I H QU GI H N I TRƢ C C
BÙ T Ị À
T ẾT KẾ C Ế T O MÁY P ÁT BĂ TẦ S DÙ C O T T V T SỬ DỤ C O TÀU B Ể
U VĂ T C S C TỬ - V T
À – 2014
I H QU GI H N I TRƢ C C
BÙ T Ị À
T ẾT KẾ C Ế T O MÁY P ÁT BĂ TẦ S DÙ C O T T V T SỬ DỤ C O TÀU B Ể
C T - V ễ T
C K
Mã số : 60520203
U VĂ T C S C TỬ - V T
Ƣ ƢỚ DẪ K OA C P S.TS. Bạc a Dƣơ
À – 2014
1
CAM OA
Trong quá trình làm luận văn thạc sỹ, tôi đã đọc và tham khảo rất nhiều loại tài liệu khác nhau từ sách giáo trình, sách chuyên khảo cho đến các bài báo đã được đăng tải trong và ngoài nước. Tôi xin cam đoan những gì tôi viết dưới đây là hoàn toàn chính thống không bịa đặt những kết quả đo đạc thực nghiệm đã đạt được trong luận văn không sao chép từ bất cứ tài liệu nào dưới mọi hình thức. Những kết quả đó là những gì tôi đã nghiên cứu và tích lũy trong suốt thời gian làm luận văn.
Tôi xin hoàn toàn chịu trách nhiệm nếu có dấu hiệu sao chép kết quả từ các tài liệu
khác.
Hà Nội, ngày 26 tháng 06 năm 2014
TÁC Ả
Bùi Thị Hà
2
MỤC LỤC Trang
Lời cam đoan 1
Mục lục 2
Danh mục ký hiệu và chữ viết tắt 4
Danh mục các hình vẽ 5
MỞ ẦU 7
hương 1. TỔNG QU N VỀ Á ỨNG DỤNG BĂNG TẦN S 8
1.1. Giới thiệu về băng tần S 8
1.1.1. Giới thiệu chung 8
1.1.2. Giới thiệu về băng tần S 9
10 1.1.3. Phân loại hệ thống radar
1.2. ấu trúc hệ thống phát radar 11
hương 2. LÝ THUYẾT SIÊU O TẦN V B T O D O NG 13
2.1. Khái niệm chung 13
2.2 Phối hợp trở kháng dùng phần tử tập trung sử dụng giản đồ Smith 14
2.2.1. Thuộc tính cơ bản của giản đồ Smith và giản đồ dmittance 14
2.2.2. Mạch phối hợp trở kháng kiểu L-network 15
2.2.3. Thiết kế mạch phối hợp trở kháng trên một dải tần số 22
2.3. ác tham số cần chú ý của bộ khuếch đại công suất 28
2.3.1. ộ ổn định 28
2.3.2. ộ tuyến tính của bộ khuếch đại 27
2.3.3. Hệ số tạp âm 29
2.3.4. Hiệu suất của bộ phát 31
2.4. Nguyên lý hoạt động và thiết kế bộ tạo dao động 32
3
2.4.1. iều kiện dao động 32
2.4.2. Nguyên lý bộ tạo dao động ba điểm điện dung 32
hương 3. THIẾT KẾ KH I PHÁT ÔNG SUẤT BĂNG S 35
3.1. Thiết kế bộ tạo dao động băng S 35
3.1.1. Yêu cầu và thiết kế 35
3.1.2. Thiết kế mạch nguyên lý cho bộ tạo dao động V O 36
3.2. Thiết kế bộ phát công suất băng S 42
3.2.1. Yêu cầu và thiết kế 42
3.2.2. Thiết kế mạch khuếch đại công suất 44
KẾT LUẬN 50
T I LIỆU TH M KHẢO 51
4
DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT
AC Alternating Current
ADS Advanced Design System
DC Direction Current
D Dao động
K S Khuếch đại công suất
KP Kích phát
IC Integrated Circuit
PPL Phase Locked Loop
VCO Voltage Controlled Osillator
RF Radio Frequency
SCT Siêu cao tần
5
DANH MỤC HÌNH VẼ, BẢNG BIỂU
Hình 1.1 Bảng tham số của hệ thống radar Hình 1.2 Phân loại các đài radar Hình 1.3 Sơ đồ khối hệ thống thu-phát radar
Hình 1.4 Sơ đồ phát theo kiểu tự dao động tự kích công suất lớn
Hình 1.5 Sơ đồ phát dùng bộ dao động chủ và bộ khuếch đại công suất thành phần
Hình 2.1 Mạch phối hợp trở kháng không tổn hao giữa trở kháng tải bất kì
và đường truyền dẫn sóng.
