận đỉnh của dòng điện, chu kỳ chuyển mạch của kỹ thuật đề

nghị cao nhất so với các phương pháp khác nên tổn hao chuyển mạch tức thời giảm

đáng kể trong khi độ nhấp nhô tăng không đáng kể. Kết quả là cùng một tổn hao

chuyển mạch trung bình nhưng sóng hài dòng điện của phương pháp đề nghị là thấp

nhất.

+ Hơn nữa, chính sự phân bố lại chu kỳ chuyển mạch của phương pháp đề nghị cũng

làm cho tổn hao chuyển mạch tức thời phân bố đồng đều hơn so với các phương pháp

khác nên sốc nhiệt cũng ít hơn so với các phương pháp khác. Điều này giúp tăng tuổi

thọ của linh kiện công suất. Bởi vì, tổn hao tức thời đặc trưng cho sốc nhiệt (không

phải tổn hao trung bình) và sốc nhiệt càng thấp thì tuổi thọ của linh kiện bán dẫn công

suất càng tăng [36].

+ Sự phân bố không đối xứng của chu kỳ chuyển mạch tại lân cận đỉnh dòng điện

trong kỹ thuật đề nghị so với các phương pháp khác là một sự khác biệt quan trọng.

Lý giải cho sự bất đối xứng này là do sự phi tuyến đáng kể của tín hiệu điều chế trong

Trần Quang Thọ

khi chu kỳ của sóng tam giác là khá lớn nên bất chấp giả sử (i) ở mục 1.4.2.1 của

chương 1.

+ Đối với trường hợp hệ số công suất cosϕ<1, chu kỳ chuyển mạch của phương pháp

đề nghị giảm nhỏ đáng kể tại lân cận zero của dòng điện ở hình 2.36(a) giúp cho độ

nhấp nhô dòng điện giảm nhỏ đáng kể ở hình 2.37(d) so với các hình 2.37(a)-2.37(c),

trong khi tổn hao chuyển mạch tức thời tăng không đáng kể nên tổn hao chuyển mạch

trung bình vẫn bằng với các phương pháp khác. Ở hình 2.36(b) cho thấy tổn hao

chuyển mạch tức thời của phương pháp TDD là tốt nhất và của phương pháp đề nghị

là tốt thứ nhì, trong khi của MSANS gây sốc nhiệt nhiều nhất. Nhưng phương pháp

đề nghị vẫn cho kết quả sóng hài là thấp nhất.

2.6 TÓM TẮT CHƯƠNG 2

 Việc giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới là một trong những nhiệm vụ tương

đối khó khăn để thỏa mãn các tiêu chuẩn nối lưới ngày càng nghiêm ngặt đối với

người thiết kế. Việc chọn được chu kỳ chuyển mạch tối ưu thật sự là một thách

thức bởi sự cân bằng giữa tổn hao chuyển mạch và sóng hài dòng điện. Có thể

nói đây là một bài toán phức tạp và khó khăn.

 Các kết quả mô phỏng và thí nghiệm cho thấy rằng kỹ thuật SPWM với chu kỳ

chuyển mạch thay đổi của phương pháp đề nghị dựa vào GA cho kết quả giảm

sóng hài đáng kể so với kết quả của các phương pháp đã được công bố gần đây.

 Tính hiệu quả của kỹ thuật đề nghị không những giảm sóng hài mà còn có khả

năng khử hài lựa chọn và trải phổ hài trong một phạm vi rộng. Điều này giúp cho

các hài riêng lẻ có biên độ giảm đáng kể nên không cần bộ lọc phụ và không gây

nhiễu âm. Vì vậy, nó rất phù hợp cho các thiết bị trong thông tin và quân sự.

 Các kết quả cũng đã được thực hiện cho các trường hợp phát điện vào lưới với

cosϕ=1 và cosϕ<1 trong cùng một điều kiện cài đặt với những thông số giống

với thực tế nhất.

 Việc giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới cũng góp phần làm giảm kích thước

bộ lọc, giá thành thiết bị, và cải thiện chất lượng điện năng của hệ thống điện.

Trần Quang Thọ  Việc chuyển mạch với tần số thấp tại đỉnh của dòng điện cũng góp phần làm tăng

tuổi thọ của linh kiện công suất.

 Để đáp ứng yêu cầu tải thay đổi trong điều kiện thực tế, các số liệu của chu kỳ

chuyển mạch được chuẩn bị offline sẵn với các mức tải khác nhau bằng cách sử

dụng phương pháp tra bảng trong Matlab.

 Để kiểm tra khả năng áp dụng, các khảo sát đối với một hệ thống nghịch lưu nối

lưới 3 pha cũng được thực hiện ở phụ lục 4-5 đến 4-8.

 Hơn nữa, với cách tiếp cận của kỹ thuật đề nghị cũng có thể mở rộng ứng dụng

cho các bộ biến đổi công suất ba pha và các kỹ thuật PWM khác.

 Kết quả đề xuất cũng đã được công bố trong các bài báo số I đến số V.

Trần Quang Thọ

PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG NHANH VÀ

CHƯƠNG 3.

CHÍNH XÁC THAM SỐ ĐIỆN ÁP LƯỚI

3.1 THAM SỐ HÒA ĐỒNG BỘ

Dựa vào biểu thức (1.5) và (1.6) ở mục 1.4.2.1 của chương 1 cho thấy rằng sóng

hài của nghịch lưu còn phụ thuộc vào các tham số hòa đồng bộ như: tần số, và góc

pha của tín hiệu điều chế. Các tham số này tạo ra sóng điều khiển trong kỹ thuật điều

chế SPWM. Thông thường, trong hệ thống nghịch lưu nối lưới, việc hòa đồng bộ do

vòng khóa pha đảm nhận. Yêu cầu của vòng khóa pha PLL (Phase-Locked Loop) ở

hình 1.3 là phải xác định nhanh và chính xác biên độ, tần số, góc pha của điện áp lưới

ở tần số cơ bản.

Trong điều kiện vận hành bình thường thì việc xác định các tham số điện áp

nguồn lưới tương đối dễ dàng, nhưng khi có sự cố sụt áp, mất cân bằng, sóng hài cao,

tần số dao động thì việc xác định nhanh và chính xác các tham số điện áp lưới trở nên

rất khó khăn [1], [43]–[48] bởi sự xuất hiện của thành phần thứ tự nghịch.

Trong chương 3 này, tác giả đề xuất phương pháp xác định nhanh và chính xác

các tham số của điện áp lưới trong điều kiện khắc nghiệt như: sụt áp, mất cân bằng,

dao động tần số, sóng hài cao, nhảy pha… Phương pháp đề nghị dựa vào giải thuật

Levenberg-Marquardt (L-M) để giải các phương trình vi phân phi tuyến siêu việt.

Các tham số ngõ ra được cập nhật vào các tham số ban đầu của phương pháp giải nên

làm cho bộ trọng số được cập nhật ít thay đổi. Chính điều này giúp cho phương pháp

giảm số lần lặp (số lần lặp tối đa của phương pháp đề nghị có Maxiter= 3) và hội tụ

nhanh đến kết quả.

Phương pháp đề xuất hoàn toàn không cần đến các bộ dò pha, không có bộ lọc

vòng cũng như bộ dao động điều khiển điện áp. Đây chính là sự khác biệt so với các

phương pháp vòng khóa pha hiện nay. Tính hiệu quả của phương pháp đề xuất được

khẳng định thông qua các kết quả mô phỏng và thí nghiệm của phương pháp đề xuất

Trần Quang Thọ

so với phương pháp thông thường, phương pháp DSOGI (Dual Second-Order Gen-

eralized Integrator) và DSOGI-FLL (Dual Second-Order Generalized Integrator -Fre-

29TCác tiêu chí xem xét - đánh giá hiệu quả dựa vào:

quency-Locked Loop).

 29TĐáp ứng động

 29TSai số xác lập

 29TĐộ vọt lố

 29TĐộ phức tạp tính toán đối với phần cứng29T

Thông thường các tiêu chí này mâu thuẫn nhau, chẳng hạn, để giảm sai số xác

lập thường dùng bộ lọc thông thấp nên làm cho thời gian xác lập tăng lên và ngược

lại, bởi vì bản chất của các PLL là bộ lọc phức thích nghi bậc nhất [80].

3.2 KỸ THUẬT ƯỚC LƯỢNG THAM SỐ ĐỀ XUẤT

y ( t)

yi ( ti )

y1 y2

vα

Cập nhật tham số ban đầu Initial parameters update

. . .

Sampling window

abc

Filter

ym t1 t2

αβ

va vb vc

vβ

Vmag

. . .

Sampling

PLL sử dụng PLL using Levenberg- giải Marquardt thuật algorithm L-M

Hình 3.1: PLL đề nghị sử dụng giải thuật Levenberg-Marquardt

Phép biến đổi Clarke từ abc sang αβ có thể loại bỏ hài bậc cao và offset DC khi

ba pha có sóng hài và offset giống nhau, khi đó, điện áp Vα tương đối ít sóng hài. Tuy

nhiên, trong trường hợp 3 pha có sóng hài và offset không giống nhau thì điện áp Vα

bị méo hài nhiều hơn, vấn đề này sẽ được phân tích trong 2 trường hợp khảo sát ở

phần sau. Đại lượng điện áp Vα này được sử dụng để đưa vào mô hình nhận dạng ba

tham số sử dụng giải thuật L-M như hình 3.1 tương ứng với m mẫu dữ liệu đo của

Trần Quang Thọ

điện áp vào. Khi đó, ngõ ra µ của giải thuật L-M gồm có ba tham số: biên độ, tần số

và góc pha ban đầu tương ứng với Vmag, f, và φ (nếu xem xét thêm offset dc thì sử

dụng mô hình bốn tham số). Các tham số ước lượng được ở ngõ ra được đưa qua bộ

lọc bậc hai để loại bỏ nhiễu hài bậc cao với tần số cắt cao nên không ảnh hưởng đến

đáp ứng động.

Ptại

Giả sử rằng vector cột dữ liệu chứa thứ tự các mẫu đo được y = [y1 . . . ym]P

các thời điểm tương ứng {t1 … tm}. Và cũng giả sử rằng dạng sóng điện áp có thể

ty )(

sin(

φπ + ) 2

được biểu diễn như sau:

mag

(3.1)

Trong đó Vmag là biên độ điện áp, f là tần số và φ là góc pha ban đầu. Khi đó, (3.1)

ty )(

sin(

θ )

có thể viết lại như (3.2) với θ là góc pha.

magV

(3.2)

Khi có được tần số và pha ban đầu thì sẽ tính được góc pha θ. Như vậy, một vector

µ=

[ V

]T φ

µ gồm ba tham số có thể biểu diễn như sau:

mag

P(µ) tương ứng với

2 Khi đó, tổng các bình phương của các sai số có trọng số χP

(3.3)

−

) µ

∧ ( ty

;

ty )( i

  

  

2 µχ ) (

các tham số chưa biết của µ bằng:

w i

1 ∑ m 1 = i

      

      

(3.4)

;(ˆ µity )

là sóng sin cơ bản Trong đó wi là giá trị trọng số của sai số phép đo y(ti),

được mô tả bởi các tham số ước lượng được của µ. Khi đó, (3.4) có thể được viết lại

−

(

) T

(2 µχ )

(ˆ y

µ )

( yW

)) µ

(ˆ y

như sau:

(3.5)

Trần Quang Thọ

2 Với ma trận trọng số W là ma trận đường chéo có Wii=1/wiP

P. Các tham số được

P(µ) tương ứng với các tham số thông qua phương

2 ước lượng bằng cách cực tiểu χP

pháp lặp. Mục tiêu của mỗi bước lặp là tìm giá trị nhiễu H (Hessian) tương ứng với

các tham số để giảm sai số ước lượng.

Theo phương pháp suy giảm độ dốc, đạo hàm của hàm mục tiêu tương ứng với

( −−=

ˆ y

) WJ ( ) T) µ

các tham số sẽ như sau:

2 ∂ χ ∂ µ

(3.6)

Với J là ma trận Jacobi như (3.7), đặc trưng cho độ nhạy của hàm yˆ ước lượng

được tương ứng với sự thay đổi của tham số µ. Lúc này, độ nhiễu H sẽ di chuyển

tham số theo hướng có độ dốc nhiều nhất nhờ biểu thức (3.8). Các giá trị dương α sẽ

;

) µ

( ∂ ˆ y t ; 1 φ ∂

( ∂ ˆ y t 1 ∂ V

( ∂ ˆ y t 1 ∂ f

) µ

xác định độ dài của mỗi bước theo hướng giảm độ dốc nhiều nhất.

mag 



m x

(  ∂ ˆ y  µ ∂ 

   

;

) µ

( ∂ ˆ y t ; m φ ∂

( ∂ ˆ y t m ∂ V

( ∂ ˆ y t m ∂ f

mag

        

        

−

ˆ y

(

) µ

(3.7)

( J W y

)

GDH

(3.8)

ˆy

Hµ+

0Hχ∂

2 /

(

)

Theo phương pháp Gauss-Newton, dựa vào triển khai chuỗi Taylor bậc nhất của

∂ = , khi đó, độ nhiễu được xác định như sau:

− 1

−

ˆ y

T J WJ

(

) µ

và cho

( J W y

)

GNH

 

 

(3.9)

Trong khi giải thuật Levenberg-Marquardt sẽ thay đổi thích nghi các cập nhật

tham số giữa cập nhật của Gauss-Newton và cập nhật của phương pháp suy giảm độ

−

( yWJ

ˆ y

λ I

dốc.

)[ ( ) µ J

] 1

(3.10)

Mỗi giá trị nhỏ của λ sẽ áp dụng phương pháp cập nhật Gauss-Newton. Trái lại,

mỗi giá trị lớn của λ sẽ áp dụng phương pháp suy giảm độ dốc. Giá trị λ ban đầu

Trần Quang Thọ

thường cho rất lớn. Nếu phép lặp xảy ra mà cho kết quả sai số lớn hơn sai số ban đầu

thì λ được tăng lên, khi lời giải tiệm cận với cực trị thì λ được giảm xuống.

Hơn nữa, giải thuật L-M hoạt động giống như phương pháp suy giảm độ dốc

khi xa cực trị và hoạt động giống như phương pháp Gauss-Newton khi gần cực trị

như minh họa ở hình 3.2(a) với quan hệ cập nhật như (3.10). Chính điều này giúp

giảm số bước lặp đáng kể nên hội tụ nhanh đến lời giải và công thức (3.10) có thể

)µ ( )

diag

( yWJ

ˆ− y

viết lại như sau:

( J

[ J

] ) HWJ

P(µ)

2 Trong mỗi lần lặp thứ i, bước nhiễu H được đánh giá bằng cách so sánh χP

P(µ+H), bước lặp sẽ được chấp nhận nếu như độ lớn của γi(H) lớn hơn một giá

2 với χP

(3.11)

(

)

trị xác định ε nào đó.

γ i

) H )µ ) ( ) − ˆ y

( ) − µχµχ ( ( T T + λ yWJH i

(3.12)

Nếu γi(H) > ε trong mỗi bước lặp thì µ được thay bằng µ+H và λ được giảm đi

một lượng nhờ LD. Còn trái lại, λ được tăng lên một lượng nhờ LI, và giải thuật đi đến

;

initial

−

diag

( = yWJHWJ

ˆ y

Initial ( J

= λλ [ J

parameters ] )

λ i

lần lặp tiếp theo.

−

(

)

µε :

→+ H

max

e 1,

γ i

λµ ; i

) ( ) µ ; λ i L

  

  ;8 

otherwise

;

λλ = i 1

        

(3.13)

Đặc điểm của các phương pháp lặp đó là cần các tham số ước lượng ban đầu.

Do đó, nếu giá trị các tham số thực cách xa các tham số ước lượng ban đầu thì giải

thuật phải tốn nhiều lần lặp mới hội tụ đến kết quả. Chính điều này làm cho giải thuật

thiếu ổn định khi có hiện tượng quá độ điện áp lớn và tính toán nặng và đây là điều

bất lợi mà các công bố trong [77]–[79] gặp phải.

Trần Quang Thọ

≥

≈

var

( CRB Vmag

)

( ˆ V mag

)

2 σ 2 m

≥

≈

ˆ f

var

( CRB f

)

(3.14)

(

)

m .

π V .

2 σ 12 2 mag

≥

≈

CRB

var

( ) φ

 ) ( φ

2 σ 2 2 V m mag

          

Start

- log(d(X))

lambda =Lambda_0; yest =eval(hamsin); fullr = (y(:) - yest(:)); r = fullr; sai_so = r'*r; iter = 0;

Cực trị

iter

iter = iter + 1; Muyold = Muy; sai_so_old = sai_so; J = Tinh_Jacob(Muy,X,yest); diagJtJ = sum(abs(J).^2, 1); Jplus = [J; diag(sqrt(lambda*diagJtJ))]; rplus = [r; zeros(3,1)]; H =Jplus \ rplus; Muy(:) = Muy(:) + H; yest = eva(hamsin); sai_so = r'*r;

Start

sai_so

Giảm lamda

sai_so>sai_so_old

X=(t1:t5); Y=(y1:y5); Muy=Ini_param_update; W=1; Maxiter=3; yw=Y.*W;

Muy_out=Muy;

End

Muy_out=L_M_Tech(X,yw,Muy,Maxiter); Ini_param_update=Muy_out;

Tăng lamda Jplus = [J;diag(sqrt(lambda*sum(J.^2,1)))]; H = Jplus \ rplus; Muy(:) = Muyold(:) + H; yest = eval(hamsin); fullr = (y(:) - yest(:)); r = fullr; sai_so = r'*r;

End

(a)

Hình 3.2: Lưu đồ giải thuật đề xuất

(a) Minh họa giải thuật L-M

(b) Lưu đồ chương trình chính

Trong phương pháp đề xuất, các tham số ngõ ra µ được cập nhật trở lại cho

bộ tham số ban đầu, chính sự hồi tiếp này giúp cho phương pháp xác lập nhanh đến

lời giải với số lần lặp rất ít bởi vì ma trận J gần như không thay đổi. Do đó, tham số

Trần Quang Thọ

ngõ ra không còn hiện tượng vọt lố cũng như trễ pha. Đây chính là sự khác biệt quan

trọng của giải thuật đề xuất. Lưu đồ giải thuật cũng được thể hiện trên hình 3.2(b) và

3.2(c).

Thêm vào đó, về mặt toán học, phương pháp đề xuất là giải hệ phương trình vi

phân phi tuyến bằng phương pháp số. Mô hình của phương pháp này giống như mô

hình thuận trong điều khiển với phương pháp lan truyền ngược. Phương pháp cập

nhật tham số ban đầu giúp cho L-M mang lại hiệu quả đáng kể trong việc nhận dạng

tham số. Khi áp dụng phương pháp đề xuất thì chỉ cần một điện áp Vα, PLL không

cần sử dụng khâu dò pha, không bộ lọc vòng và không còn bộ dao động điều khiển

điện áp nữa.

Để đánh giá sự hội tụ của giải thuật, thông thường trong xử lý tín hiệu sử dụng

tiêu chuẩn biên dưới Cramer-Rao [83] như (3.13) với σ là phương sai. Tuy nhiên

trong lĩnh vực nghịch lưu nối lưới, mục tiêu của phương pháp là ước lượng biên độ,

tần số, và góc pha của điện áp lưới ở tần số cơ bản. Do đó, phương pháp đề xuất nên

được so sánh với các phương pháp đã được công bố gần đây về mặt đáp ứng động,

sai số xác lập và độ vọt lố thì sẽ có ý nghĩa thực tế hơn.