Hình 2.2 Biểu diễn phối hợp trở kháng trên giản đồ Smtih.
Hình 2.3 Các sơ đồ phối hợp trở kháng dùng kiểu L.
Hình 2.4: Sơ đồ kiểu L-network [1]
Hình 2.5 Sơ đồ kiểu L-network [2]
Hình 2.6 Sơ đồ Kiểu L [4]
Hình 2.7 Sơ đồ Kiểu L [6]
Hình 2.8 Sơ đồ Kiểu L [8]
Hình 2.9 Sơ đồ Kiểu L [3]
Hình 2.10 Sơ đồ Kiểu L [5]
Hình 2.11 Sơ đồ Kiểu L [7] Hình 2.12 iều kiện ổn định của mạng hai cửa (two-port network) Hình 2.13 ồ thị biểu diễn độ dốc đường cong bậc ba Hình 2.14 Xác định tham số IP3 Hình 2.15 iểm nén 1dB
Hình 2.16 Mạch phản hồi cơ bản
Hình 2.17 Sơ đồ dao động theo kiểu olpitts
Hình 3.1 Sơ đồ tổng quát của IC Max2750 Hình 3.2 Sơ đồ nguyên lý bộ tao dao động VCO Hình 3.3 Layout cho bộ tạo dao động Hình 3.4 o đạc đánh giá sử dụng máy phân tích phổ Hình 3.5 Kết quả đo tại tần số 2.4 GHz Hình 3.6 Kết quả đo tại tần số 2.45 GHz
6
Hình 3.7 Kết quả đo tại tần số 2.5 GHz
Hình 3.8 Kết quả đo tại tần số 2.54 GHz
Hình 3.9 Kết quả đo tại tần số 2.58 GHz Hình 3.10 ồ thị biểu diễn tần số phụ thuộc vào điện áp Hình 3.11 ồ thị biểu diễn sự thay đổi của biên độ theo tần số Hình 3.12 Packaging của AH201 Hình 3.13 Tham số S của linh kiện
Hình 3.14 Sử dụng giản đồ Smith thiết kế mạch cao tần Hinh 3.15 Sơ đồ nguyên lý mạch khuếch đại công suất băng S Hình 3.16 Kết quả mô phỏng tham số của mạch khuếch đại Hình 3.17 Kết quả mô phỏng tham số cách ly của mạch Hình 3.18 Kết quả mô phỏng VSWR lối ra Hình 3.19 Kết quả mô phỏng độ ổn định của mạch Hình 3.20 Sơ đồ đo đạc dùng máy phân tích mạng Hình 3.21 Kết quả đo tham số S21 Hình 3.22 Kết quả đo tham số S11 Hình 3.23 Kết quả đo tham số S22 Hình 3.24 Kết quả đo tham số S12
7
MỞ ẦU
Với tên đề tài luận văn là : “Thiết kế chế tạo máy phát băng tần S dùng cho thông tin vệ tinh sử dụng cho tàu biển”, bằng lý thuyết và thực nghiệm, luận văn đã thực hiện những nội dung sau:
- Tìm hiểu về tổng quan các ứng dụng của băng tần S - Tìm hiểu về lý thuyết siêu cao tần. - Tìm hiểu sâu về kỹ thuât phối hợp trở kháng; thiết kế và chế tạo thành bộ tạo dao
động băng S (2.4 GHz – 2.5 GHz), bộ khuếch đại công suất băng tần S
- ánh giá kết quả đã đạt được trong luận văn và kết luận.
8
CHƢƠ 1 TỔ QUA VỀ CÁC Ứ DỤ BĂ TẦ S
1.1 Giới thiệu về băng tần S
1.1.1 Giới thiệu chung
Nguyên lý radar lần đầu tiên được nghiên cứu và ứng dụng bởi kỹ sư người ức
Christian Huelsmeyer với mục đích cho tàu thuyền tránh va chạm khi hoạt động trong
thời tiết sương mù. Tiếp đó vào thế chiến thứ hai, radar bắt đầu được sử dụng cho mục
đích quân sự. Hơn nửa thập kỷ sau, các hệ thống radar ngày càng phát triên mạnh mẽ
không chỉ dùng cho mục đích quân sự mà cho cả mục đích dân sự như dự báo thời tiết,
phân luồng bay, các hệ thống kiểm soát tốc độ cao…
Hình 1.1 Bảng tham số của hệ thống radar
9
1.1.2. Giới thiệu về băng tần S
Băng tần S là một phần của băng tần vi ba thuộc phổ điện từ. Nó được định nghĩa theo một tiêu chuẩn của IEEE cho sóng vô tuyến với tần số trong dải 2 tới 4 GHz, tần số 3 GHz là ranh giới giữa UHF và SHF. Băng S được dùng cho radar thời tiết, radar tàu biển, vệ tinh thông tin, đặc biệt là N S dùng cho liên lạc giữa tàu con thoi và trạm không gian quốc tế. Radar băng ngắn 10 cm có dải tần 1,55 tới 5,2 GHz Mộ số ứ dụ bă ầ S V Tại Mỹ, Ủy ban Truyền thông Liên bang chấp nhận phát thanh số vệ tinh được hoạt động trong băng tần S trong dải tần 2,31 tới 2,36 GHz, hiện đang được Sirius Radio sử dụng. Gần đây, một phần tần số của băng S từ 2 tới 2,2 GHz được dùng để lập mạng dịch vụ vệ tinh di động kết nối với các thiết bị phụ trợ mặt đất. Hiện nay chỉ có một số công ty đang có gắng triển khai các mạng này. Dải tần số 2,6 GHz được dùng cho phát quảng bá di động đa phương tiện ở Trung Quốc, đây là một chuẩn truyền hình di động và phát thanh vệ tinh Trung Quốc, cũng như các hệ thống sở hữu độc quyền ở Mỹ, nó không tương thích với các chuẩn mở được dùng ở các nước khác. Tháng 5/2009, Inmarsat và Solaris mobile đã được ủy ban châu Âu cấp băng thông 2x15 MHz thuộc băng S. Tần số được cấp phát là 1,98 tới 2,01 GHz cho đường lên (trạm mặt đất vệ tinh) và từ 2,17 tới 2,2 GHz cho đường xuống ( vệ tinh xuống trạm mặt đất). Vệ tinh Eutelsat W2 được phóng lên quỹ đạo vào tháng 4/2009 ở tọa độ 10 độ ông hiện là vệ tinh duy nhất ở châu Âu hoạt động ở băng tần S. Ở một số nước, băng tần S được dùng cho truyền hình vệ tinh gia đình ( không giống như dịch vụ tương tự ở hầu hết các quốc gia dùng băng Ku). Tần số cấp phát cho dịch vụ này là 2,5 tới 2,7 GHz (LOF 1,57 GHz) Ứ dụ k ác Thiết bị mạng không dây tương thích với chuẩn IEEE 802.11b và 802.11g dùng dải 2,4 GHz của băng tần S. iện thoại không dây số cũng dùng băng tần này. Tại băng tần S còn được phân bổ cho các thiết bị sử dụng vào các mục đích ngoài liên lạc, chẳng hạn như lò vi sóng sử dụng các sóng vô tuyến để đun nóng thức ăn. Lò vi sóng hoạt động ở tần số 2495 hoặc 2450 MHz. F đã đưa các băng tần này vào phục vụ mục đích liên lạc dựa trên các cơ sở : bất cứ thiết bị nào sử dụng những dải sóng đó đều phải đi vòng để tránh ảnh hưởng của việc truy cập từ các thiết bị khác. iều này được thực hiện bằng công nghệ gọi là phổ rộng ( Vốn được phát triển cho quân đội Mỹ sử dụng), có khả năng phát tín hiệu vô tuyến qua một vùng nhiều tần số, khác với phương pháp truyền thống là truyền trên một tần số đơn lẻ được xác định rõ. huẩn IEEE dùng một phần dải tần của băng S, theo chuẩn WiM X hầu hết các nhà cung cấp thiết bị hoạt động trong dải 3,5 GHz. Dải tần chính xác được ấn định cho các chuẩn này là khác nhau tùy quốc gia. Tại Bắc Mỹ, dải tần 2,4 – 2,483 GHz là băng tần ISM dùng cho các thiết bị phổ thông li xăng như điện thoại không dây, tai nghe không dây… trong số những công nghệ điện tử dân dụng khác còn có Bluetooth dùng dải tần 2,402 GHz và 2,480 GHz. Vô tuyến nghiệp dư và vệ tinh nghiệp dư hoạt động ở 2 dải tần của băng S
10
Thông tin quang dùng băng tần S
ể phân loại hệ thống radar, người ta căn cứ vào dấu hiệu chiến thuật và dấu hiệu
1.1.3 Phân loại hệ thống radar
kỹ thuật:
- ông dụng của đài ra đa
* ác dấu hiệu chiến thuật thường gồm:
-
- Mức độ cơ động của đài
Số lượng tọa độ đo được
- Dải sóng làm việc của đài,
- Phương pháp ra đa,
- Phương pháp đo cự ly,
- Số lượng kênh ra đa độc lập.