3.3 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THÍ NGHIỆM

3.3.1 Cài đặt tham số

Kết quả mô phỏng (MP) và thí nghiệm (TN) của kỹ thuật đề xuất được so sánh

với kết quả của kỹ thuật PLL thông thường, DSOGI và DSOGI-FLL.

Các hệ số Kp và Ki của PLL được xác định theo phương pháp trong [1], [52]–

[54] với K= 2 , Kp= 0,2958 và Ki=0,0136, Γ=100 (chú ý là tính cho điện áp có biên

độ khác đơn vị).

Trong phương pháp đề xuất: kích thước cửa sổ lấy mẫu m=5 với tần số lấy mẫu

-8 P; α=1x10P

P (chọn theo [95]), bộ lọc ngõ ra có tần số cắt 200 Hz.

-5 LD=9; ε=6x10P

của cảm biến điện áp ngõ vào là 1 kHz. Số lần lặp tối đa Maxiter=3; λ0=0,001; LI=11;

Trần Quang Thọ

Hai trường hợp mô phỏng được xem xét:

Trường hợp thứ nhất: điện áp ba pha ngõ vào có sóng hài đều nhau, trong đó hài

bậc 5 là 7%, bậc 7 là 5%, bậc 11 là 5%, và bậc 13 là 3% tương ứng với THD=10,39%.

Đây là điều kiện sóng hài khắc nghiệt nhất cho thử nghiệm theo [8]. Trong khoảng

thời gian thứ nhất 0-0,2 s, điện áp ba pha cân bằng (định mức) và có sóng hài cao.

Trong khoảng thời gian thứ 2 từ 0,2-0,4 s, điện áp pha A vẫn giữ nguyên, còn điện áp

pha B và C cho nhảy biên độ xuống còn 70% định mức, đây là trạng thái mất cân

bằng điện áp. Trong khoảng thời gian thứ ba từ 0,4-0,6 s, vẫn duy trì trạng thái mất

cân bằng và cho nhảy tần số từ 50 Hz xuống còn 47 Hz (tiêu chuẩn EN50160). Như

vậy, chu kỳ khảo sát là 0,6 s. Tại thời điểm 0,6 s này cho nhảy tần số từ 47 Hz lên 50

Hz, nhảy điện áp cân bằng trở lại và cho nhảy góc pha 0,75π.

Trường hợp thứ hai: tương tự trường hợp thứ nhất nhưng sóng hài THD=10,39%

chỉ có ở pha A, pha B và pha C không có sóng hài. Lúc này, điện áp vα còn chứa

thành phần hài nhiều hơn trường hợp thứ nhất.

3.3.2 Kết quả và nhận xét

)

200

Va Vb Vc

-200

( e g a t l o v e s a h p - 3

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

400

)

200

-200

( l a n o i t n e v n o C

Val Vbe Vmag

-400 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

3.3.2.1 Trường hợp thứ nhất

Trần Quang Thọ

(f) Nhảy biên độ, tần số, góc pha (e) Nhảy tần số

400

Val-Conv Val-DSOGI

200

)

(

-200

-400 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

400

200

Vbe-Conv Vbe-DSOGI

)

(

-200

-400 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

Hình 3.3: Điện áp ngõ vào của ba pha; (a)-(b): Mô phỏng; (c)-(f): Thí nghiệm

Trần Quang Thọ

(d) Phóng to tại 0,2 s (c) vαβ của phương pháp thông thường

(e) Phóng to tại 0,4 s (f) Phóng to tại 0,6 s

Hình 3.4: Điện áp Vαβ

500

)

( I

Val Vbe Vmag

G O S D

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

-500 0

0.3 (a)

500

)

Val Vmag

( d e s o p o r P

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

-500 0

0.3 (b) Time (s)

(a) và (b) Mô phỏng; (c)-(f) Thí nghiệm của PLL thông thường

Trần Quang Thọ

Hình 3.5: Biên độ điện áp ước lượng được

)

200

( e g a

t l

Va Vb Vc

o v

-200

e s a h p - 3

0.5

0.7

0.6 (a)

500

)

( l

a n o

i t

n e v n o C

Val Vbe Vmag

-500

0.5

0.7

0.6 (b) Time (s)

(a) và (b) Mô phỏng; (c) DSOGI; (d) Phương pháp đề xuất (CH3)

Hình 3.6: Điện áp mô phỏng phóng to tại 0,6 s. (a) Điện áp ngõ vào; (b) Điện áp ước

500

)

( I

G O S D

Val Vbe Vmag

-500

0.5

0.7

0.6 (a)

500

)

Val Vmag

( d e s o p o r P

-500

0.5

0.7

0.6 (b) Time (s)

lượng của phương pháp thông thường

Hình 3.7: Đáp ứng của điện áp ước lượng. (a) Phương pháp DSOGI; (b) Phương pháp đề xuất.

Trần Quang Thọ

) z H

( y c n e u q e r F

Con DSOGI DSOSI-FLL Proposed

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

5 0

0.3 Time (s)

50.1

DSOGI DSOSI-FLL Proposed

50.05

) z H

49.95

( y c n e u q e r F

49.9

0.1

0.3

0.4

49.85 0

0.2 Time (s)

Hình 3.8: Tần số mô phỏng ước lượng được

47.2

47.15

DSOGI DSOSI-FLL Proposed

47.1

47.05

) z H

46.95

( y c n e u q e r F

46.9

46.85

46.8

0.4

0.6

0.5 Time (s)

Hình 3.9: Tần số phóng to trong khoảng 0-0,4 s

Hình 3.10: Tần số phóng to trong khoảng 0,4-0,6 s

Trần Quang Thọ

Ref Con

) d a r ( a t e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

Theta-error Con

) d a R

(

-5 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

(c)

(CH1: f-ref; CH2: f-est; CH3: theta-ref; CH4: theta-est; MATH: CH3-CH4)

Hình 3.11: Góc pha của phương pháp thông thường

Ref DSOGI

) d a r ( a t e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

Theta-error-DSOGI

) d a R

(

-5 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

(a) và (b) Mô phỏng; (c) Thí nghiệm

Trần Quang Thọ

Ref DSOGI-FLL

) d a r ( a t e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

Theta-error-DSOGI-FLL

) d a R

(

-5

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

Hình 3.12: Góc pha của phương pháp DSOGI. (a) và (b) Mô phỏng; (c) Thí nghiệm

Hình 3.13: Góc pha của DSOGI-FLL. (a) và (b) Mô phỏng; (c) Thí nghiệm.

Trần Quang Thọ

Ref Proposed

) d a r (

a e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

Theta-error-Proposed

) d a R

(

-5 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

(c)

CH1: f-ref; CH2: f-est; CH3: theta-ref; CH4: theta-est; MATH: CH3-CH4

Hình 3.14: Góc pha của phương pháp đề xuất

(a) và (b) Mô phỏng; (c) Thí nghiệm

Nhận xét trường hợp 1

Kết quả mô phỏng và thí nghiệm cho trường hợp thứ nhất được thể hiện trên hình từ

3.3 đến 3.14 và bảng 3.1.

Trần Quang Thọ

+ Điện áp ngõ vào 3 pha mô phỏng được thể hiện trên hình 3.3(a) và điện áp Vαβ của

phương pháp thông thường được thể hiện trên hình 3.3(b), 3.4(a)-3.4(b), và 3.6(b)

cho thấy đáp ứng biên độ điện áp ước lượng được nhanh nhất cho bất kỳ trường hợp

nào. Bởi vì biên độ được xác định thông qua phép biến đổi ảo αβ, tuy nhiên, sai số

xác lập lại là lớn nhất tương ứng với các kết quả thí nghiệm được thể hiện trên hình

3.4(c)-3.4(f).

+ Trong khi đó đáp ứng điện áp của phương pháp DSOGI ở hình 3.5(a), 3.5(c), và

3.7(a) phải mất hơn 2,5 chu kỳ cơ bản mới xác lập, còn phương pháp đề xuất ở hình

3.5(b), 3.5(d), và 3.7(b) chỉ tốn một phần tư chu kỳ cơ bản là đã xác lập. Tuy nhiên,

sai số xác lập của phương pháp thông thường lớn nhất khi điện áp vào mất cân bằng.

+ Đáp ứng tần số ở hình 3.8 cho thấy rằng phương pháp đề xuất có thời gian xác lập

nhỏ hơn 10ms, trong khi các phương pháp khác phải mất hơn 100 ms như được phóng

to ở hình 3.9. Thời gian xác lập của phương pháp đề xuất luôn nhỏ hơn 10ms trong

điều kiện khắc nghiệt nhất là vừa nhảy biên độ điện áp, vừa nhảy góc pha, vừa nhảy

tần số tại thời điểm 0,6 s. Thậm chí đáp ứng này còn nhanh hơn cả phương pháp lọc

trung bình di chuyển cải tiến trong [96] và phương pháp phục hồi bằng cách dò điểm

zero trong [97].

+ Sai số xác lập ở hình 3.9 và 3.10 cho thấy các phương pháp khác > 0,05Hz (lớn hơn

0,1% theo cách tính trong [98]), trong khi của phương pháp đề xuất <0,01 Hz và luôn

nhỏ hơn giới hạn cho phép [8].

+ Các kết quả ở hình 3.11-3.14 của các phương pháp tương ứng cho thấy rằng độ vọt

lố tần số ước lượng của phương pháp DSOGI-FLL là cao nhất. Trong khi của phương

pháp đề xuất là cực thấp 0,52 Hz tại 0,6 s.

+ Góc pha và sai số góc pha của các phương pháp được thể hiện tương ứng trên các

hình 3.11-3.14. Trong đó, kênh đo MATH là sai số góc pha cũng cho thấy kết quả

của phương pháp đề xuất là nhỏ nhất.

Trần Quang Thọ

)

200

Va Vb Vc

-200

( e g a t l o v e s a h p - 3

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

400

)

200

Val Vbe Vmag

-200

( l a n o i t n e v n o C

-400 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b)

( )

400

300

Va Valpha Vbeta

200

100

)

(

-100

-200

-300

-400

0.56

0.58

0.62

0.64

0.6 (c) Time (s)

3.3.2.2 Trường hợp thứ hai

Hình 3.15: Điện áp ngõ vào mô phỏng

(a) Điện áp 3 pha; (b) Điện áp vαβ của phương pháp thông thường; (c) Điện áp

pha A và vαβ phóng to tại 0,6 s.

Điện áp hai pha B và C không có nhiễu hài, chỉ có điện áp A bị méo hài THD

bằng 10,39%. Sau khi qua phép biến đổi abc sang αβ thì điện áp vα ở hình 3.15(c)

vẫn bị méo đáng kể như pha A. Điều này làm cho phương pháp PLL thông thường

ước lượng biên độ điện áp có sai số xác lập tăng cao đáng kể ngay khi ba pha tương

đối cân bằng trong khoảng thời gian 0-0,2 s. Trong khi đó, đối với phương pháp đề

nghị chỉ sử dụng điện áp Vα với độ méo hài cao để đưa vào giải thuật L-M vẫn cho

kết quả rất tốt.

Nhận xét trường hợp thứ 2

Trần Quang Thọ

Kết quả mô phỏng và thí nghiệm cho trường hợp thứ hai được thể hiện trên hình

từ 3.16 đến 3.20 và bảng 3.1.

+ Điện áp ngõ vào 3 pha mô phỏng và thí nghiệm được thể hiện trên hình 3.15(a) và

3.16 tương ứng.

+ Điện áp Vαβ của phương pháp thông thường được thể hiện trên hình 3.15(b) cũng

cho thấy đáp ứng biên độ nhanh nhất cho bất kỳ trường hợp nào.

+ Đáp ứng tần số ở hình 3.17(a) cho thấy rằng phương pháp đề xuất có thời gian xác

lập nhỏ hơn 10ms, trong khi các phương pháp khác phải đến 100 ms như được phóng

to ở hình 3.17(b).

+ Sai số xác lập ở hình 3.17(b)- (c) cho thấy các phương pháp khác > 0,1 Hz và lớn

hơn tiêu chuẩn [8]. Trong khi đó, sai số xác lập của phương pháp đề xuất <0,02 Hz

và luôn nhỏ hơn giới hạn tiêu chuẩn.

Bảng 3.1: So sánh kết quả ở trường hợp kể từ 0,6 s

DSOGI Đề xuất TH Thông thường DSOGI- FLL

1,8 Hz Sai số xác lập 0,06 Hz 0,1 Hz 0,01 Hz

Độ vọt lố 18 Hz 15 Hz 45 Hz 0,52 Hz 1

Thời gian xác lập 100ms 100ms 100ms <10ms

Sai số xác lập 3 Hz 0,13 Hz 0,25 Hz 0,02 Hz

Độ vọt lố 18 Hz 16 Hz 45 Hz 2 Hz 2

Thời gian xác lập 100ms 100ms 100ms 10ms

Trần Quang Thọ

Phóng to tại 0,2 s (a) Áp ba pha ngõ vào (b)

(c ) Phóng to tại 0,4 s (d) Phóng to tại 0,6 s

Hình 3.16: Điện áp thí nghiệm ngõ vào của ba pha

+ Các kết quả ở hình 3.17(a) của các phương pháp tương ứng cho thấy rằng độ vọt lố

tần số ước lượng của phương pháp DSOGI-FLL vẫn là cao nhất và vượt quá tiêu

chuẩn IEEE-Std 1547 mới. Trong khi của phương pháp đề xuất là rất thấp (chỉ 2 Hz)

khi nhảy tần số lẫn góc pha tại 0,6 s.

+ Góc pha mô phỏng của các phương pháp được thể hiện trên các hình 3.18-3.19 và

kết quả thí nghiệm tương ứng ở hình 3.20, với kênh đo MATH là sai số góc pha cũng

cho thấy kết quả của phương pháp đề xuất là nhỏ nhất và là tốt nhất trong các phương

pháp khảo sát.

Trần Quang Thọ

) z H

( y c n e u q e r F

Con DSOGI DSOSI-FLL Proposed

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

5 0

0.3 Time (s)

50.2

50.1

) z H

49.9

( y c n e u q e r F

49.8

49.7

DSOGI DSOSI-FLL Proposed

49.6 0

0.1

0.3

0.4

0.2 Time (s)

(a)

47.3

47.2

47.1

) z H

46.9

46.8

( y c n e u q e r F

46.7

46.6

DSOGI DSOSI-FLL Proposed

46.5

0.4

0.6

0.5 Time (s)

(b)

(c)

Hình 3.17: Tần số mô phỏng

(a) Phóng to trong khoảng 0-0,6s; (b) Phóng to trong khoảng 0-0,4 s; (c) Phóng to trong trong 0,4-0,6 s.

Trần Quang Thọ

Ref Con

) d a r (

a e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

Ref DSOGI

) d a r ( a

e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

Hình 3.18: Góc pha mô phỏng của phương pháp thông thường và DSOGI

(a) Kết quả mô phỏng góc pha ước lượng được của phương pháp thông thường

Ref DSOGI-FLL

) d a r ( a t e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a)

Ref Proposed

) d a r ( a t e h T

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

(b) Kết quả mô phỏng góc pha ước lượng được của phương pháp DSOGI

Hình 3.19: Góc pha mô phỏng của DSOGI-FLL và phương pháp đề xuất

(a) Kết quả mô phỏng góc pha của phương pháp DSOGI-FLL

(b) Kết quả mô phỏng góc pha của phương pháp đề xuất

Trần Quang Thọ

(a)

(b)

(c ) CH1: f-ref; CH2: f-est; CH3: theta-ref; CH4: theta-est; MATH: CH3-CH4

Hình 3.20: Góc pha thí nghiệm

(a) DSOGI; (b) DSOGI-FLL; (c) Đề xuất

Trần Quang Thọ

3.4 TÓM TẮT CHƯƠNG 3

+ Chương 3 đã trình bày sự cần thiết nâng cao chất lượng của PLL trong việc ước

lượng các thông số điện áp lưới để giảm sóng hài của nghịch lưu nối lưới để thỏa mãn

các tiêu chuẩn quốc tế ngày càng nghiêm ngặt.

+ Trên cơ sở phân tích đặc điểm của các phương pháp PLL hiện nay cho thấy rằng

có 4 phương pháp để loại bỏ ảnh hưởng của thành phần thứ tự nghịch cho PLL khi

có hiện tượng mất cân bằng điện áp xảy ra:

 Dựa vào PLL thông thường để thêm các khâu tích phân

 Dựa vào PLL thông thường để dò thành phần thứ tự thuận trong hệ tọa độ đồng

bộ dq bằng cách sử dụng các bộ lọc thông thấp

 Dựa vào PLL thông thường để dò thành phần thứ tự thuận trong hệ tọa độ αβ

bằng cách sử dụng bộ lọc tích phân

 Dựa vào phương pháp lặp Newton và lọc thông thấp

Tác giả đã đề xuất một giải thuật để xác định nhanh và chính xác các thông số của

điện áp lưới trong điều kiện vận hành bình thường cũng như khi có sự thay đổi điện

áp như: sụt áp, mất cân bằng, sóng hài cao, nhảy điện áp, tần số, góc pha.

+ Phương pháp đề xuất dựa vào toán học cơ bản để giải phương trình vi phân phi

tuyến siêu việt bằng giải thuật Levenberg-Marquardt có cập nhật tham số ban đầu

để giảm số vòng lặp và hội tụ nhanh đến kết quả. Bản chất của giải thuật là giải

phương trình vi phân bằng phương pháp số.

+ Các tiêu chí về thời gian xác lập, sai số xác lập, độ vọt lố và độ phức tạp tính toán

cũng đã được xem xét và phân tích để đánh giá khi so sánh với các phương pháp đã

công bố gần đây.

+ Tính hiệu quả và bền vững của phương pháp cũng đã được khẳng định thông qua

kết quả mô phỏng và thí nghiệm khi so sánh với các phương pháp thông thường,

DSOGI, và DSOGI-FLL trong những điều kiện khắc nghiệt của điện áp ngõ vào.

Trần Quang Thọ

+ Phương pháp đề xuất đã được kiểm tra bằng mô phỏng trên MATAB/Simulink và

thí nghiệm trên kit Dspace 1103 với chip lõi đơn có tần số xung nhịp 300 MHz.

+ Mặt khác, với phương pháp đề xuất, do tần số lấy mẫu của cảm biến chỉ cần 1 kHz

nhưng vẫn cho đáp ứng động tốt. Trong khi đó, với các phương pháp khác phải cần

tần số lấy mẫu của cảm biến lên đến 10 kHz và phải tính toán liên tục nên đòi hỏi

phần cứng mạnh, đắt tiền.

+ Với khả năng đáp ứng nhanh của phương pháp đề xuất cho phép sử dụng cảm biến

có độ nhạy thấp với giá thành rẻ góp phần làm giảm giá thành thiết bị.

+ Phương pháp đề xuất cũng đã được công bố trong bài báo số VI-IX.

+ Để kiểm tra khả năng ứng dụng của phương pháp đề xuất, kết quả khảo sát một hệ

thống nghịch lưu nối lưới 3 pha cũng đã được thực hiện ở phụ lục 4-7 đến 4-8.