* ác dấu hiệu kỹ thuật thường gồm:
Hình 1.2 Phân loại các đài radar Theo công dụng có thể chia đài radar theo các loại sau:
- Phát hiện xa các tiêu trên không ( ra đa cảnh giới) - Phát hiện các mục tiêu trên không và dẫn đương cho máy bay tiêm
kích đến các mục tiêu đó ( ra đa cảnh giới và dẫn đường)
- Phát hiện các mục tiêu bay thấp - Chỉ thị mục tiêu cho tổ hợp tên lửa phòng không
11
Theo dấu hiệu kỹ thuật có thể chia đài radar theo có thể chia ra đa theo dải sóng,
theo phương pháp ra đa, theo phương pháp đo cự ly và theo số lượng kênh ra đa độc lập.
1.2 Cấu trúc hệ thống phát radar
Hình 1.3 Sơ đồ khối hệ thống thu-phát radar
ó hai kiểu phát chủ yếu được dùng trong ra đa: Kiểu thứ nhất là thiết bị phát dùng
bộ dao động công suất lớn tự kích ví dụ Magnetron; Kiểu thứ hai dao động tạo ra từ bộ
dao động ổn định công suất nhỏ, được khuếch đại tới mức công suất yêu cầu nhờ một
hoặc một số đèn khuếch đại công suất lớn. Trong đó, bộ tiền điều chế đảm bảo hình thành
xung kích phát bộ điều chế, bộ điều chế tạo ra các xung thị tần công suất lớn với biên độ,
cực tính, độ rộng theo yêu cầu định trước.
Hình 1.4 Sơ đồ phát theo kiểu tự dao động tự kích công suất lớn
12
Hình 1.5 Sơ đồ phát dùng bộ dao động chủ và bộ khuếch đại công suất thành phần
Trong khuôn khổ của luận văn, thiết kế chế tạo hệ thống phát cho radar băng tần
S.sẽ được thiết kế theo cấu trúc hai bước như sau:
a. Thiết kế bộ tạo dao động chủ công suất nhỏ ổn đinh
b. Thiết kế bộ khuếch đại công suất trước khi đưa ra ăngten
Tất nhiên, như đã trình bày ở trên một hệ thống phát radar gồm rất nhiều thành phần cơ bản cũng như tham số phức tạp khi thiết kế. Luận văn tập trung nghiên cứu xây dựng hệ thống phát trên cơ sở thiết kế các bộ tạo dao động ổn định công suất thấp và phối hợp trở kháng ra angten.
13
C ƢƠ 2 Ý T UYẾT S ÊU CAO TẦ VÀ B T O DAO
2.1 Khái niệm chung:
Phối hợp trở kháng là một vấn đề rất quan trọng của kĩ thuật vi ba, là một phần của quá trình thiết kế mạch liên hệ thống siêu cao tần dựa trên cơ sở áp dụng những kiến thức về lí thuyết đường dây truyền dẫn sóng. Mạch phối hợp thường là một mạch không tổn hao để tránh làm giảm công suất và được thiết kế sao cho trở kháng vào nhìn từ đường truyền có giá trị bằng trở kháng sóng Zo của đường truyền. Khi ấy sự phản xạ sóng ở phía trái của mạch phối hợp về phía đường truyền dẫn sẽ không còn nữa, chỉ còn trong phạm vi giới hạn giữa tải và mạch phối hợp, cũng có thể là phản xạ qua lại nhiều lần.
Hình 2.1 Mạch phối hợp trở kháng không tổn hao giữa trở kháng tải bất kì
và đường truyền dẫn sóng.
Sự phối hợp trở kháng mang ý nghĩa như sau:
- Khi thực hiện phối hợp trở kháng công suất truyền cho tải sẽ đạt được cực đại còn
tổn hao trên đường truyền là cực tiểu.