Trần Quang Thọ

CHƯƠNG 4. GIẢM ĐỘ NHẤP NHÔ ĐIỆN ÁP DC VÀ CẢI

TIẾN HỆ SỐ BỘ ĐIỀU KHIỂN

4.1 GIẢM ĐỘ NHẤP NHÔ ĐIỆN ÁP DC BẰNG KỸ THUẬT MPPT VỚI SỐ GIA BIẾN ĐỔI

4.1.1 Dò điểm công suất cực đại của pin mặt trời

Đặc điểm của pin mặt trời là công suất thay đổi phi tuyến theo điều kiện thời

tiết. Do đó, để tối ưu trích xuất năng lượng từ pin mặt trời, các hệ thống nghịch lưu

điện mặt trời nối lưới cần phải có tính năng dò điểm công suất cực đại MPPT (Max-

imum power point tracking) [84]–[86].

Đối với hệ thống nghịch lưu nối lưới hai giai đoạn có mạch boost và bộ lọc DC

đảm nhận việc MPPT, thì điện áp DC ngõ ra của mạch boost có chất lượng tốt, không

chứa nhiều nhiễu. Nhưng việc thêm mạch boost và bộ lọc DC làm tăng kích thước và

chi phí thiết bị, đồng thời làm tăng tổn hao nên làm giảm hiệu suất của thiết bị [99]–

[102].

Đối với hệ thống nghịch lưu nối lưới một giai đoạn không có mạch boost cho

hiệu suất cao hơn. Tuy nhiên, chất lượng nguồn DC lại phụ thuộc nhiều vào kỹ thuật

MPPT.

Có nhiều kỹ thuật MPPT được sử dụng cho hệ thống pin mặt trời nối lưới đã

được công bố [84]. Tuy nhiên, các kỹ thuật hiệu quả chủ yếu dựa trên nền tảng của

kỹ thuật P&O (Perturb & Observe) [85] và INC (Incremental Conductance) [86] và

có thêm các cải tiến. Nhưng đa số các cải tiến này giữ nguyên số gia điện áp khi điều

chỉnh tăng hoặc giảm điện áp chuẩn MPPT cho bộ điều khiển điện áp DC. Trong khi

biểu thức (1.6) cho thấy điện áp nguồn DC là một trong những nguyên nhân gây sóng

hài cho nghịch lưu. Khi công suất nguồn điện vào ổn định, việc sử dụng số gia lớn

làm cho điện áp DC có độ nhấp nhô cao nên dẫn đến sóng hài ngõ ra của nghịch lưu

tăng cao. Nếu giảm nhỏ số gia để giảm sóng hài, khi có sự dao động của nguồn điện

vào do thời tiết thay đổi thì đáp ứng động của kỹ thuật MPPT lại kém đi, đây là điều

bất lợi của phương pháp số gia điện áp cố định. Trong khi đó, các phương pháp sử

Trần Quang Thọ

dụng kỹ thuật số gia thay đổi trong các công bố [103]–[107] chủ yếu áp dụng cho

mạch boost DC-DC, chỉ áp dụng cho nghịch lưu nối lưới 2 giai đoạn, chưa xem xét

ảnh hưởng của độ nhấp nhô điện áp DC đối với sóng hài ngõ ra của nghịch lưu nối

lưới. Vì vậy, điều này đòi hỏi phải có một giải pháp cải thiện kỹ thuật MPPT để nâng

cao chất lượng nguồn DC với đáp ứng động tốt.

Tác giả đề xuất một giải thuật MPPT có số gia biến đổi với tính năng giảm sóng

hài và tăng đáp ứng động. Trong giải thuật này, mỗi khi công suất vào của dàn pin

thay đổi theo điều kiện thời tiết, điện áp MPPT sẽ được chỉnh rất nhanh đến điểm có

công suất cực đại với số gia lớn, sau đó số gia sẽ được giảm nhỏ xuống để đạt được

độ méo dạng sóng hài toàn phần (THD) thấp hơn. Kết quả mô phỏng trên

MATLAB/Simulink cho thấy bộ điều chỉnh điện áp MPPT đề xuất có số gia biến

thiên cho sóng hài dòng điện thấp hơn sóng hài của phương pháp MPPT có số gia cố

định.

4.1.2 Giải thuật MPPT đề xuất

Dàn pin mặt trời

Cdc

Nghịch lưu

abc dq

Nguồn lưới

Sóng mang

Điều chế PWM

Va Vb vc Vòng khóa pha

V*abc

Điều khiển chống cô lập

dq  abc

Iq_ref =0

V*q

Vq + +

MPPT Vmppt

Bộ điều khiển dòng

V*d

Bộ điều khiển DC

Bộ điều khiển dòng

Id_ref

Hình 4.1: Cấu trúc của một hệ thống pin mặt trời nối lưới ba pha

Nguyên lý hệ thống nghịch lưu điện mặt trời ba pha nối lưới được thể hiện ở

hình 4.1, với Vs và Is là điện áp và dòng điện tương ứng của dàn pin mặt trời.

Trần Quang Thọ

Start

Measure: Vs(t), Is(t)

P(t)= Vs(t)* Is(t)

|P(t) -P(t-1)|>Po

yes

Inc=0.2

Yes

Inc < 0.02

Inc=Inc - 1e-6

yes

P(t) > P(t-1)

Vs(t) > Vs(t-1)

yes

VMPPT=Vs(t-1)+inc

VMPPT=Vs(t-1)-inc

VMPPT=Vs(t-1)+inc

VMPPT=Vs(t-1)-inc

Update: Vs(t-1) = Vs(t) P(t-1) = P(t)

Return

Hình 4.2: Lưu đồ giải thuật MPPT với gia số inc biến đổi.

Các thông số của P0=5W, inc=0,2 và 0,02 V cũng như đại lượng giảm 1e-6 V sẽ được

xác định trong quá trình cân chỉnh giải thuật.

Giải thuật MPPT đề xuất sử dụng số gia biến đổi như hình 4.2. Khi có sự thay

đổi của thời tiết (bức xạ) đủ lớn làm công suất biến thiên lớn hơn một giá trị P0 thì

Trần Quang Thọ

tiến hành dò điểm công suất cực đại MPP (Maximum Power Point) với số gia lớn để

nhanh đến điểm xác lập MPP. Đến khi đạt được điểm MPP thì giảm số gia nhỏ lại để

giảm độ nhấp nhô điện áp DC nên làm giảm sóng hài ngõ ra của nghịch lưu nối lưới

nhằm thỏa mãn tiêu chuẩn qui định.

Cấu trúc của dàn pin mặt trời ở hình 4.1 bao gồm 2 dãy nối song song với nhau

và nối với bus DC. Mỗi dãy có 34 tấm pin nối nối tiếp, mỗi tấm pin có công suất đỉnh

85Wp với thông số chi tiết ở phụ lục 4-1. Bộ nghịch lưu ba pha hai bậc được nối với

lưới điện ba pha 380 V qua mạch lọc LCL. Trong hệ thống này, điện áp DC được

điều khiển theo giá trị Vmppt.

Mô hình toán đơn giản của pin dựa vào mô hình kết hợp hiện đại [108], trong

mô hình này, mỗi tế bào quang điện được đặc trưng bằng một nguồn dòng nối song

song với 1 diode và nối tiếp với điện trở Rs như hình 4.3. Dòng điện của mỗi tế bào

IPH phụ thuộc vào mức độ bức xạ mặt trời G và nhiệt độ tấm pin τc. Dòng điện phát

ra của pin mặt trời I được tính theo biểu thức (4.1):

Np

NsRs Np

+

I

V

NpIPH

Ns

-

−

V K A N

R s N

q τ c

   

   

Hình 4.3: Mô hình mạch tương đương của pin mặt trời

−

    

    

  I N I   

    

(4.1)

Trong đó, Is là dòng điện bão hòa ngược của mỗi tế bào quang điện, NP là số tế

o và τc là nhiệt độ của pin tính bằng P PK, V là điện áp ngõ ra và A là hệ số lý tưởng.

bào nối song song, Ns là số tế bào nối tiếp, q là điện tích đơn vị, K là hằng Boltzmann

Dàn pin trong mô hình có đặc tính V-A như hình 4.4

100

Trần Quang Thọ

G=1

)

G=0.7

( t n e r r u C

G=0.3

700

600

500

300

200

100

0 0

400 Voltage ( V )

o Hình 4.4: Đặc tính V-I của dàn pin với τc=298P PK

Dàn pin có tổng công suất đỉnh là 5,78 kW như hình 4.5. Tất cả các tấm pin

được coi như lý tưởng và làm việc trong điều kiện nhiệt độ và bức xạ lý tưởng. Mô

hình dàn pin được viết code trong MATLAB ở phụ lục 4-2. Mô hình nghịch lưu nối

lưới ba pha trong MATLAB/Simulink được trình bày ở phụ lục 4-3. Bộ điều khiển

để dò điểm MPP theo giải thuật đề nghị sẽ xác định được Vmppt. Thông qua bộ điều

khiển điện áp PI, điện áp DC của dàn pin sẽ được kéo về đúng điện áp Vmppt. Ngõ ra

của bộ điều khiển này chính là dòng điện chuẩn Id_ref tương ứng với công suất tác

dụng P được phát lên lưới. Công suất phản kháng Q phát lên lưới phụ thuộc vào dòng

6000

điện Iq_ref.

G=1

5000

)

4000

G=0.7

3000

( r e w o P

2000

G=0.3

1000

0 0

100

200

300

500

600

700

400 Voltage ( V )

o Hình 4.5: Đặc tính công suất của dàn pin Tc=298P PK

4.1.3 Kết quả mô phỏng

2 bức xạ G=1 tương ứng với 1000W/mP

P và sự thay đổi bức xạ G (1, 0,7 và 0,3) theo

Các tham số của hệ thống nghịch lưu nối lưới ba pha như bảng 4.1 với cài đặt

hàm nấc được thể hiện trên hình 4.6(a).

101

Trần Quang Thọ

Bảng 4.1: Tham số của hệ thống nghịch lưu nối lưới

Thông số Mô tả

Điện cảm phía lưới Lg

Điện trở của Lg Rg

Điện cảm phía nghịch lưu Li

Điện trở của Li Ri

Tụ của bộ lọc Cf

FPWM Tần số điều chế độ rộng xung Giá trị 0,5mH 0,01Ω 20mH 0,4Ω 15µF 9kHz

Tần số lưới Công suất nguồn f Sb 50Hz 150KVA

Điện áp nguồn Hệ số tỉ lệ của bộ điều khiển dòng Hệ số tích phân của bộ điều khiển dòng Hệ số tỉ lệ của bộ điều khiển áp DC Hệ số tích phân của bộ điều khiển áp DC Vb Kp_dq Ki_dq Kp_v Ki_v

Tụ điện phía nguồn DC Cdc

Ngưỡng thay đổi công suất P0 380V 400 400 6 0,005 1500µF 5W

0.5

Irradiance (pu) Fixed Inc (V)

0 0

(a)

680

)

660

( c d V

640

620 0

(b) Time (s)

4.1.3.1 Số gia cố định

Hình 4.6: Đáp ứng của điện áp DC khi số gia cố định

(trong khoảng 0-5s: Inc=0,2V; trong khoảng 5-10s: Inc=0,02V).

(a) Bức xạ G; (b) Điện áp Vdc

102

Trần Quang Thọ

)

( r a o s I

0 0

(a)

)

( f e r - d I

0 0

(b) Time (s)

Hình 4.7: Đáp ứng của dòng điện

(a) Dòng điện dàn pin

)

( t

n e r r u c

-10

e s a h P

(a)

6000

)

Pg Pref

4000

2000

( r e w o P

0 0

(b) Time (s)

(b) Dòng điện chuẩn Id_ref

Hình 4.8: Đáp ứng dòng điện và công suất

(a) Dòng điện pha

(b) Công suất tác dụng

103

Trần Quang Thọ

FFT window: 1 of 500 cycles of selected signal

-2

8.98

8.982 8.984 8.986 8.988

8.992 8.994 8.996 8.998

3.992 3.994 3.996 3.998

3.98

3.982 3.984 3.986 3.988

3.99 Time (s)

8.99 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 3.257 , THD= 4.97%

Fundamental (50Hz) = 3.266 , THD= 10.51%

) l a

n e m a d n u F

) l a t n e m a d n u F

o %

f o %

(

g a M

( g a M

1000

3000

4000

5000

1000

3000

4000

5000

2000 Frequency (Hz)

(a) (b)

Hình 4.9: Sóng hài dòng điện pha

(a) Đo từ thời điểm 3,98s với số gia lớn

(b) Đo từ thời điểm 8,98s với số gia nhỏ

0.5

Irradiance (pu) Variable Inc (V)

0 0

(a)

680

)

660

( c d V

640

620 0

(b) Time (s)

4.1.3.2 Số gia biến đổi

Hình 4.10: Đáp ứng của điện áp DC khi số gia biến đổi từ 0,2V đến 0,02V

(a) Bức xạ G

(b) Điện áp Vdc

104

Trần Quang Thọ

)

( r a o s I

0 0

(a)

)

( f e r - d I

0 0

(b) Time (s)

Hình 4.11: Đáp ứng của dòng điện khi số gia biến đổi

(a) Dòng điện dàn pin

)

-10

( t n e r r u c e s a h P

(a)

6.000

)

4.000

Pg Pref

2.000

( r e w o P

0 0

(b) Time (s)

(b) Dòng điện chuẩn Id_ref

Hình 4.12: Đáp ứng dòng điện và công suất khi số gia biến đổi

(a) Dòng điện pha

(b) Công suất tác dụng

105

Trần Quang Thọ

FFT window: 1 of 500 cycles of selected signal

-2

3.02

8.1

8.102 8.104 8.106 8.108

3.022 3.024 3.026 3.028

3.032 3.034 3.036 3.038

8.112 8.114 8.116 8.118

8.11 Time (s)

3.03 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 3.272 , THD= 4.73%

Fundamental (50Hz) = 3.256 , THD= 4.44%

) l a t n e m a d n u F

f o %

( g a M

3000

4000

5000

4000

5000

1000

3000

1000

2000 Frequency (Hz)

(a) (b)

Hình 4.13: Sóng hài dòng điện pha

(a) Đo từ thời điểm 3,02s

)

( c d V

680 660 640 620

6.2

6.15

6.1

5.95

5.9

6.05 (a)

)

( c d V

680 660 640 620

7.2

7.15

7.1

6.95

6.9

7.05 (b)

)

( c d V

680 660 640 620

9.2

9.15

9.1

8.95

8.9

9.05 (c) Time (s)

(b) Đo từ thời điểm 8,1s

Hình 4.14: Đáp ứng Vdc phóng to của phương pháp đề xuất

(a) Bức xạ thay đổi từ G=1 xuống G=0,7 tại thời điểm 6 s

(b) Bức xạ thay đổi từ G=0,7 xuống G=0,3 tại thời điểm 7 s

4.1.4 Nhận xét kết quả

Với số gia cố định được cài đặt bằng 0,2V trong khoảng thời gian 0-5 s, kết quả

điện áp Vdc ở hình 4.6(b) cũng như dòng điện và công suất ở hình 4.7 và 4.8 cho thấy

đáp rất nhanh theo sự thay đổi của bức xạ. Tuy nhiên, độ nhấp nhô dòng điện ở hình

106

Trần Quang Thọ

4.7 và công suất ở hình 4.8(b) cao đáng kể. Điều này làm cho THD đo tại thời điểm

3,98 s ở hình 4.9(a) lên tới 10,51% và vượt quá tiêu chuẩn cho phép [8].

Khi số gia cố định được cài đặt bằng 0,02 V trong khoảng thời gian 5-10 s, kết

quả điện áp Vdc ở hình 4.6(b) cũng như dòng điện và công suất ở hình 4.7 và 4.8 cho

thấy đáp ứng rất chậm (hơn 1 s) theo sự thay đổi của bức xạ. Nhưng sóng hài dòng

điện ở hình 4.7 và công suất ở hình 4.8(b) giảm đáng kể. Điều này giúp cho THD đo

tại thời điểm 8,98 s ở hình 4.9(b) giảm xuống còn 4,97% và nhỏ hơn tiêu chuẩn cho

phép.

Với kỹ thuật đề xuất có số gia biến đổi từ 0,2 V đến 0,02 V mỗi khi có sự thay

đổi bức xạ ở hình 4.10(a), điện áp Vdc ở hình 4.10(b) cũng như dòng điện ở hình 4.11

và công suất ở hình 4.12(b) có đáp ứng rất nhanh theo sự thay đổi của bức xạ nhờ số

gia lớn (0,2 V). Tại các thời điểm thay đổi bức xạ ở hình 4.14 cho thấy thời gian xác

lập của kỹ thuật đề xuất nhỏ hơn 0,1 s. Số gia được điều chỉnh xuống còn 0,02 V khi

xác lập giúp cho độ nhấp nhô điện áp DC giảm nhỏ nên sóng hài giảm đáng kể ở hình

4.13 và nhỏ hơn giới hạn qui định.

4.2 CẢI TIẾN THAM SỐ BỘ ĐIỀU KHIỂN DÙNG GIẢI THUẬT PSO

4.2.1 Bộ điều khiển dòng điện

Như đã trình bày ở mục 1.4.2.5 của chương 1, hình 1.3 cho thấy các tham số

của các bộ điều khiển dòng điện có ảnh hưởng đáng kể đến đáp ứng động và sóng hài

của nghịch lưu nối lưới [4], [88], [108], [110].

Hiện nay có rất nhiều phương pháp điều khiển dòng điện trong nghịch lưu nói

chung và nghịch lưu nối lưới nói riêng và được phân thành hai nhóm [1] như hình

4.15. Nhóm phương pháp đóng/ngắt cho đáp ứng động nhanh nhưng lại đòi hỏi tần

số chuyển mạch cao và khó kiểm soát nên ảnh hưởng đến tổn hao và làm giảm hiệu

suất của thiết bị. Ở nhóm phương pháp thứ hai, điều khiển phi tuyến đòi hỏi dung

lượng bộ nhớ cao và cấu hình phần cứng đắt tiền. Trong phương pháp điều khiển

tuyến tính, điều khiển dự báo khó kiểm soát tần số chuyển mạch. Vì vậy, phương

pháp tích phân tỉ lệ PI (Proportional Integrator) và cộng hưởng tỉ lệ PR (Proportional

107

Trần Quang Thọ

Resonant) là hai phương pháp được sử dụng phổ biến do tính đơn giản và hiệu quả

của chúng [4], [109].

Mặt khác, hàm truyền vòng kín của hệ thống nghịch lưu nối lưới có dạng vô

định, nên có vô số cặp nghiệm hệ số Kp, Ki để hệ thống ổn định. Do đó, việc xác định

các tham số bộ điều khiển dòng điện sử dụng phương pháp thông thường như Ziegler-

Nichols, tối ưu đối xứng… thường mất nhiều thời gian và công sức nhưng chưa chắc

sẽ có được nghiệm toàn cục, bởi vì hàm truyền luôn chứa tham số hệ thống bao gồm

cả bộ lọc. Phương pháp trí tuệ nhân tạo như giải thuật di truyền GA [111] có thể cho

nghiệm toàn cục nhưng lại bị hạn chế về thời gian tìm kiếm.

Hình 4.15: Phân loại các phương pháp điều khiển

Trong hai loại điều khiển PI và PR thường dùng thì bộ điều khiển PI có nhược điểm

về sai số xác lập và khả năng bù hài bậc cao. Trong khi đó, bộ điều khiển PR cho hiệu

quả cao hơn trong việc loại bỏ sai số xác lập và có thể điều chỉnh thích nghi với tần

số nguồn lưới [1], [88], [89] và đặc biệt là khả năng bù hài bậc cao. Trong luận án

này, tác giả đề xuất sử dụng phương pháp tối ưu bầy đàn PSO (Particle Swarm Opti-

mization) để xác định tham số bộ điều khiển dòng PR cho nghịch lưu nối lưới. Phương

pháp PSO cho phép dò tìm cực trị toàn cục trong miền khảo sát rộng lớn với tốc độ

nhanh. Phương pháp dò tham số bộ điều khiển đề xuất chỉ có 2 tham số là Kp và Ki.

Vì vậy, phương pháp PSO là phù hợp cho đề xuất này. Tác giả cũng đã so sánh với

108

Trần Quang Thọ

các phương pháp khác như GA, Ziegler-Nichol, và phương pháp hàm truyền dựa vào

giản đồ Bode trong các bài báo số XI và XII.

Cdc

Nghịch lưu

+ - Vdc

abc dq

4.2.2 Phương pháp dựa vào hàm truyền

Nguồn lưới

Sóng mang

Điều chế PWM

Va Vb vc Vòng khóa pha

idc

V*abc

Điều khiển chống cô lập

dq  abc

Iq_ref =0

MPPT

V*q

Vq + +

Vmppt

Bộ điều khiển dòng

V*d

Bộ điều khiển DC

Bộ điều khiển dòng

Id_ref

Hình 4.16: Nguyên lý điều khiển PR trong nghịch lưu nối lưới

Sơ đồ nguyên lý hệ thống nghịch lưu sử dụng bộ điều khiển cộng hưởng tỉ lệ

PR như hình 4.16. Bộ điều khiển PR có nhiều ưu điểm [1], [88], [89] như:

 Phù hợp điều khiển đại lượng dạng sóng sin

 Loại bỏ sai số xác lập tốt

 Sử dụng hệ tọa độ tĩnh αβ

 Độ vọt lố thấp

 Đáp ứng động nhanh

4.2.2.1 Cơ sở của nguyên lý điều khiển PR

Các đại lượng trong hệ tọa độ ba pha abc được chuyển sang hệ tọa độ tĩnh αβ

[1] như sau:

109

Trần Quang Thọ

−

1/ 2

−

p α p β

3 / 2

  

  

 2 =  3 0  

p a p b p c

        

    

(4.2)

Khi bỏ qua ảnh hưởng của điện cảm Lg và tụ lọc, phương trình cân bằng điện

−

V α g

V α i

 

áp trong hệ tọa độ αβ như (4.3) và công suất tính như (4.4):

di α dt di

−

V g

V β i

 

        

β dt

1 L 1 L

−

β β

P ref

V i g

ref

(4.3)

ref

V i β α _ i

ref

 V i  α α g _  V i  α β g

       

(4.4)

i α _

ref

V α g

V g

P ref

Từ (4.4) có thể xác định dòng điện đặt trong hệ tọa độ αβ theo công suất ngõ vào như sau:

1 +

i β

ref

V α g

ref

− V g

2 V α g

2 V β g

   

   

   

       

   

(4.5)

4.2.2.2 Xác định tham số bộ điều khiển

Sơ đồ khối nguyên lý điều khiển của nghịch lưu sử dụng bộ điều khiển cộng

hưởng PR như hình 4.17 với tham số hệ thống ở bảng 4.2. Trong đó:

( ) G s PR

K s i 2 2 + s ω res

−

τ s

vsi

Hàm truyền của bộ điều khiển PR lý tưởng: (4.6)

( ) G s i

K e vsi τ

+ 1 (

)

pwm

(4.7) Hàm truyền của bộ nghịch lưu:

( ) G s f

K + sτ c

Hàm truyền của bộ lọc: (4.8)

Trong đó: Kvsi: là độ lợi của bộ nghịch lưu (thường =1)

τvsi: là thời gian dead-time của chuyển mạch

τsw: chu kỳ chuyển mạch, τpwm là thời gian trễ của bộ nghịch lưu (0.5 τsw)

Trong trường hợp lý tưởng có thể bỏ qua dead-time, Lg và Cf.

1 R i

K là hằng số của bộ lọc,

110

Trần Quang Thọ

τ = c

R i L i

≅

Hằng số thời gian của bộ lọc:

1 τ + s c

1 τ s c

i*αβ

v*αβ

Gf(s)

GPR(s)

Gi(s)

iαβ

Bộ lọc

Nghịch lưu

Bộ điều khiển dòng

Có thể xấp xỉ hàm truyền của bộ lọc:

Hình 4.17: Sơ đồ khối nguyên lý điều khiển dùng PR

Bảng 4.2: Tham số hệ thống nghịch lưu nối lưới

Thông số Ký hiệu Giá trị

Điện cảm mạch lọc Li 5 mH

Điện trở của Li Ri 0,3 Ω

Điện cảm của lưới Lg 0,01 mH

Điện trở của Lg Rg 0,01 Ω

Điện áp nguồn DC Vdc 600 V

Tụ mạch lọc Cf 0,22 µF

Điện áp pha nguồn lưới Vac 220V

Tần số góc cộng hưởng ωres 100π rad/s

Độ rộng băng thông 2 rad/s ωc

Hàm truyền vòng hở khi đó là:

G s ( ) OL

1 τ + 1 1.5

K s i 2 ω + res

K τ + c

  

  

   

     

(4.9)

111

Trần Quang Thọ

Bode Diagram

400 )

300

200 B d ( e d u t i n g a M

100 0 90

45

0 ) g e d ( e s a h P

-45

-90

0 10

1 10

2 10

3 10

Frequency (Hz)

Hình 4.18: Giản đồ Bode của bộ điều khiển PR

(với Kp=15, Ki=3000 và fres=50Hz theo [1], [88])

Bộ điều khiển cộng hưởng PR lý tưởng ở hình 4.18 cho thấy có độ lợi rất cao

tại tần số cộng hưởng, không có dịch pha nên loại bỏ sai số xác lập rất tốt, nhưng tại

tần số lân cận tần số cộng hưởng thì độ lợi rất thấp. Điều này có thể gây ra vấn đề

mất ổn định cho hệ thống bởi vì trên thực tế tần số nguồn lưới có thể dao động.

Trong thực tế, tần số lưới thường có thể dao động, không cố định một cách lý

tưởng. Do đó, khi tần số dao động, bộ điều khiển cũng cần có độ lợi cao tại những

tần số này. Trong nghịch lưu nối lưới, độ dao động này có thể vài Hz, tùy thuộc vào

tiêu chuẩn cho phép. Tức là phải tạo được sự dịch tần số cộng hưởng. Vì vậy, bộ điều

khiển cộng hưởng thực tế cần có ωc với dãy băng thông đủ rộng để đảm bảo tính ổn

định như (4.10).

G s ( ) PR

ω s K c i 2 + ω ω 2 s res

(4.10)

Tuy nhiên, ωc không thể quá lớn để không suy giảm độ lợi. Do đó, nếu tần số

thay đổi nhiều thì cần phải đặt lại tần số cộng hưởng và được gọi là thích nghi tần số.

Việc sử dụng hàm truyền chuẩn của thư viện MATLAB không thể điều chỉnh

ωres. Cần viết lại như (4.11) để tạo hàm truyền chứa ngõ vào ωres. Khi đó, hàm truyền

vòng hở của hệ thống sẽ như (4.12).

112

Trần Quang Thọ

( ) Y s ( ) E s

ω s K c i 2 + ω ω 2 s res

−

− ( ) 2

( ) Y s

E s

( ) Y s

(4.11)

ω c

2 ω res

1 s

  

  

(4.12)

Đáp ứng của (4.11) như hình 4.19 với tần số fres=50 Hz; Kp=15; Ki=1000÷6000;

ωc=2 rad/s theo [88].

Bode Diagram

80 )

Ki=1000 Ki=3000 KI=6000

60

40 B d ( e d u t i n g a M

20 90

45 Ki=1000 Ki=3000 KI=6000

0 ) g e d ( e s a h P

-45

-1

-90 10

0 10

1 10

2 10

3 10

4 10

Frequency (Hz)

Hình 4.19: Giản đồ Bode với tần số cộng hưởng 50Hz

G s ( ) OL

1 τ + 1 1.5

K τ + c

  

  

ω s K i c 2 ω ω + s 2 res

   

    

(4.13)

Bode Diagram

)

50 L=2.5mH L=5mH L=7.5mH

System: G Frequency (Hz): 378 Magnitude (dB): 0.0752

0 B d ( e d u t i n g a M

-50

0 -45

-90

) g e d ( e s a h P

System: G Frequency (Hz): 345 Phase (deg): -150

-135

-180

0 10

1 10

3 10

4 10

2 10 Frequency (Hz)

o P và dự trữ biên bằng ∞ tại tần số cắt pha bằng ∞) (có dự trữ pha bằng 30P

Hình 4.20: Đáp ứng vòng hở tại tần số cắt biên 378 Hz

Đáp ứng ở hình 4.20 còn thể hiện tính bền vững ngay cả khi thay đổi điện cảm

Li (2,5mH÷7,5mH) và Ri (0,01÷0,3Ω).

113

Trần Quang Thọ

Bode Diagram

20 )

0 L=2.5mH L=5mH L=7.5mH

-20

B d ( e d u t i n g a M

-40

-60 0

-45

L=2.5mH L=5mH L=7.5mH

-90

) g e d ( e s a h P

-135

-180

4 10

3 10

2 10

1 10

Frequency (Hz)

Hình 4.21: Đáp ứng biên pha vòng kín

Kiểm tra bằng biểu đồ Nyquist ở hình 4.22 cũng cho thấy tính ổn định của hệ

thống.

Nyquist Diagram

2.5

0 dB

2 L=2.5mH -2 dB L=5mH L=7.5mH

1.5

2 dB

-4 dB

1

4 dB

-6 dB

i

6 dB

-10 dB

0.5

10 dB

-20 dB

20 dB

0 i

-0.5

s x A y r a n g a m

I

-1

-1.5

-2

-2.5

-1

-0.5

0

1

1.5

2 0.5 Real Axis

Hình 4.22: Biểu đồ Nyquist của PR

Như vậy, với phương pháp lựa chọn bằng tay các tham số Kp, Ki như trên mang

tính cảm tính và chỉ được kiểm tra tính ổn định bằng phương pháp giản đồ Bode thông

qua độ dự trữ biên và dự trữ pha hay biểu đồ Nyquist, không cho biết kết quả có tốt

nhất hay chưa, không thể kiểm tra mức độ sóng hài của nghịch lưu.

4.2.3 Phương pháp tối ưu bầy đàn

Phương pháp tối ưu bầy đàn PSO (Particle Swarm Optimization) là phương

pháp tối ưu dựa vào tri thức tập thể [112] được James Kennedy và Russell C. Eberhart

giới thiệu năm 1995. Phương pháp này tập trung vào sự tương tác giữa các cá thể

114

Trần Quang Thọ

trong quần thể để khám phá không gian tìm kiếm nhờ tri thức bầy đàn. Các kỹ thuật

tối ưu sử dụng phương pháp PSO cũng đã được nghiên cứu nhiều [113], [114].

Nhưng các ứng dụng cụ thể cho nghịch lưu nối lưới cũng còn rất hạn chế [115].

Kỹ thuật PSO được sử dụng rất đơn giản dựa trên công thức cập nhật vận tốc và

− 1

−

(

)

(

)

vị trí như sau:

k R P 2 1

k R P 3 2

V i

k V . 1 i

_ local besti

P i

global best

P i

− 1

(4.14)

P i

k V 4. i

(4.15)

1−k

Trong đó:

1−k

là vận tốc của phần tử thứ i tại lần lặp thứ k-1

là vị trí của phần tử thứ i tại lần lặp thứ k-1

K1 là trọng số quán tính

K2, K3, K4 là các hệ số gia tốc

R1 và R2 là các bán kính tìm kiếm

localP

besti

là giá trị tốt nhất của phần tử i

P global

best

là giá trị tốt nhất của cả nhóm phần tử

Lưu đồ và chương trình chi tiết của giải thuật PSO thực hiện trên

MATLAB/Simulink được trình bày trong phụ lục 4-4. Quá trình thực hiện PSO cho

kết quả tìm kiếm được thể hiện ở phụ lục 4-5.

Sau 25 vòng lặp kết quả cho tham số Kp= 199,537 và Ki= 4794,3.

4.2.4 Kết quả khảo sát

Để đặc trưng cho sự thay đổi công suất của nguồn pin mặt trời cũng như khả

năng phát công suất phản kháng của nghịch lưu nối lưới, các tham số dòng điện chuẩn

Id_ref và Iq_ref được cài đặt trong ba khoảng thời gian khảo sát như bảng 4.3 với chu kỳ

khảo sát là 0,6 s.

115

Trần Quang Thọ

Bảng 4.3: Tham số dòng điện cài đặt

Dòng điện Các khoảng thời gian khảo sát

chuẩn 0-0,2 s 0,2-0,4 s 0,4-0,6 s

Id_ref (A) 20 10 10

Iq_ref (A) 0 0 10

Phát P Phát P Phát P và Q

Bode

)

200

Va Vb Vc

( c b a V

-200

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

0.3 (a)

)

Ia Ib Ic

( c b a

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

-20 0

0.3 (b) Time (s)

4.2.4.1 Phương pháp dựa vào hàm truyền

Hình 4.23: Điện áp và dòng điện ba pha

116

Trần Quang Thọ

Bode

10000

P (W) Q (Var)

8000

6000

4000

r e w o P

2000

-2000 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 Time (s)

)

Ial Ial-ref

( a h p a - I

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

-20 0

0.3 (a) Time (s)

Ial Ial-ref

)

(

a h p a - I

-10

-20

0.24

0.44

0.22

0.42

0.2

0.4

0.18

0.38

(b) Time (s)

Hình 4.24: Đáp ứng công suất phát vào lưới

Hình 4.25: Dòng điện Iα

(a) Đáp ứng dòng điện

(b) Dòng điện phóng to tại 0,2 s

117

Trần Quang Thọ

)

Ibe Ibe-ref

( a t e b - I

-20 0

0.2

0.4

0.5

0.6

0.1

0.3 (a) Time (s)

Ibe Ibe-ref

)

( a t e b - I

-10

-20

0.44

0.24

0.42

0.22

0.4

0.2

0.18

0.38

(b) Time (s)

Hình 4.26: Dòng điện Iβ

(a) Đáp ứng dòng điện

(b) Dòng điện phóng to tại 0,2 s

)

(

e s a h p - I

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

-20 0

)

0.3 (a)

(

e p p i r f

e r a u q S

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

5 2.5 0 0

0.3 (b) Time (s)

Hình 4.27: Dòng điện pha

(a) Dòng điện pha A

(b) Bình phương của độ nhấp nhô dòng điện

118

Trần Quang Thọ

Selected signal: 30 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

0.2

0.6

0.4

0.5

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 8.062 , THD= 10.14%

Fundamental (50Hz) = 16.22 , THD= 6.96%

Fundamental (50Hz) = 11.69 , THD= 12.23%

) l a t n e m a d n u F

f o %

( g a M

12000

10000

8000

6000

4000

2000

4000

6000

8000

10000

12000

2000

4000

6000

8000

10000

12000

Frequency (Hz)

(a) (b) (c)

Hình 4.28: THD đo một chu kỳ tại các mức công suất khác nhau

(a) THD đo từ 0,18 s

(b) THD đo từ 0,38 s

PSO

10000

P (W) Q (Var)

8000

6000

4000

r e w o P

2000

0.6

0.5

0.4

0.2

0.1

-2000 0

0.3 Time (s)

4.2.4.2 Phương pháp PSO đề xuất

)

Ial Ial-ref

( a h p a - I

-20 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a) Time (s)

Hình 4.29: Đáp ứng công suất của phương pháp PSO

119

Trần Quang Thọ

Ial Ial-ref

)

( a h p a - I

-10

-20

0.18

0.38

0.4

0.42

0.44

0.2

0.22

0.24

(b) Time (s)

Hình 4.30: Dòng điện Iα của phương pháp đề xuất

(a) Đáp ứng dòng điện

(b) Dòng điện phóng to tại 0,2 s

)

(

Ibe Ibe-ref

e b - I

-20 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (a) Time (s)

Ibe Ibe-ref

)

(

e b - I

-10

-20

0.18

0.2

0.22

0.24

0.38

0.4

0.42

0.44

(b) Time (s)

Hình 4.31: Dòng điện beta của phương pháp đề xuất

(a) Đáp ứng dòng điện Iβ (b) Dòng điện phóng to tại 0,2 s (c) Dòng điện phóng to tại 0,4 s

120

Trần Quang Thọ

Proposed (PSO)

)

( e s a h p - I

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

-20 0

)

0.3 (a)

( e p p i r f o e r a u q S

0 0

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.3 (b) Time (s)

Hình 4.32: Bình phương của độ nhấp nhô dòng điện

Selected signal: 30 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.1

0.2

0.4

0.5

0.6

0.4

0.5

0.6

0.1

0.2

0.3 Time (s)

Fundamental (50Hz) = 16.25 , THD= 1.81%

Fundamental (50Hz) = 8.117 , THD= 4.12%

Fundamental (50Hz) = 11.72 , THD= 3.13%

) l a t n e m a d n u F

f o %

( g a M

2000

4000

6000

8000

10000

12000

2000

4000

6000

8000

10000

12000

4000

6000

8000

10000

12000

2000

Frequency (Hz)

(a) Dòng điện pha A (b) Bình phương của độ nhấp nhô dòng điện

(a) (b) (c)

Hình 4.33: THD của phương pháp PSO

(a) THD đo từ 0,18 s

(b) THD đo từ 0,38 s

Bảng 4.4: Kết quả sóng hài

PSO đề xuất P (W) Q (Var)

Kp Ki ωc THD (%)

Hàm truyền 15 3000 2 rad/s 6,96 10,14 12,23 7584 3792 3792 0 0 3792 199,537 4794,3 2 rad/s 1,81 4,12 3,13

121

Trần Quang Thọ

4.2.5 Nhận xét

Với dòng điện cài đặt ở bảng 4.3, kết quả mô phỏng được thể hiện trên hình

4.23 đến 4.33 và bảng 4.4. THD được đo tại chu kỳ cuối cùng của các khoảng thời

gian khảo sát để đảm bảo dòng điện đã xác lập.

Trong khoảng thời gian đầu với công suất lớn P=7584 W và Q=0, kết quả của

phương pháp dựa vào hàm truyền cho thấy đáp ứng dòng điện ba pha thay đổi trên

hình 4.23(a) tương ứng với công suất tác dụng P và công suất phản kháng Q ở hình

4.24. Độ nhấp nhô dòng điện trong hệ tọa độ tĩnh αβ trong khoảng thời gian này ở

hình 4.25-4.27 thấp nhất so với các khoảng còn lại. Tuy nhiên, giá trị THD ở hình

4.28(a) bằng 6,96% vẫn vượt quá giới hạn cho phép.

Trong khi đó, kết quả của phương pháp đề nghị ở hình 4.29 đến 4.33 cho thấy

sóng hài giảm đáng kể. Cụ thể THD thu được ở hình 4.33(a) bằng 1,81%. Đồng thời

dòng điện đỉnh của phương pháp đề xuất ở hình 4.33(a) bằng 16,25 A hơi lớn hơn so

với 16,22 A của phương pháp dựa vào hàm truyền. Với sóng hài thấp và dòng điện

đỉnh cao của phương pháp đề xuất sẽ góp phần nâng cao hệ số công suất của hệ thống

[5]. Bình phương của độ nhấp nhô ở hình 4.32(b) của phương pháp đề xuất nhỏ hơn

rất nhiều so với ở hình 4.27(b) của phương pháp dựa vào hàm truyền. Điều này cũng

giúp cho nhiễu công suất ở hình 4.29 của phương pháp đề xuất ít hơn ở hình 4.24 của

phương pháp hàm truyền.

Khi công suất P bơm vào lưới giảm còn một nửa trong khoảng thứ hai từ 0,2-

0,4 s làm cho sóng hài tăng lên đáng kể. THD của phương pháp hàm truyền ở hình

4.28(b) bằng 10,14%. Trong khi đó, THD của phương pháp đề xuất ở hình 4.33(b)

tăng lên đến 4,12%. Tuy nhiên, giá trị này vẫn nhỏ hơn giới hạn cho phép.

Một cách tương tự trong khoảng thời gian thứ ba từ 0,4-0,6 s, với việc bù công

suất phản kháng Q=3792 Var giúp cho sóng hài của phương pháp đề xuất giảm còn

3,13% ở hình 4.33(c). Trong khi đó, THD của phương pháp hàm truyền lại tăng lên

đến 12,23% ở hình 4.28(c).

122

Trần Quang Thọ

Điều đó chứng tỏ cặp nghiệm Kp và Ki của phương pháp dựa vào hàm truyền

chưa phải là tốt nhất, do chúng không phải là nghiệm toàn cục. Bởi vì phương pháp

này chỉ kiểm tra được tính ổn định chứ không thể kiểm tra khả năng giảm sóng hài.

Vì vậy, việc lựa chọn được cặp nghiệm Kp và Ki bằng tay của phương pháp này mang

tính cảm tính. Nên để có cặp nghiệm Kp và Ki tốt đòi hỏi nhiều thời gian và công sức

cũng như kinh nghiệm của người thiết kế.

Trong khi đó, cặp nghiệm Kp và Ki của phương pháp đề xuất cho thấy hiệu quả

giảm sóng hài trong các trường hợp công suất thay đổi. Bởi vì phương pháp đề xuất

cho cặp nghiệm toàn cục nhờ giải thuật PSO dò tìm bằng máy tính. Phương pháp đề

xuất không đòi hỏi thời gian và công sức cũng như kinh nghiệm của người thiết kế.

Đây chính là sự khác biệt và là ưu điểm của phương pháp đề xuất so với phương pháp

dựa vào hàm truyền.

Đáp ứng dòng điện Iαβ phóng to ở hình 4.25(b)-4.25(c) và 4.26(b)-4.26(c) của

phương pháp dựa vào hàm truyền cũng như của phương pháp đề xuất ở hình 4.30(b)-

4.30(c) và 4.31(b)-4.31(c) cho thấy phương pháp đề xuất cho đáp ứng động tốt hơn.

Nhưng độ vọt lố dòng điện Iα của phương pháp đề xuất ở hình 4.30(c) tại thời điểm

0,4 s hơi cao hơn so với phương pháp hàm truyền ở hình 4.25(c). Tuy nhiên, độ vọt

lố này vẫn nhỏ hơn giá trị đỉnh của dòng điện nên không ảnh hưởng đến chất lượng

của hệ thống.

Bảng 4.4 cũng cho thấy sóng hài của phương pháp đề xuất luôn thấp hơn giới

hạn cho phép. Trong khi đó, sóng hài của phương pháp dựa vào hàm truyền luôn vượt

quá giới hạn rất nhiều. Trong bảng 4.4 không trình bày tiêu chí sai số xác lập bởi vì

sóng hài dòng điện đã thể hiện sai số xác lập.

4.3 TÓM TẮT CHƯƠNG 4

Trong chương này, tác giả đã trình bày ảnh hưởng của độ nhấp nhô nguồn áp

DC và tham số bộ điều khiển đến sóng hài và đáp ứng động của hệ thống nghịch lưu

nối lưới.

123

Trần Quang Thọ

Giảm độ nhấp nhô điện áp DC

Đối với hệ thống nghịch lưu nối lưới hai giai đoạn có mạch boost và bộ lọc DC

đảm nhận việc MPPT giúp cho điện áp DC có chất lượng tốt, độ nhấp nhô nhỏ. Nhưng

làm tăng kích thước và chi phí thiết bị, đồng thời làm giảm hiệu suất.

Đối với hệ thống nghịch lưu nối lưới một giai đoạn không có mạch boost cho

hiệu quả cao hơn, nhưng chất lượng nguồn DC lại phụ thuộc nhiều vào kỹ thuật

MPPT.

Phương pháp MPPT với số gia cố định lớn sẽ cho đáp ứng động tốt khi công

suất nguồn vào thay đổi, nhưng gây độ nhấp nhô cao cho điện áp DC. Ngược lại, với

số gia cố định nhỏ thì giảm được sóng hài nhưng cho đáp ứng chậm.

Tác giả đã đề xuất một phương pháp MPPT với số gia biến đổi để giảm độ nhấp

nhô cho nguồn điện áp DC nhằm giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới một giai đoạn

nhưng vẫn đảm bảo đáp ứng động tốt. Mỗi khi có sự thay đổi công suất ngõ vào đủ

lớn (> P0), số gia được điều chỉnh với giá trị lớn để tăng đáp ứng động. Khi đã xác

lập tại điểm công suất cực đại, số gia được chỉnh nhỏ lại để giảm độ nhấp nhô nguồn

áp DC nhằm góp phần giảm sóng hài ngõ ra cho nghịch lưu nối lưới.

Các kết quả mô phỏng của phương pháp MPPT đề xuất được so sánh với kết

quả của phương pháp số gia cố định đã khẳng định sự hiệu quả của phương pháp đề

xuất và đã được công bố ở bài báo số X.

Cải tiến tham số bộ điều khiển

Chất lượng điện năng của hệ thống nghịch lưu nối lưới cũng phụ thuộc nhiều

vào chất lượng của các bộ điều khiển. Có nhiều loại bộ điều khiển, nhưng trong

nghịch lưu nối lưới, thì bộ điều khiển cộng hưởng tỉ lệ PR được sử dụng phổ biến

nhất vì tính hiệu quả của nó trong việc loại bỏ sai số xác lập và cho đáp ứng động tốt.

Do đó, các tham số Kp và Ki của bộ điều khiển này sẽ ảnh hưởng đến sóng hài của

nghịch lưu.

124

Trần Quang Thọ

Do hàm truyền của hệ thống nghịch lưu nối lưới có dạng vô định, việc lựa chọn

bằng tay các tham số của bộ điều khiển dựa vào các phương pháp thông thường như

phương pháp giản đồ Bode hay Nyquist cũng như tiêu chuẩn Routh thường đòi hỏi

nhiều thời gian và công sức cũng như kinh nghiệm của người thiết kế, trong khi chưa

chắc sẽ cho nghiệm toàn cục.

Tác giả đã đề xuất một phương pháp xác định tham số bộ điều khiển sử dụng

giải thuật tối ưu bầy đàn PSO nhằm giảm sóng hài để góp phần nâng cao chất lượng

điện năng của nghịch lưu nối lưới. Sự đơn giản của phương pháp đề xuất giúp tiết

kiệm thời gian và công sức cũng như không đòi hỏi nhiều kinh nghiệm của người

thiết kế trong việc xác định tham số bộ điều khiển.

Các kết quả mô phỏng của phương pháp đề xuất được so sánh với kết quả của

phương pháp giản đồ Bode dựa vào hàm truyền đã khẳng định tính hiệu quả trong

việc giảm sóng hài của nghịch lưu nối lưới.

Phương pháp đề xuất có thể mở rộng áp dụng cho các bộ điều khiển trong các

lĩnh vực khác như trong điều khiển tự động, điều khiển động cơ...

Phương pháp đề xuất cũng đã được công bố trong bài báo số XI-XII.

125

Trần Quang Thọ

CHƯƠNG 5. KẾT LUẬN

5.1 KẾT QUẢ ĐẠT ĐƯỢC

Trong luận án này, tác giả đã trình bày nhu cầu của điện mặt trời ngày càng tăng

do tính bền vững và thân thiện với môi trường trong khi tiềm năng vô cùng lớn. Vì

nguồn năng lượng điện mặt trời là phi tuyến, loãng và không liên tục. Do đó, nguồn

năng lượng này cần được nối lưới để có được một nguồn điện có chất lượng tốt với

giá thành rẻ thông qua các bộ nghịch lưu. Tuy nhiên, sóng hài của các bộ nghịch lưu

nối lưới này ảnh hưởng đáng kể đến chất lượng điện năng của hệ thống điện.

Để nâng cao chất lượng cũng như để đảm bảo an toàn trong vận hành ổn định

và truyền tải điện năng, các tiêu chuẩn nối lưới nghiêm ngặt đã được ban hành. Điều

này đòi hỏi các nguồn điện phân tán phải có các tính năng kỹ thuật ngày càng cao

trong việc giảm sóng hài và đáp ứng động trong vận hành bình thường cũng như khi

trải qua sự cố.

Việc nghiên cứu giảm sóng hài trong nghịch lưu nối lưới sẽ góp phần làm giảm

kích thước và chi phí thiết bị đồng thời nâng cao chất lượng điện năng của hệ thống

điện.

Dựa vào việc phân tích đặc điểm sóng hài của nghịch lưu nối lưới, tác giả đã

chỉ ra bốn nguyên nhân cơ bản và đã đề xuất các giải pháp như sau:

5.1.1 Kỹ thuật điều chế

Tác giả đã đề xuất phương pháp điều chế với tần số chuyển mạch thay đổi dựa

vào giải thuật di truyền mà không làm tăng tổn hao chuyển mạch. Sóng hài của

phương pháp đề xuất giảm thấp đáng kể so với các phương pháp đã được công bố

gần đây thông qua các kết quả mô phỏng và thí nghiệm. Phương pháp đề xuất cũng

đã xem xét tổn hao chuyển mạch một cách định lượng. Tính hiệu quả của phương

pháp đề xuất còn thể hiện ở khả năng khử hài lựa chọn và khả năng trải phổ nên không

cần bộ lọc phụ và phù hợp cho các ứng dụng trong thông tin và quân sự do không còn

nhiễu âm.

126

Trần Quang Thọ

5.1.2 Ước lượng nhanh chóng và chính xác các tham số điện áp lưới

Thông qua việc phân tích nhược điểm của các phương pháp vòng khóa pha để

hòa đồng bộ đã được công bố gần đây về khả năng ước lượng nhanh và chính xác

tham số điện áp lưới trong điều kiện điện áp lưới thay đổi như: dao động tần số, mất

cân bằng, sóng hài cao, nhảy pha... Tác giả đã đề xuất một phương pháp sử dụng giải

thuật Levenberg-Marquardt có hồi tiếp để cập nhật tham số ban đầu của phép giải

nhằm giảm số lần lặp và hội tụ nhanh đến kết quả. Không như các vòng khóa pha

thông thường, phương pháp đề xuất không còn bộ dò pha, bộ lọc vòng cũng như bộ

dao động điện áp. Các chỉ tiêu về đáp ứng động, sai số xác lập, độ vọt lố và độ phức

tạp tính toán cũng được xem xét một cách định lượng. Các kết quả mô phỏng và thí

nghiệm của phương pháp đề xuất cũng đã được so sánh với các phương pháp đã được

công bố gần đây như DSOGI và DSOGI-FLL đã khẳng định tính hiệu quả của phương

pháp đề xuất. Khả năng đáp ứng nhanh và chính xác của phương pháp đề xuất giúp

cho nghịch lưu nối lưới có thể sử dụng cảm biến điện áp có độ nhạy thấp với giá thành

thấp nhằm tăng khả năng cạnh tranh cho thiết bị.

5.1.3 Ổn định điện áp DC

Tác giả đã đề xuất một phương pháp MPPT với số gia biến đổi để giảm độ nhấp

nhô cho nguồn điện áp DC nhằm giảm sóng hài cho nghịch lưu điện mặt trời nối lưới

một giai đoạn nhưng vẫn đảm bảo đáp ứng động tốt. Khi có sự thay đổi công suất ngõ

vào, số gia được điều chỉnh lớn để tăng đáp ứng động. Khi đã xác lập tại điểm công

suất cực đại, số gia được chỉnh nhỏ lại để giảm độ nhấp nhô nguồn áp DC nhằm góp

phần giảm sóng hài ngõ ra cho nghịch lưu nối lưới. Các kết quả mô phỏng của phương

pháp MPPT đề xuất đã được so sánh với phương pháp số gia cố định đã khẳng định

sự hiệu quả của phương pháp đề xuất.

5.1.4 Cải tiến tham số bộ điều khiển

Chất lượng điện năng của hệ thống nghịch lưu nối lưới cũng phụ thuộc nhiều

vào chất lượng của các bộ điều khiển. Do hàm truyền của hệ thống nghịch lưu nối

lưới có dạng vô định, nên việc lựa chọn bằng tay các tham số của bộ điều khiển dựa

127

Trần Quang Thọ

vào các phương pháp thông thường như phương pháp giản đồ Bode hay Nyquist cũng

như tiêu chuẩn Routh thường đòi hỏi nhiều thời gian và công sức cũng như kinh

nghiệm của người thiết kế, trong khi chưa chắc sẽ cho nghiệm toàn cục và chỉ có thể

kiểm tra sự ổn định hệ thống, không thể kiểm tra sóng hài.

Tác giả đã đề xuất phương pháp xác định tham số bộ điều khiển sử dụng giải

thuật tối ưu bầy đàn PSO nhằm giảm sóng hài để góp phần nâng cao chất lượng điện

năng của nghịch lưu nối lưới. Sự đơn giản của phương pháp đề xuất giúp tiết kiệm

thời gian và công sức cũng như không đòi hỏi nhiều kinh nghiệm của người thiết kế

trong việc xác định tham số bộ điều khiển. Các kết quả mô phỏng của phương pháp

đề xuất đã được so sánh với kết quả của phương pháp dựa vào hàm truyền sử dụng

giản đồ Bode đã khẳng định sự hiệu quả trong việc giảm sóng hài của nghịch lưu nối

lưới. Việc xem xét các yếu tố như sai số xác lập, độ vọt lố cũng như đáp ứng động

cũng đã được thực hiện.

 Ngoài ra, các phương pháp đề xuất cũng có thể mở rộng áp dụng cho các bộ

điều khiển trong các lĩnh vực khác như bộ nguồn dự phòng UPS, bộ lọc công

suất tích cực APF, thiết bị bù D-STATCOM, bộ ổn định điện áp động DVR, bộ

điều khiển chỉnh lưu, điều khiển động cơ…

 kết quả mô phỏng trên phần mềm MATLAB P

 P/SimulinkP

P hoặc thí nghiệm trên

 Tính hiệu quả của các giải pháp đề xuất đều đã được kiểm chứng thông qua các

mô hình vật lý sử dụng các thiết bị có chất lượng như kit: DSP-F28335,

dSPACE-1103 và dao động ký Tektronix 2024B với độ tin cậy cao.

 Các giải pháp đề xuất nêu trong luận án đều đã được công bố bằng các bài báo

khoa học trên các tạp chí và hội nghị chuyên ngành có uy tín trong nước và quốc

tế.

 Ngoài ra, để kiểm tra khả năng ứng dụng, tác giả cũng đã thực hiện khảo sát ở

phần phụ lục 4-5 đến 4-8 đối với các phương pháp đề xuất trong cùng một hệ

thống nghịch lưu nối lưới 3 pha để khẳng định tính hiệu quả trong việc giảm

sóng hài của nghịch lưu.

128

Trần Quang Thọ

5.2 HƯỚNG PHÁT TRIỂN

Để hệ thống nghịch lưu nối lưới có thể được ứng dụng hiệu quả và tăng khả

năng chế tạo cũng như chuyển giao công nghệ, đề tài cần được nghiên cứu thêm các

phần sau:

+ Thiết kế các mạch bảo vệ, kiểm soát trạng thái ổn định và biểu đồ điều khiển công

suất phản kháng cho nghịch lưu nối lưới.

+ Ước lượng tổng trở hệ thống để tăng khả năng điều khiển dò cô lập trong trong vận

hành bình thường cũng như khi có sự cố.

+ Phối hợp điều khiển tần số nguồn điện trong hệ thống microgrid.

+ Điều khiển công suất phối hợp để hệ thống nghịch lưu nối lưới có khả năng vận

hành như một thiết bị D-STATCOM.

+ Mở rộng ứng dụng cho bộ lọc tích cực, nguồn dự phòng, bộ ổn định điện áp động…

+ Nghiên cứu mở rộng ứng dụng nhiều bộ nghịch lưu hoạt động song song, mở rộng

cho các bộ nghịch lưu đa bậc công suất lớn.

129

Trần Quang Thọ

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1]

R. Teodorescu, M. Liserre, and P. Rodriguez, Grid Converters for Photovoltaic and Wind Power

Systems. 2011.

[2]

G. Corbetta, I. Pineda, and J. Moccia, “The European offshore wind industry—key trends and statistics

2013,” 2014.

[3]

A. M. Bouzid, J. M. Guerrero, A. Cheriti, M. Bouhamida, P. Sicard, and M. Benghanem, “A survey

on control of electric power distributed generation systems for microgrid applications,” Renew.

Sustain. Energy Rev., vol. 44, pp. 751–766, 2015.

[4]

F. Blaabjerg, R. Teodorescu, M. Liserre, and A. V. Timbus, “Overview of control and grid

synchronization for distributed power generation systems,” IEEE Transactions on Industrial

Electronics, vol. 53, no. 5. pp. 1398–1409, 2006.

[5]

J. C. Das, “Power system harmonics,” in Power System Harmonics and Passive Filter Designs, New

Jersey: John Wiley & Sons, 2015, pp. 11–16.

[6]

T. H. Ortmeyer, K. R. Chakravarthi, and A. A. Mahmoud, “the Effects of Power System Harmonics

on Power System Equipment and Loads,” IEEE Trans. Power Appar. Syst., vol. 104, no. 9, pp. 2555–

2563, 1985.

[7]

IEEE, “IEEE Recommended Practice for Utility Interface of Photovoltaic (PV) Systems,” IEEE Std

929-2000. 2000.

[8]

IEEE Standard, “IEEE Application Guide for IEEE Std 1547(TM), IEEE Standard for Interconnecting

Distributed Resources with Electric Power Systems,” IEEE Std 1547.2-2008, no. April, pp. 1–217,

2009.

[9]

J. V. Milanovic and T. a. David, “Stability of distribution networks with embedded generators and

induction motors,” 2002 IEEE Power Eng. Soc. Winter Meet. Conf. Proc. (Cat. No.02CH37309), vol.

2, no. c, pp. 1023–1028, 2002.

[10]

P. Aree, “Load Flow Solution With Induction Motor,” Songklanakarin J. Sci. Technol, vol. 28, no. 1,

pp. 157–168, 2006.

[11] R. Teodorescu, F. Blaabjerg, U. Borup, and M. Liserre, “A new control structure for grid-connected

LCL PV inverters with zero steady-state error and selective harmonic compensation,” Ninet. Annu.

IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo. 2004. APEC ’04., vol. 1, no. C, pp. 580–586, 2004.

[12] H. Van Der Broeck and M. Miller, “Harmonics in DC to AC converters of single phase

uninterruptible\npower supplies,” Proc. INTELEC 95. 17th Int. Telecommun. Energy Conf., pp. 653–

130

Trần Quang Thọ

658, 1995.

[13] N. Van Nho, H. H. Lee, and N. D. Tuyen, “Novel single-state PWM technique in multilevel inverter

for unbalanced dc sources,” in 7th Internatonal Conference on Power Electronics, ICPE’07, 2008, pp.

174–179.

[14]

N. K. T. Tam, N. V. Nho, and H. H. Lee, “A reduced switching loss PWM strategy to eliminate

common mode voltage in multilevel inverters,” IEEE Trans. Power Electron, vol. 30, no. 10. pp. 5425–

5438, 2015.

[15] N. K. T. Tam, N. V. Nho, and N. R. R. Prasad, “Eliminated Common-Mode Voltage Pulsewidth

Modulation to Reduce Output Current Ripple for Multilevel Inverters,” IEEE Trans. Power Electron.,

vol. 31, no. 8, pp. 5952–5966, 2016.

[16]

Phan Quốc Dũng, “Transient Over-Voltage and Frequency & Voltage Ride-Through Requirements for

Inverter-Based Distributed Generation Projects,” 2015.

[17] N.V. Nho, Q.T. Hai, and H. H. Lee, “Carrier Based Single-state PWM Technique for Common Mode

Elimination In Multilevel Inverter,” J. Power Electron., vol. 10, no. 4, pp. 357–364, 2010.

[18]

T. D. Nguyen, D. Q. Phan, D. N. Dao, and H. H. Lee, “Carrier phase-shift PWM to reduce common-

mode voltage for three-level T-type NPC inverters,” Journal of Power Electronics, vol. 14, no. 6. pp.

1197–1207, 2014.

[19]

Phan Quốc Dũng, “Nghiên cứu hệ thống biến đổi điện mặt trời kết lưới hiệu suất cao,” trong đề tài

B2012-20-04TĐ, 2012.

[20]

T. G. Habetler and R. G. Harley, “Power electronic converter and system control,” Proc. IEEE, vol.

89, no. 6, pp. 913–925, 2001.

[21] Y. Sozer and D. A. Torrey, “Modeling and control of utility interactive inverters,” IEEE Trans. Power

Electron., vol. 24, no. 11, pp. 2475–2483, 2009.

[22]

L. Wu, Z. Zhao, and J. Liu, “A single-stage three-phase grid-connected photovoltaic system with

modified MPPT method and reactive power compensation,” IEEE Trans. Energy Convers., vol. 22,

no. 4, pp. 881–886, 2007.

[23]

Z. Chen, J. M. Guerrero, F. Blaabjerg, and S. Member, “A Review of the State of the Art of Power

Electronics for Wind Turbines,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no. 8, pp. 1859–1875, 2009.

[24]

J. H. Lee and B. H. Cho, “Large time-scale electro-thermal simulation for loss and thermal management

of power MOSFET,” 2003.

[25] B. Cao and L. Chang, “A variable switching frequency algorithm to improve the total efficiency of

131

Trần Quang Thọ

single-phase grid-connected inverters,” Conference Proceedings - IEEE Applied Power Electronics

Conference and Exposition - APEC. pp. 2310–2315, 2013.

[26]

F. Perez-Hidalgo, F. Vargas-Merino, J.-R. Heredia-Larrubia, M. Meco-Gutierrez, and A. Ruiz-

Gonzalez, “Pulse width modulation technique parameter selection with harmonic injection and

frequency-modulated triangular carrier,” IET Power Electron., vol. 6, no. 5, pp. 954–962, 2013.

[27] H. Iman-Eini, M. Bakhshizadeh, and A. Moeini, “Selective harmonic mitigation-pulse-width

modulation technique with variable DC-link voltages in single and three-phase cascaded H-bridge

inverters,” IET Power Electron., vol. 7, no. 4, pp. 924–932, 2014.

[28]

I. Colak, E. Kabalci, and R. Bayindir, “Review of multilevel voltage source inverter topologies and

control schemes,” Energy Conversion and Management, vol. 52, no. 2. pp. 1114–1128, 2011.

[29] D. Jiang and F. F. Wang, “Variable switching frequency PWM for three-phase converters based on

current ripple prediction,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 11, pp. 4951–4961, 2013.

[30] A. C. Binojkumar and G. Narayanan, “Variable switching frequency PWM technique for induction

motor drive to spread acoustic noise spectrum with reduced current ripple,” in 2014 IEEE International

Conference on Power Electronics, Drives and Energy Systems, PEDES 2014, 2014, pp. 1–6.

[31] K. Ki-Seon, Y.-G. J., and Y.-C. L., “A New Hybrid Random PWM Scheme,” IEEE Trans. Power

Electron., vol. 24, pp. 192–200, 2009.

[32] X. Chen, H. Zhang, and J. Zhao, “A new Improvement Strategy based on hysteresis space vector

control of Grid-connected inverter,” in APAP 2011 - Proceedings: 2011 International Conference on

Advanced Power System Automation and Protection, 2011, vol. 2, pp. 1613–1617.

[33]

J. Holtz, “Pulsewidth Modulation: A Survey,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 39, no. 5, pp. 410–420,

1992.

[34] A. N. Firuz Zare, “A New Random Current Control Technique for a Single-Phase Inverter with Bipolar

and Unipolar Modulations,” in IEEE PCC, 2007, pp. 149–156.

[35] X. Mao, R. Ayyanar, and H. K. Krishnamurthy, “Optimal variable switching frequency scheme for

reducing switching loss in single-phase inverters based on time-domain ripple analysis,” IEEE Trans.

Power Electron., vol. 24, no. 4, pp. 991–1001, 2009.

[36] Y. Firouz, M. T. Bina, and B. Eskandari, “Efficiency of three-level neutral-point clamped converters:

analysis and experimental validation of power losses, thermal modelling and lifetime prediction,”

Power Electron. IET, vol. 7, no. 1, pp. 209–219, 2014.

[37] A. Moeed Amjad and Z. Salam, “A review of soft computing methods for harmonics elimination PWM

132

Trần Quang Thọ

for inverters in renewable energy conversion systems,” Renew. Sustain. Energy Rev., vol. 33, pp. 141–

153, 2014.

[38] R. N. Ray, D. Chatterjee, and S. K. Goswami, “A PSO based optimal switching technique for voltage

harmonic reduction of multilevel inverter,” Expert Syst. Appl., vol. 37, no. 12, pp. 7796–7801, 2010.

[39]

T. Shindo, T. Kurihara, H. Taguchi, and K. Jin’no, “Particle swarm optimization for single phase PWM

inverters,” in 2011 IEEE Congress of Evolutionary Computation (CEC), 2011, pp. 2501–2505.

[40] K. Sundareswaran, K. Jayant, and T. N. Shanavas, “Inverter harmonic elimination through a colony of

continuously exploring ants,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 54, no. 5, pp. 2558–2565, 2007.

[41] A. Kavousi, B. Vahidi, R. Salehi, M. K. Bakhshizadeh, N. Farokhnia, and S. H. Fathi, “Application of

the bee algorithm for selective harmonic elimination strategy in multilevel inverters,” IEEE Trans.

Power Electron., vol. 27, no. 4, pp. 1689–1696, 2012.

[42] K. L. Shi and H. L. H. Li, “Optimized PWM strategy based on genetic algorithms,” in IEEE

Transactions on Industrial Electronics, 2005, vol. 52, no. 5, pp. 7–11.

[43] B. P. McGrath, D. G. Holmes, and J. J. H. Galloway, “Power converter line synchronization using a

discrete Fourier transform (DFT) based on a variable sample rate,” IEEE Trans. Power Electron., vol.

20, no. 4, pp. 877–884, 2005.

[44] M. Ciobotaru, R. Teodorescu, and V. G. Agelidis, “Offset rejection for PLL based synchronization in

grid-connected converters,” Conf. Proc. - IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo. - APEC, no. 1, pp.

1611–1617, 2008.

[45] M. Karimi-Ghartemani, S. A. Khajehoddin, P. K. Jain, A. Bakhshai, and M. Mojiri, “Addressing DC

component in pll and notch filter algorithms,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, no. 1, pp. 78–86,

2012.

[46]

L. Asiminoael, F. Blaabjerg, and S. Hansen, “Detection is key - Harmonic detection methods for active

power filter applications,” IEEE Ind. Appl. Mag., vol. 13, no. 4, pp. 22–33, 2007.

[47]

S. A. González, R. García-Retegui, and M. Benedetti, “Harmonic computation technique suitable for

active power filters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 54, no. 5, pp. 2791–2796, 2007.

[48] H. Kobayashi, “Fault ride through requirements and measures of distributed PV systems in Japan,”

IEEE Power Energy Soc. Gen. Meet., pp. 1–6, 2012.

[49]

L. Hadjidemetriou, E. Kyriakides, and F. Blaabjerg, “Synchronization of grid-connected renewable

energy sources under highly distorted voltages and unbalanced grid faults,” IECON Proc. (Industrial

Electron. Conf., pp. 1887–1892, 2013.

133

Trần Quang Thọ

[50] G. De Donato, G. Scelba, G. Borocci, F. Giulii Capponi, and G. Scarcella, “Fault-Decoupled

Instantaneous Frequency and Phase Angle Estimation for Three-Phase Grid-Connected Inverters,”

IEEE Trans. Power Electron., vol. 31, no. 4, pp. 2880–2889, 2016.

[51]

L. Hadjidemetriou, E. Kyriakides, and F. Blaabjerg, “A Robust Synchronization to Enhance the Power

Quality of Renewable Energy Systems,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 62, no. 8, pp. 4858–4868,

2015.

[52]

P. Rodríguez, R. Teodorescu, I. Candela, A. V. Timbus, M. Liserre, and F. Blaabjerg, “New positive-

sequence voltage detector for grid synchronization of power converters under faulty grid conditions,”

in PESC Record - IEEE Annual Power Electronics Specialists Conference, 2006, pp. 1–7.

[53] N. F. Guerrero-Rodriguez, A. B. Rey-Boue, L. C. Herrero-de Lucas, and F. Martinez-Rodrigo,

“Control and synchronization algorithms for a grid-connected photovoltaic system under harmonic

distortions, frequency variations and unbalances,” Renew. Energy, vol. 80, pp. 380–395, 2015.

[54]

J. Matas, M. Castilla, J. Miret, L. Garcia De Vicuna, and R. Guzman, “An adaptive prefiltering method

to improve the speed/accuracy tradeoff of voltage sequence detection methods under adverse grid

conditions,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 5, pp. 2139–2151, 2014.

[55] M. Karimi-Ghartemani, H. Karimi, and M. R. Iravani, “A magnitude/phase-locked loop system based

on estimation of frequency and in-phase/quadrature-phase amplitudes,” IEEE Trans. Ind. Electron.,

vol. 51, no. 2, pp. 511–517, 2004.

[56] M. Karimi-Ghartemani and M. R. Iravani, “Robust and frequency-adaptive measurement of peak

value,” IEEE Trans. Power Deliv., vol. 19, no. 2, pp. 481–489, 2004.

[57] M. Ciobotaru, V. G. Agelidis, R. Teodorescu, and F. Blaabjerg, “Accurate and less-disturbing active

antiislanding method based on pll for grid-connected converters,” IEEE Trans. Power Electron., vol.

25, no. 6, pp. 1576–1584, 2010.

[58] R. M. Santos Filho, P. F. Seixas, P. C. Cortizo, L. A. B. Torres, and A. F. Souza, “Comparison of three

single-phase PLL algorithms for UPS applications,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 55, no. 8, pp.

2923–2932, 2008.

[59] A. Nicastri and A. Nagliero, “Comparison and evaluation of the PLL techniques for the design of the

grid-connected inverter systems,” in IEEE International Symposium on Industrial Electronics, 2010,

pp. 3865–3870.

[60]

S. Golestan, M. Monfared, F. D. Freijedo, and J. M. Guerrero, “Design and tuning of a modified power-

based PLL for single-phase grid-connected power conditioning systems,” IEEE Trans. Power

Electron., vol. 27, no. 8, pp. 3639–3650, 2012.

134

Trần Quang Thọ

[61]

S.-K. Chung, “Phase-locked loop for grid-connected three-phase power conversion systems,” IEE

Proc. - Electr. Power Appl., vol. 147, no. 3, p. 213, 2000.

[62] M. Karimi-Ghartemani and M. R. Iravani, “Measurement of harmonics/inter-harmonics of time-

varying frequencies,” IEEE Trans. Power Deliv., vol. 20, no. 1, pp. 23–31, 2005.

[63]

J. R. de Carvalho, C. A. Duque, M. V. Ribeiro, A. S. Cerqueira, T. L. Baldwin, and P. F. Ribeiro, “A

PLL-based multirate structure for time-varying power systems harmonic/ interharmonic estimation,”

IEEE Trans. Power Deliv., vol. 24, no. 4, pp. 1789–1800, 2009.

[64] X. Guo, X. Zhang, B. Wang, W. Wu, and J. M. Guerrero, “Asymmetrical grid fault ride-through

strategy of three-phase grid-connected inverter considering network impedance impact in low-voltage

grid,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, no. 3, 2014.

[65] M. Karimi-Ghartemani, S. A. Khajehoddin, P. K. Jain, and A. Bakhshai, “Derivation and design of in-

loop filters in phase-locked loop systems,” IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. 61, no. 4, pp. 930–940,

2012.

[66]

S. Reza, S. Member, M. Ciobotaru, and V. G. Agelidis, “Estimation of Single-Phase Grid Voltage

Fundamental Parameters Using Fixed Frequency Tuned Second- Order Generalized Integrator Based

Technique,” in Proc. 4th. Int Symposium. IEEE on Power Electron., (PDEG), 2013, pp. 1–8.

[67] M. Karimi Ghartemani, S. A. Khajehoddin, P. K. Jain, and A. Bakhshai, “Problems of startup and

phase jumps in PLL systems,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, no. 4, pp. 1830–1838, 2012.

[68] Y. Han, M. Luo, X. Zhao, J. M. Guerrero, and L. Xu, “Comparative Performance Evaluation of

Orthogonal-Signal-Generators-Based Single-Phase PLL Algorithms-A Survey,” IEEE Trans. Power

Electron., vol. 31, no. 5, pp. 3932–3944, 2016.

[69]

P. Ç. Rodríguez, A. Ç. Luna, M. Ë. Ciobotaru, R. Ë. Teodorescu, and F. Ë. Blaabjerg, “Advanced Grid

Synchronization System for Power Converters under Unbalanced and Distorted Operating

Conditions,” in Proc. 32nd Ann. Conf. IEEE Ind. Elect., (IECON), 2006, no. 2, pp. 5173–5178.

[70]

P. Rodríguez, A. Luna, R. S. Muñoz-Aguilar, I. Etxeberria-Otadui, R. Teodorescu, and F. Blaabjerg,

“A stationary reference frame grid synchronization system for three-phase grid-connected power

converters under adverse grid conditions,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, no. 1, pp. 99–112,

2012.

[71]

P. Rodriguez, A. Luna, I. Candela, R. Mujal, R. Teodorescu, and F. Blaabjerg, “Multiresonant

frequency-locked loop for grid synchronization of power converters under distorted grid conditions,”

IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 1, pp. 127–138, 2011.

[72]

S. Golestan, J. M. Guerrero, and G. B. Gharehpetian, “Five Approaches to Deal With Problem of DC

135

Trần Quang Thọ

Offset in Phase-Locked Loop Algorithms: Design Considerations and Performance Evaluations,” IEEE

Trans. Power Electron., vol. 31, no. 1, pp. 648–661, 2016.

[73]

F. Wu, L. Zhang, and J. Duan, “Effect of adding DC-offset estimation integrators in there-phase

enhanced phase-locked loop on dynamic performance and alternative scheme,” IET Power Electron.,

vol. 8, no. 3, pp. 391–400, 2015.

[74]

L. Hadjidemetriou, Y. Yang, E. Kyriakides, and F. Blaabjerg, “A Synchronization Scheme for Single-

Phase Grid-Tied Inverters under Harmonic Distortion and Grid Disturbances,” IEEE Trans. Power

Electron., vol. 8993, no. c, pp. 1–1, 2016.

[75]

L. Ljung, Ljung L System Identification Theory for User.pdf. 1987.

[76] R. Johansson, System modeling and identification. 1993.

[77] V. V. Terzija, M. B. Djuric, and B. D. Kovacevic, “Voltage phasor and local system frequency

estimation using newton type algorithm,” IEEE Trans. Power Deliv., vol. 9, no. 3, pp. 1368–1374,

1994.

[78]

I. Sadinezhad and V. G. Agelidis, “Slow sampling online optimization approach to estimate power

system frequency,” IEEE Trans. Smart Grid, vol. 2, no. 2, pp. 265–277, 2011.

[79]

S. Reza, S. Member, M. Ciobotaru, S. Member, V. G. Agelidis, and S. Member, “Power System

Frequency Estimation by Using a Newton-Type Technique for Smart Meters,” IEEE Trans. Instrum.

Meas, vol. 64, no. 3, pp. 615–624, 2015.

[80]

S. Golestan and J. M. Guerrero, “Conventional synchronous reference frame phase-locked loop is an

adaptive complex filter,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 62, no. 3, pp. 1679–1682, 2015.

[81] M. I. a Lourakis, “A Brief Description of the Levenberg-Marquardt Algorithm Implemened by

levmar,” Matrix, vol. 3, pp. 1–6, 2005.

[82] D. W. Marquardt, “An Algorithm for Least-Squares Estimation of Nonlinear Parameters,” J. Soc. Ind.

Appl. Math., vol. 11, no. 2, pp. 431–441, 1963.

[83]

T. Andersson, “Parameter Estimation and Waveform Fitting for Narrowband Signals,” 2005.

[84]

T. Esram and P. L. Chapman, “Comparison of Photovoltaic Array Maximum Power Point Tracking

Techniques,” IEEE Trans. Energy Convers., vol. 22, no. 2, pp. 439–449, 2007.

[85] H. Yongji and L. Deheng, “A new method for optimal output of a solar cell array,” in Proceedings of

the IEEE International Symposium on Industrial Electronics, 1992, pp. 456–459.

[86] O. Wasynczuk, “Dynamic behavior of a class of photovoltaic power systems,” ,” IEEE Power Eng.

136

Trần Quang Thọ

Rev., no. September, pp. 36–37, 1983.

[87] C. Kessler, Das symmetrische optimum Regelungstechnik. 1958.

[88] A. Timbus, M. Liserre, R. Teodorescu, P. Rodriguez, and F. Blaabjerg, “Evaluation of Current

Controllers for Distributed Power Generation Systems,” Power Electron. IEEE Trans., vol. 24, no. 3,

pp. 654–664, 2009.

[89] M. L. and P. C. L. R. Teodorescu, F. Blaabjerg, “Proportional-resonant controllers and filters for grid-

connected voltage-source converters,” in IEE Proc.-Electr. Power Appl, 2006, vol. 153, no. 5, pp. 750–

762.

[90]

J. Kennedy and R. Eberhart, “Particle swarm optimization,” in Proceedings of ICNN’95 - International

Conference on Neural Networks, 1995, vol. 4, pp. 1942–1948.

[91] Y. Yang and F. Blaabjerg, “Overview of Single-phase Grid-connected Photovoltaic Systems,” Electr.

Power Components Syst., vol. 43, no. 12, pp. 1352–1363, 2015.

[92] Y. Xue, K. C. Divya, G. Griepentrog, M. Liviu, S. Suresh, and M. Manjrekar, “Towards next

generation photovoltaic inverters,” in IEEE Energy Conversion Congress and Exposition: Energy

Conversion Innovation for a Clean Energy Future, ECCE 2011, Proceedings, 2011, pp. 2467–2474.

[93] Q. Li and P. Wolfs, “A review of the single phase photovoltaic module integrated converter topologies

with three different DC link configurations,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 23, no. 3.

pp. 1320–1333, 2008.

[94] R. Seyezhai and B. L. Mathur, “Performance Evaluation of Inverted Sine PWM Technique for an

Asymetric Cascaded Multilevel Inverter,” J. Theor. Appl. Inf. Technol., pp. 1–8, 2009.

[95] M. Lampton, “Damping-undamping strategies for the Levenberg-Marquardt nonlinear least-squares

method,” Comput. Phys., vol. 11, no. 1, pp. 110–115, 1997.

[96] M. Josep, G. Alejandro, S. Golestan, S. Member, J. M. Guerrero, and A. Vidal, “PLL with MAF-Based

Prefiltering Stage : Small-Signal Modeling and Performance Enhancement,” vol. 31, no. 6, pp. 4013–

4019, 2016.

[97] B. Liu, F. Zhuo, Y. Zhu, H. Yi, and F. Wang, “A three-phase PLL algorithm based on signal reforming

under distorted grid conditions,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 30, no. 9, pp. 5272–5283, 2015.

[98] K. E. Martin et al., “Exploring the IEEE standard C37.118-2005 synchrophasors for power systems,”

IEEE Trans. Power Deliv., vol. 23, no. 4, pp. 1805–1811, 2008.

[99] M. C. Cavalcanti, G. M. S. Azevedo, B. A. Amaral, K. C. de Oliveira, F. A. S. Neves, and D. Lins,

“Efficiency Evaluation in Grid Connected Photovoltaic Energy Conversion Systems,” in IEEE 36th

137

Trần Quang Thọ

Conference on Power Electronics Specialists, 2005., 2005, pp. 269–275.

[100] M. Ciobotaru, R. Teodorescu, and F. Blaabjerg, “Control of single-stage single-phase PV inverter,”

EPE J. (European Power Electron. Drives Journal), vol. 16, no. 3, pp. 20–26, 2006.

[101] Y. Xue, L. Chang, S. B. Kj??r, J. Bordonau, and T. Shimizu, “Topologies of single-phase inverters for

small distributed power generators: An overview,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 19, no. 5, pp.

1305–1314, 2004.

[102] H. Patel and V. Agarwal, “MPPT scheme for a PV-fed single-phase single-stage grid-connected

inverter operating in CCM with only one current sensor,” IEEE Trans. Energy Convers., vol. 24, no.

1, pp. 256–263, 2009.

[103]

J. H. Lee, H. Bae, and B. H. Cho, “Advanced Incremental Conductance MPPT Algorithm with a

Variable Step Size,” in 2006 12th International Power Electronics and Motion Control Conference,

2006, no. V, pp. 603–607.

[104] S. Kolesnik and A. Kuperman, “On the Equivalence of Major Variable-Step-Size MPPT Algorithms,”

IEEE J. Photovoltaics, vol. 6, no. 2, pp. 590–594, 2016.

[105]

J.-H. Teng, W.-H. Huang, T.-A. Hsu, and C.-Y. Wang, “Novel and Fast Maximum Power Point

Tracking for Photovoltaic Generation,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 46, no. c, pp. 4955–4966,

2016.

[106] A. Stracke, D. L. Danielopol, and W. Neubauer, “Comparative study of MPPT using variable step size

for photovoltaic systems,” 2014 Second World Conf. Complex Syst., vol. 2008, no. 3, pp. 83–88, 2008.

[107] F. Liu, S. Duan, Fei Liu, B. Liu, and Y. Kang, “A Variable Step Size INCMPPT Method for PV

Systems,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 55, no. 7, pp. 2622–2628, 2008.

[108] H. L. Tsai, “Insolation-oriented model of photovoltaic module using Matlab/Simulink,” Sol. Energy,

vol. 84, no. 7, pp. 1318–1326, 2010.

[109] M. Monfared and S. Golestan, “Control strategies for single-phase grid integration of small-scale

renewable energy sources: A review,” Renewable and Sustainable Energy Reviews, vol. 16, no. 7. pp.

4982–4993, 2012.

[110] W. Bai, M. R. Abedi, and K. Y. Lee, “Distributed Generation System Control Strategies in Microgrid

Operation,” Control Eng. Pract., vol. 53, pp. 184–193, 2016.

[111] N. Nimpitiwan and S. Kaitwanidvilai, “Static Output Feedback Robust Loop Shaping Control for Grid

Connected Inverter Using Genetic Algorithms,” Int. J. Innov. Comput. Inf. Control, vol. 8, no. 9, pp.

6081–6093, 2012.

138

Trần Quang Thọ

[112]

J. Kennedy and R. Eberhart, “Particle swarm optimization,” Neural Networks, 1995. Proceedings.,

IEEE Int. Conf., vol. 4, pp. 1942–1948 vol.4, 1995.

[113] S. Koziel and X. Yang, Computational optimization, methods and algorithms. 2011.

[114] R. Fung and C. Kao, “Design of Self-Tuning PID Control in a Mechanisms System,” in IEEE ICSS2005

International Conference On Systems & Signals, 2005, pp. 227–234.

[115] W. Al-saedi, S. W. Lachowicz, S. Member, and D. Habibi, “An Optimal Current Control Strategy for

a Three-Phase Grid-Connected Photovoltaic System Using Particle Swarm Optimization,” in IEEE

Power Engineering and Automation Conference (PEAM), 2011, 2011, no. 1, pp. 286–290.

139

Trần Quang Thọ

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH CÔNG BỐ

I. Quang-Tho Tran, Anh Viet Truong, anh Phuong Minh Le, “Reduction of harmonics in grid-connected inverters using variable switching frequency,” 32TInternational Jour- nal of Electrical Power & Energy Systems32T, 32Tvol 8232T, Nov 2016, pp. 242–251. (SCIE)

II. Tran Quang Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “Optimal Modulation to

Reduce Harmonics in Inverters,” in Proc. IEEE ATC, 2015, pp. 561-566.

III. Trần Quang Thọ, Trương Việt Anh, Lê Minh Phương, “Sử dụng giải thuật di truyền để giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, HCMUTE, Số 35B, 2016.

IV. Tran Quang Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “PWM technique with variable carrier wave frequency to reduce switching loss in grid-connected PV in- verter,” Proc, 2P

P GTSD, 2014, pp. 404-411.

V. Tran Quang Tho, Le Thanh Lam, and Truong Viet Anh, “Reduction of switching loss in grid-connected inverters using a variable switching cycle,” International jour- nal of Electrical Engineering & Technology (IJEET), vol. 6, no. 8, 2015, pp. 63-76.

VI. Tran Quang Tho, Pham Huu Ly, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “A Syn- chronization Method for Three-Phase Grid-Connected Inverters Using Levenberg- Marquardt Technique,” Lecture Notes in Electrical Engineering 371, Springer AETA 2015, pp. 249-260.

VII. Tran Quang Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “Estimation of Voltage

Parameters for Grid-connected Inverters,” in Proc. IEEE ATC, 2015, pp. 610-615.

VIII. Tran Quang Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “A Robust Technique for Phase-Locked Loop of Grid-connected Inverters,” in Proc. ISEE 2015, pp. 498- 506.

IX. Trần Quang Thọ, Trương Việt Anh, Trảo Văn Hoan, Lê Minh Phương, “Bù điện áp offset trong các vòng khóa pha của nghịch lưu nối lưới,” Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ-VNU-HCM, vol. 18, no. K5, 2015, pp. 5-15.

XI. Tran Quang Tho and Truong Viet Anh, “Three-phase grid-connected inverter using current regulator,” International journal of Electrical Engineering & Technology (IJEET), vol. 4, no. 2, pp. 293-304, 2013.

XII. Tran Quang Tho and Truong Viet Anh, “Optimization Of Current Controller for Grid-Connected Inverters Using A PSO Algorithm,” Journal of Technical Education Science, HCMC-UTE, vol. 40, Jan 2017.

X. Tran Quang Tho and Truong Viet Anh, “MPPT voltage regulating in three-phase grid connected Photovoltaic system,” Science & Technology Development-VNU- HCM, vol. 15, no. K2, 2012, pp. 50-61.

140

Trần Quang Thọ

PHỤ LỤC

Phụ lục 1-1

Giới hạn tần số đối với nghịch lưu nối lưới

(a) (b)

DR size Frequency range (Hz) Clearing time (s) Frequency range (Hz) Max. Clearing time (s)

>60.5 0.16 59.4 – 60.6 N/A

≤30k W <59.3 0.16 or 180 58.4-59.4 60.6-61.6 >60.5 0.16

set

57.8-58.4 57.3-57.8 7.5 45 cycles Adjustable 0.16 to 300 >30k W <(59.8-57) (adjustable point) ≤57 or >61.7 Instantaneous trip <57 0.16

(d) (c)

(a) IEC 61727-2002; (b) VDE (Đức)-2014; (c) IEEE 1547 – 2003 to 2008;

(d) IEEE 1547 - 2012.

Độ méo hài dòng điện toàn phần:

141

Trần Quang Thọ

Độ méo hài dòng điện yêu cầu toàn phần:

Trong đó: h là bậc hài khác cơ bản

Phụ lục 2-1

Hàm ràng buộc phi tuyến được viết như sau:

Function [c, ceq]=Constraint(x)

HP=10000-1e-3; % Half of the fundamental period (microsecond)

Sox=sum(x); % sum of x(n)

c=[Sox-HP; -Sox+HP]; ceq=[];

Cài đặt thông số cho GA:

Options=gaoptimset('PopInitRange',range,'PopulationSize',6000,'Generations',200);

Thực hiện GA:

[x,F]=ga(Fitnessfunction,Np,[],[],[],[],LB,UB,Constraint, Intcon,Options);

Trong đó: Intcon là vector chỉ số biến nguyên.

142

Trần Quang Thọ

Phụ lục 2-2

Np Ts

320 7

268 13

507 19

349 25

254

276 8

281 14

586 20

318 26

254

260 9

301 15

589 21

295 27

261

254 10 328 16

523 22

278 28

281

254 11 368 17

450 23

266 29

544

259 12 426 18

392 24

258

Chu kỳ chuyển mạch (µs) trong khoảng đầu 0-0,2s.

Np Ts

187 13

133 25

234 37

183 49

128

158 14

135 26

255 38

173 50

128

145 15

139 27

277 39

165 51

128

137 16

143 28

294 40

158 52

128

133 17

147 29

301 41

152 53

130

130 18

153 30

296 42

147 54

133

128 19

159 31

281 43

142 55

138

128 20

167 32

261 44

138 56

146

128 21

176 33

242 45

135 57

162

128 22

187 34

224 46

133 58

208

129 23

200 35

208 47

131 59

101

131 24

216 36

194 48

129

Chu kỳ chuyển mạch (µs) trong khoảng giữa 0,2-0,3s.

Np Ts

271 13

128 37

304 49

175

202 14

138 38

287 50

174

169 15

149 39

268 51

175

148 16

161 40

249 52

178

134 17

176 41

233 53

183

122 18

193 42

220 54

191

112 19

214 43

208 55

207

103 20

238 44

199 56

241

264 45

191 57

401

102 34

290 46

185 58

266

110 35

308 47

181

119 36

313 48

177

Chu kỳ chuyển mạch (µs) trong khoảng cuối 0,3-0,4s.

143

Trần Quang Thọ

Phụ lục 4-1. Thông số tấm pin 85W đỉnh của hãng REDSUN:

Sun

I_so

dodong

Tac

g C

Solar

C urrent Source

Diode

IGBT/Diode

IGBT/Diode2

IGBT/Diode4

Gates

Unit Delay1

vsolar

+ -

V_so

C _dc

g C

IGBT/Diode1

IGBT/Diode3

IGBT/Diode5

Phụ lục 4-2 Mô hình dàn pin và code trong MATLAB

144

Trần Quang Thọ

Hàm tính dòng Ia trong khối Solar

function Ia=pin(u)

Va=u(1);

Suns=u(2);

TaC=u(3);

k = 1.38e-23; % HS Boltzman

q = 1.60e-19; % dien tich electron

n=1.205; % HS hieu qua

Vg = 1.12;

Ns = 34*36; % so cell noi tiep

T1 = 273 + 25;

Voc_T1 = 34*22.14 /Ns;

Isc_T1 = 8.68;

T2 = 273 + 75;

Voc_T2 = 34*17 /Ns; % 80% ap tai cong suat dinh

Isc_T2 = 6.7; % dong =80% dong dinh

TaK = 273 + TaC;

K0 = (Isc_T2 - Isc_T1)/(T2 - T1); %

IL_T1 = Isc_T1 * Suns; %

IL = IL_T1 + K0*(TaK - T1); %

I0_T1=Isc_T1/(exp(q*Voc_T1/(n*k*T1))-1);

I0= I0_T1*(TaK/T1).^(3/n).*exp(-q*Vg/(n*k).*((1./TaK)-(1/T1)));

Xv = I0_T1*q/(n*k*T1) * exp(q*Voc_T1/(n*k*T1));

dVdI_Voc = - 1.15/Ns / 2;

% Rs noi tiep

Rs = - dVdI_Voc - 1/Xv;

A=1.235;

145

Trần Quang Thọ

Vt_Ta = A * k * TaK / q; % = A * kT/q

Vc = Va/Ns;

Ia = zeros(size(Vc));

for j=1:5;

Ia = Ia - (IL - Ia - I0.*( exp((Vc+Ia.*Rs)./Vt_Ta) -1))./(-1 - (I0.*( exp((Vc+Ia.*Rs)./Vt_Ta) -1)).*Rs./Vt_Ta);

end Phụ lục 4-3

Inverter

[gates]

Transform

Gates

Discrete, Ts = 1e-05 s.

From

V_abc

Fre q

V_so

Sun

Terminator

powergui

Vabc (pu)

meas

I_abc

SUN

Tac

Scope3

Sin_C os

Three-Phase V-I Measurement2

Goto8

Vabc

Phase pos. seq. (deg.) PLL

Temp

Terminator3

Iabc

Vabc

MPPT

Iabc

I_so

Three-Phase Source

A B C

R_L3

R_L1

R_L2

a b c

-T-

error

Out1

Transport Delay

Vdc_Error

DC link Controller

Id_ref

V*d

Iq_ref

Vabc

abc

den(s) Transfer Fcn2 0

Pmax

V*q

f(u) Fcn

dq_abc

[gates]

tri

Iq_ref

Current Controller wt

Xungkich

Pmax

Goto

10kHz

1.5/315

From2

From3

Embedded MATLAB Function

Embedded MATLAB Function1

Mô hình mô phỏng nghịch lưu nối lưới ba pha dò MPPT

Bắt đầu

Khởi tạo quần thể

Tính hàm chi phí

yes

Thỏa mãn hàm mục tiêu?

Kết thúc

Mô phỏng với tham số cập nhật

Đánh dấu quần thể

Cập nhật vị trí và vận tốc theo (4.14) và (4.15)

Phụ lục 4-4: lưu đồ giải thuật PSO

Giải thuật PSO

146

Trần Quang Thọ

[gates]

Goto3

V-I 1 r

Gates

iabc

V-I

Goto1

Iabc

Vabc

vg Goto2

Iabc

Inverter1

A B C

3p-Source

R_Lg

R_Li

C f

a b c

Id_ref

Measurement

albe

Discrete 3-phase PLL

dq_albe

V_alp

I_abref

Vabc

albe

abc

V_abc_albe

Iq_ref

V_bet

albe_abc

[gates]

I_abm

[wt]

tri

Xungkich

eal

abc

albe

Goto

V_abc_dq3

9khz

abc_albe

taoxung

ebe

To Workspace

[iabc]

V_abc_albe1

100*pi

Discrete, Ts = Ts s.

powergui

To Workspace1

Mô hình Matlab/Simulink

Code của PSO viết cho Matlab/Simulink

function PSO

Kp =15; Ki =3000;

n =75;

bird_step = 25;

sobien = 2;

k2 =0.2;

k3 =0.2;

K1 =0.2;

K4=1;

current_fitness =zeros(n,1);

current_position(1,:) =Kp*rand(1,n);

current_position(2,:) = Ki*rand(1,n);

velocity = randn(sobien, n) ;

147

Trần Quang Thọ

local_best_position = current_position;

FitnessFunction = @mo_hinhpso;

for i = 1:n

pid = abs(current_position(:,i));

Kp =pid(1);

Ki =pid(2);

current_fitness(i) = FitnessFunction(Kp, Ki);

end

local_best_fitness = current_fitness;

[global_best_fitness,g] = min(local_best_fitness);

for i=1:n

globl_best_position(:,i) = local_best_position(:,g) ;

end

R1=1-local_best_position/current_position+rand;

R2=1-globl_best_position/current_position+rand;

velocity = k1 *velocity + k3*(R1*(local_best_position-current_position)) + k2*(R2*(globl_best_position-current_position));

current_position = current_position + k4*velocity;

% Main Loop

lap = 0;

while ( lap < bird_step ) & (global_best_fitness>2.8e4)

lap = lap + 1;

for i = 1:n

pid = abs(current_position(:,i));

Kp =pid(1)

Ki =pid(2)

current_fitness(i) = FitnessFunction(Kp,Ki);

148

Trần Quang Thọ

end

err(lap) = 0.5*mse(current_fitness); %tieu chuan danh gia

for i = 1 : n % danh dau quan the

if current_fitness(i) < local_best_fitness(i)

local_best_fitness(i) = current_fitness(i);

local_best_position(:,i) = current_position(:,i);

end

[current_global_best_fitness,g] = min(local_best_fitness);

if current_global_best_fitness < global_best_fitness

global_best_fitness = current_global_best_fitness;

for i=1:n

globl_best_position(:,i) = local_best_position(:,g);

end

R1=1-local_best_position/current_position+rand;

R2=1-globl_best_position/current_position+rand;

velocity = k1 *velocity + k3*(R1*(local_best_position-current_position)) + k2*(R2*(globl_best_position-current_position));

current_position = current_position + k4*velocity;

disp(['so vong lap = ', num2str(lap) , ', Sai so = ', num2str(err(lap))]);

end %ket thuc

%Thu lai mo hinh xuat ket qua

pid = abs(globl_best_position(:,1));

Kp = pid(1)

Ki = pid(2)

nfitness = mo_hinhpso( Kp,Ki) Code của mo_hinhpso

149

Trần Quang Thọ

Function F = mo_hinhpso( Kp, Ki) set_param('do_pso/PR', 'Kp',num2str(Kp)); set_param('do_pso/PR', 'Ki',num2str(Ki)); sim('do_pso'); F= sum(e.^2+e1.^2); %Hàm mục tiêu

Cuc tieu ham sai so PSO

x 10

Total iter

r o r r

So vong lap

x 10

s s e n t i

300

250

200

100

150 Kp

x 10

s s e n t i

5500

5000

4500

4000

3500

2500

2000

1500

1000

0 500

3000 Ki

Kết quả thực hiện giải thuật PSO

Phụ lục 4-5: Khảo sát áp dụng cho nghịch lưu nối lưới 3 pha

Trong phần này, một hệ thống nghịch lưu nối lưới ba pha có tham số như bảng 4-5-1

được dùng để kiểm tra khả năng áp dụng các giải pháp đề xuất. Nguyên lý điều khiển

được thể hiện ở hình 4-5-1. Phần mạch công suất được hình thành bằng cách ghép từ

3 bộ nghịch lưu 1pha cầu H như hình 4-5-2. Mạch lọc và nguồn 3 pha được thể hiện

ở hình 4-5-3. Tham số bộ điều khiển cộng hưởng được xác định bằng phương pháp

PSO có kết quả được thể hiện ở hình 4-5-4 (do thay đổi thông số hệ thống).

Bảng 4-5-1: Tham số hệ thống 3 pha

Tham số

Điện cảm lọc Điện trở của Lf Điện cảm nguồn lưới Điện trở của Lg Điện áp nguồn lưới Tụ lọc Tần số chuyển mạch cố định Ký hiệu Lf Rf Lg Rg Vac Cf ffixed Giá trị 5 mH 0,3 Ω 0,5 mH 0,01 Ω 3x380V 5 µF 5 kHz

150

Trần Quang Thọ

Vg_max_est

Pref

sin

Product1

Product2

Trigonometric Function1

Kp_3

cos

Divide1

Product4

Divide

Saturation

1/2

Iia

Trigonometric Function2

K Ts

Product3 2

|u|

Kp1

Vdc

-1

Qref

Math Function

dich

z-1 Discrete-Time Integrator

|u|

Ki1

Math Function2

fest

Product5

|u|

2*pi

Discrete-Time Integrator1

Math Function1

K Ts

z-1

Relay

DC a

CarA

NOT

not1

NOT not

Relay1

Hình 4-5-1: Sơ đồ nguyên lý tín hiệu điều chế pha A

pha_A

Iga

Iia

Vsa

s -

i - C u

Lf_Rf

i - C 1

RLs Igb

Iib

pha_A1

Vsb

s -

i - C u1

Lf_Rf1

i - C 2

RLs1 Igc

pha_A2

Iic

Vsc

s -

i - C 4

Lf_Rf2

i - C 3

RLs2

+ -

+ - v

V2v

V3v

C f

C f1

C f2

Vga

Vgb

Vgc

Hình 4-5-2: Mô hình nghịch lưu cầu H pha A

Hình 4-5-3: Mô hình nguồn và mạch lọc 3 pha

151

Trần Quang Thọ

Cuc tieu ham sai so PSO

x 10

Result

0 0

So vong lap

x 10

9.985

r o r r

0 0

20 Kp

x 10

3856.9

r o r r

15 10 5 0 0

500

1000

1500

2000

3000

3500

4000

4500

5000

2500 Ki

Hình 4-5-4: kết quả dò hệ số Kp và Ki với thông số hệ thống bảng 4-5-1.

Phụ lục 4-6

Ảnh hưởng của tần số chuyển mạch cố định với PLL thông thường

Công suất tác dụng và phản kháng được cài đặt như bảng 4-6-1 để thể hiện sự thay

đổi của nguồn vào.

Bảng 4-6-1: Công suất trong các khoảng thời gian khảo sát

Khoảng khảo sát 0

P (W) 9000 4500 4500

Q (Var) 0 0 3000

152

Trần Quang Thọ

12000

P (W) Q (Var)

10000

8000

6000

r e w o P

4000

2000

0 0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Time (s)

)

200

(

e g a

Va Vb Vc

t l

-200

o V

0.3

0.1

0.2

(a)

)

( t

Ia Ib Ic

n e r r u C

-20 0

0.3

0.1

0.2

(b) Time (s)

Hình 4-6-1: Đáp ứng công suất 3 pha

Hình 4-6-2: Điện áp và dòng điện 3 pha

Trong khoảng thời gian công suất P lớn làm cho sóng hài nhỏ, khi công suất P giảm

còn một nửa thì sóng hài dòng điện tăng lên trong khoảng giữa. Việc bù công suất Q

trong khoảng thời gian cuối giúp dòng điện tăng lên nên giảm sóng hài nhưng cũng

làm tăng tổn hao chuyển mạch.

153

Trần Quang Thọ

Fixed cycle

Ia Ib Ic

)

( t

n e r r u C

-10

-20

0.28

0.26

0.24

0.22

0.18

0.16

0.14

0.2 Time (s)

Proposed cycle

Ia Ib Ic

)

( t n e r r u C

-10

-20

0.14

0.16

0.18

0.2

0.22

0.24

0.26

0.28

Time (s)

Hình 4-6-3: Dòng điện phóng to trong khoảng 0,13 đến 0,29

Hình 4-6-4: Dòng điện phóng to của chu kỳ thay đổi đề nghị trong khoảng 0,13s đến 0,29s

Đáp ứng công suất và điện áp cũng như dòng điện rất nhanh so với giá trị đặt khi sử

dụng bộ điều khiển cộng hưởng PR được thể hiện ở hình 4-6-1 và 4-6-2. Dạng sóng

dòng điện phóng to của phương pháp chu kỳ chuyển mạch cố định ở hình 4-6-3 và

của phương pháp chu kỳ chuyển mạch thay đổi ở hình 4-6-4 có sự khác biệt đáng kể

đỉnh dòng điện và lân cận zero của dòng điện. Sóng hài dòng điện ở hình 4-6-5 và

bảng kết quả 4-6-2 của phương pháp chu kỳ chuyển mạch đề nghị là 1,9%; 4,52% và

3,19% luôn thấp hơn sóng hài của phương pháp chu kỳ chuyển mạch cố định trong

các khoảng khảo sát tương ứng là 2,49%; 5,23% và 4,23% và phổ sóng hài cũng được

trải trong phạm vi rộng.

154

Trần Quang Thọ

Selected signal: 17.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.35

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Time (s)

Fundamental (50Hz) = 19.3 , THD= 1.90%

Fundamental (50Hz) = 19.3 , THD= 2.49%

) l a

1.5

n e m a d n u F

) l a t n e m a d n u F

0.5

o %

f o %

(

g a M

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

Selected signal: 17.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.3

0.35

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

Time (s)

Fundamental (50Hz) = 9.657 , THD= 5.23%

Fundamental (50Hz) = 9.654 , THD= 4.52%

) l a

) l a t n e m a d n u F

n e m a d n u F

f o %

o %

(

( g a M

g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

(d) (a)

Selected signal: 17.5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

Selected signal: 17.74 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.25

0.3

0.35

0.05

0.1

0.15

0.2

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Time (s)

Fundamental (50Hz) = 11.6 , THD= 4.23%

Fundamental (50Hz) = 11.61 , THD= 3.19%

2.5

1.5

) l a t n e m a d n u F

f o %

0.5

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

(b) (e)

Hình 4-6-5: THD dòng điện pha của 3 mức công suất. (a)-(c): THD dòng điện của

chu kỳ cố định đo tại 0,13 s, 0,23 s và 0,33 s tương ứng với 3 mức công suất; (d)-(f):

THD dòng điện của chu kỳ thay đổi

155

Trần Quang Thọ

Bảng 4-6-2: Sóng hài dòng điện pha

THD (%) THD (%) THD (%)

Chu kỳ cố định 2,49 5,23 4,23

Chu kỳ đề nghị 1,9 4,52 3,19

Phụ lục 4-7

Khảo sát chu kỳ chuyển mạch thay đổi đề nghị với công suất P=9kW; Q=0;

trong trường hợp sử dụng vòng khóa pha L-M đề nghị

Tần số được cài đặt thay đổi theo hàm nấc và ba pha mất cân bằng từ 0,2 s như bảng

4-7-1. Theo tiêu chuẩn nối lưới ở phụ lục 1-1, khi điện áp giảm còn 50% đến 85%

định mức, nghịch lưu nối lưới phải không được ngắt khỏi lưới (anti-islanding) trong

0,2s. Do đó, việc chọn giá trị sụt áp 75% định mức dựa vào tiêu chuẩn này để tạo mất

cân bằng.

Bảng 4-7-1: Tham số điện áp nguồn lưới

Khoảng thời gian kháo sát 0

Tần số (Hz) 50 47

Biên độ pha A (%) định mức 100 100

Biên độ pha B (%) định mức 100 75

Biên độ pha C (%) định mức 100 75

156

Trần Quang Thọ

)

Va Vb Vc

( e g a t l o V

0.25

0.3

0.35

0.4

0.15

400 200 0 -200 -400 0

0.05

0.1

0.2 (a)

)

Ia Ib Ic

( t n e r r u C

-20

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 (b) Time (s)

Hình 4-7-1: Dạng sóng điện áp và dòng điện

Điện áp điều khiển luôn đặt ở giá trị định mức để thuận tiện khi đánh giá ảnh hưởng

đến kết quả của 2 PLL khảo sát.

Kết quả khảo sát được trình bày ở hình 4-7-1 đến 4-7-2 và bảng 4-7-2.

Trong khoảng thời gian 0-0,2, khi 3 pha cân bằng thì sóng hài của 3 pha bằng nhau

và bằng 1,9%.

Khi xảy ra mất cân bằng trong khoảng thời gian 0,2-0,4 s do biên độ pha B và C chỉ

còn 75% giá trị định mức, góc pha ước lượng được của PLL thông thường chứa nhiều

nhiễu nên làm cho sóng hài dòng điện của pha B và C tăng lên đáng kể và ảnh hưởng

đến cả pha A với các giá trị tương ứng là 2,59%; 3,82% và 3,72% được thể hiện ở

hình 4-7-2 (a)-(c) và bảng 4-7-2.

Trong khi đó góc pha của vòng khóa pha sử dụng giải thuật L-M đề nghị có độ chính

xác cao như đã trình bày ở chương 3 cho sóng hài dòng điện thấp hơn tương ứng ở

các pha là 1,98%; 3,68% và 3,68% được thể hiện ở hình 4-7-2 (d)-(f) và bảng 4-7-2.

157

Trần Quang Thọ

Selected signal: 18.8 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.35

0.3

0.25

0.15

0.1

0.05

0.2 Time (s)

Fundamental (47Hz) = 18.27 , THD= 2.59%

Fundamental (47Hz) = 19.29 , THD= 1.98%

1.5

) l a t n e m a d n u F

0.5

f o %

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

Selected signal: 18.8 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 Time (s)

Fundamental (47Hz) = 19.3 , THD= 3.68%

Fundamental (47Hz) = 19.7 , THD= 3.82%

) l a

1.5

) l a t n e m a d n u F

n e m a d n u F

0.5

f o %

0.5

o %

(

( g a M

g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

(a) Pha A (d) Pha A

Selected signal: 18.8 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.3

0.35

0.05

0.1

0.15

0.25

0.4

0.2 Time (s)

Fundamental (47Hz) = 19.3 , THD= 3.68%

Fundamental (47Hz) = 19.84 , THD= 3.72%

1.5

) l a t n e m a d n u F

0.5

f o %

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

(e) Pha B (b) Pha B

(f) Pha C (c) Pha C

Hình 4-7-2: Sóng hài dòng điện. (a)-(c) PLL thông thường; (d)-(f) PLL đề nghị

158

Trần Quang Thọ

Bảng 4-7-2: So sánh sóng hài của 2 trường hợp

Ghi chú Vòng khóa pha đề nghị Vòng khóa pha thông thường

2,59 Pha A 1,98

3,82 Pha B 3,68

Đo tại 0,37 s với tần số 47 Hz 3,72 Pha C 3,68

Khi mất cân bằng xảy ra với biên độ điện áp pha B và C bị sụt giảm còn 75% định

mức, các phương pháp PLL thông thường không thể nhận biết biên độ điện áp mỗi

pha nên có thể bơm dòng điện đều nhau ở 3 pha. Điều này khó có thể hỗ trợ ổn định

điện áp lưới. Vì vậy, PLL nên dò biên độ của từng pha riêng lẻ. Khi đó, pha có điện

áp thấp sẽ được bơm dòng điện cao hơn (nhưng không quá định mức của nghịch lưu)

để hỗ trợ ổn định điện áp.

Phụ lục 4-8: Điều khiển 3 pha riêng lẻ để hỗ trợ điện áp lưới khi mất cân bằng

Trong trường hợp này, PLL đề nghị sẽ dò điện áp pha A để có biên độ, tần số và góc

pha của pha A. Pha B và pha C chỉ cần dò biên độ tức là sử dụng mô hình 1 tham số

(biên độ). Khi đó, pha (B và C) có biên độ thấp sẽ được bơm dòng điện cao hơn để

hỗ trợ cân bằng điện áp lưới. Đồng thời việc bù công suất phản kháng để hỗ trợ ổn

định hệ thống cũng được khảo sát trong khoảng thời gian 0.2-0.4 s như bảng 4-8-1.

Bảng 4-8-1: Tham số khảo sát

Khoảng thời gian kháo sát 0

Tần số (Hz) 47 47

Biên độ pha A (%) định mức 100 100

Biên độ pha B (%) định mức 75 75

Biên độ pha C (%) định mức 75 75

Cân bằng công suất P X X

Bù Q=3kVar cho pha B và pha C X

159

Trần Quang Thọ

15000

P (W) Q (Var)

10000

r e w o P

5000

0.1

0.3

0.4

0.2 Time (s)

)

Va Vb Vc

( e g a t l o V

0.4

0.3

0.1

400 200 0 -200 -400 0

0.2 (a)

)

Ia Ib Ic

( t n e r r u C

0.4

0.3

0.1

40 20 0 -20 -40 0

0.2 (b) Time (s)

Hình 4-8-1: Đáp ứng công suất

Hình 4-8-2: Đáp ứng điện áp và dòng điện. (a) Điện áp; (b) Dòng điện

160

Trần Quang Thọ

Selected signal: 18.8 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

-40

0.25

0.3

0.35

0.4

0.05

0.1

0.15

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 Time (s)

Fundamental (47Hz) = 19.27 , THD= 1.98%

Fundamental (47Hz) = 19.27 , THD= 1.95%

1.5

) l a t n e m a d n u F

0.5

f o %

0.5

f o %

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

Selected signal: 18.8 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

-40

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.35

0.3

0.25

0.15

0.1

0.05

0.2 Time (s)

Fundamental (47Hz) = 25.61 , THD= 2.64%

Fundamental (47Hz) = 35.71 , THD= 1.52%

) l a

1.5

n e m a d n u F

) l a t n e m a d n u F

0.5

o %

0.5

f o %

(

g a M

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

(a) Pha A (d) Pha A

Selected signal: 18.8 cycles. FFT window (in red): 1 cycles

-20

-40

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.35

0.3

0.25

0.15

0.1

0.05

0.2 Time (s)

Fundamental (47Hz) = 35.75 , THD= 1.58%

Fundamental (47Hz) = 25.64 , THD= 2.63%

) l a

1.5

n e m a d n u F

) l a t n e m a d n u F

0.5

f o %

( g a M

3 Frequency (Hz)

8 4 x 10

(b) Pha A (e) Pha B

(f) Pha C (c) Pha C

Hình 4-8-3: Sóng hài 3 pha. (a)-(c) THD có cân bằng P; (d)-(f) THD có cân bằng P

và bù Q ở pha B và C

161

Trần Quang Thọ

400

300

Vmaxa (V) Vmaxb (V) Vmaxc (V)

L L P M - L

200

0.35

0.4

0.3

0.15

0.25

0.05

0.1

0.2 (a)

400

Vmax (V)

200

L L P n o C

0 0

0.05

0.1

0.15

0.25

0.3

0.35

0.4

0.2 (b) Time (s)

Hình 4-8-4: Biên độ điện áp ước lượng được

Biên độ điện áp của các pha của PLL đề nghị ở hình 4-8-4(a) cho thấy pha B và C bị

sụt giảm còn 233,25 V.

Để công suất P bơm vào lưới bằng nhau, dòng điện đỉnh pha B và C được tự động

điều khiển tăng lên khoảng 25,61A như đáp ứng ở hình 4-8-1 và 4-8-2. Trong khi đó,

dòng điện đỉnh pha A vẫn giữ giá trị 19,27A nhưng vẫn có sóng hài thấp hơn là 1,98%

so với 2,64% và 2,63% của pha B và pha C tương ứng và được thể hiện ở hình 4-8-

3(a)-(c) và bảng 4-8-2.

Trong khoảng thời gian 0,2-0,4 s, pha B và C được bù 3 kVar giúp cho dòng điện

đỉnh pha B và C tăng lên 35,71 A và 35,75 A tương ứng ở hình 4-8-3(e)-(f). Điều này

giúp cho sóng hài dòng điện pha B và C giảm còn 1,52% và 1,58% tương ứng.

162

Trần Quang Thọ

Bảng 4-8-2: Tổng hợp sóng hài dòng điện

Bù Q Trường hợp khảo sát Cân bằng P Mất cân bằng THDI Pha A (%) THDI Pha B (%) THDI Pha C (%)

2,49 2,5 2,49 Chu kỳ cố định

Vòng khóa pha thông thường

1,9 1,93 1,91 Chu kỳ đề nghị

Vòng khóa pha thông thường

X 2,59 3,82 3,72 Chu kỳ đề nghị

Vòng khóa pha thông thường

X 1,98 3,68 3,68 Chu kỳ đề nghị Vòng khóa pha đề nghị

X 1,98 2,64 2,63 Chu kỳ đề nghị Vòng khóa pha đề nghị

X X 1,95 1,52 1,58 Chu kỳ đề nghị Vòng khóa pha đề nghị

163

Luận án tiến sĩ Kỹ thuật: Điều khiển bộ nghịch lưu nối lưới trong mạng điện phân phối

Chủ đề:

Luận văn thạc sĩ kỹ thuật

Luận văn thạc sĩ kỹ thuật điện

TRẦN QUANG THỌ

ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU NỐI LƯỚI

TRONG MẠNG ĐIỆN PHÂN PHỐI

LUẬN ÁN TIẾN SỸ

NGÀNH: KỸ THUẬT ĐIỆN

ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU NỐI LƯỚI

TRONG MẠNG ĐIỆN PHÂN PHỐI

LÝ LỊCH CÁ NHÂN

Tên đề tài nghiên cứu

Năm bắt đầu/Năm

Đề tài cấp (NN, Bộ,

Vai trò

hoàn thành

ngành, trường)

Cấp Bộ

B2008-22-32

TT

Tên công trình

Năm công bố

Tên tạp chí

LỜI CAM ĐOAN

TÓM TẮT

ABSTRACT

MỤC LỤC

DANH SÁCH CÁC CHỮ VIẾT TẮT

CÁC KÝ HIỆU

LIỆT KÊ HÌNH

TRANG

o Hình 4.4: Đặc tính V-I của dàn pin với τc=298P PK ................................................. 101

o Hình 4.5: Đặc tính công suất của dàn pin Tc=298P PK ............................................. 101

MỞ ĐẦU

CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN

Dàn pin mặt trời

Nguồn lưới

Sóng mang

Điều chế PWM

Dò công suất cực đại Vmppt

Bộ điều khiển dòng

Biểu đồ Q

Bộ điều khiển DC

Bộ điều khiển dòng

]

csvpwm

vfpwm

Disturbance

Origin

Consequences

]dqT [

v

v S

v

PI

Vòng khóa pha

CHƯƠNG 2. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SỬ DỤNG CHU KỲ

CHUYỂN MẠCH THAY ĐỔI

Begin

Begin

No

Sox=0+eps

Np=25; Fmin=1e6;

Yes

Yes

Set x(n); Simulate simulink model;

Np>65

No

Update ∆Psw; SHE-harmonics; F=sum(error.^2);

Number_of_vars=Np; Set parameters for GA; No Call GA;

Fitness=1e6

No

(∆Psw<=los_const)& (SHE-harmonics<=1%)

No

yes

Print X & Fmin;

Fmin>Fitness

Yes

Fitness=1e6