- Phối hợp trở kháng sẽ giúp cải thiện tỷ số tín hiệu/tạp nhiễu của hệ thống khác trong hệ thống sử dụng các phần tử nhạy cảm như angten, bộ khuếch đại tạp âm thấp, bộ khuếch đại công suât, bộ trộn …
- ối với mạng phân phối công suất siêu cao tần (ví dụ mạng tiếp điện cho dàn anten gồm nhiều phân tử), phối hợp trở kháng sẽ làm giảm sai số về biên độ và pha khi phân chia công suất.
Trong phần này, luận văn tập trung tìm hiểu những vấn đề cơ bản và cốt lõi của lý thuyết siêu cao tần đặc biệt là các phương pháp phối hợp trở kháng. ây chính là chìa khóa thành công cho các thiết kế cao tần nói chung và thiết kế khuếch đại công suất nói riêng.
14
2.2 Phối hợp trở kháng dùng phần tử tập trung sử dụng giản đồ Smith
2.2.1 Thuộc tính cơ bản của giản đồ Smith và giản đồ Admittance
- Khi mắc nối tiếp thành phần dung kháng với tải trở kháng ở các điểm bất kỳ trên giản đồ Smith thì các điểm dẫn nạp tương ứng sẽ chuyển động trên đường tròn đẳng điện dẫn (G không đổi) theo chiều ngược kim đồng hồ.
- Khi mắc nối tiếp thành phần cảm kháng với tải trở kháng ở các điểm bất kì trên giản đồ Smith thì các điểm dẫn nạp tương ứng sẽ chuyển động trên đường tròn đẳng G theo chiều kim đồng hồ.
- Khi mắc song song thành phần điện nạp là dung kháng với tải dẫn nạp ở các điểm bất kì trên giản đồ dẫn nạp, thì các điểm dẫn nạp sẽ chuyển động trên đường tròn đẳng G theo chiều kim đồng hồ.
- Khi mắc song song thành phần điện nạp là cảm kháng với tải dẫn nạp ở các điểm bất kỳ trên giản đồ dẫn nạp, thì các điểm dẫn nạp sẽ chuyển động trên đường tròn đẳng G theo chiều ngược kim đồng hồ.
Hình 2.2 biểu diễn sự thay đổi của các thành phần tụ và cuộn cảm song song hoặc
nối tiếp trên giản đồ Smith.
Hình 2.2 Biểu diễn phối hợp trở kháng trên giản đồ Smtih.
15
2.2.2 Mạch phối hợp trở kháng kiểu L-network (dùng phần tử thụ động)
Hình 2.3 biểu diễn các dạng điển hình của phương pháp phối hợp trở kháng dùng
phần tử thụ động.
Hình 2.3 Các sơ đồ phối hợp trở kháng dùng kiểu L.
Về cơ bản phương pháp phối hợp trở kháng này sẽ biến đổi giá trị trở kháng nào đó với đường truyền cho trước (đường truyền đặc trưng ZO). ác phần tử thụ động (L ) thêm vào sẽ làm cho điểm phối hợp trở kháng chạy trên các đường tròn điện dẫn không đổi (G=const) hoặc đường tròn điện trở không đổi (R=const). Ví dụ trong sơ đồ hình 2.3, mọi thành phần mắc song song với trở tải (trong trường hợp này là anten) như trong sơ đồ [1], [3], [5] và [7], đầu tiên sẽ di chuyển dọc theo đường tròn điện dẫn không đổi
( ) tới khi gặp đường tròn điều này tương đương với việc thêm một phần
tới tâm giản đồ trở kháng
giá trị quay tử song song. Tiếp đó dịch chuyển dọc trên đường tròn Smith ở đó Z=Z0. Bởi vì tại tâm của giản đồ Smith ta có:
sẽ cho ta xác định giá trị của điện kháng mắc nối tiếp. Mọi được trên đường thành phần mắc nối tiếp với trở kháng tải anten như trong các sơ đồ [2], [4], [6] và [8]
sẽ được dịch chuyển trên đường đẳng điện trở ( = const) cho tới khi gặp đường tròn ta quay trở cho ta xác định được một thành phần nối tiếp. Trên đường
cho ta xác định giá trị của
kháng về tâm, ở đó Z=Z0, giá trị quay được trên đường điện nạp mắc song song.
16
Phân tích sơ đồ phối hợp trở kháng dùng L-network
Trong sơ đồ hình 2.4, thành phần tụ mắc song song với trở tải lấy các điểm trở
kháng tải trên giản đồ Smith và sử dụng giản đồ dẫn nạp chuyển động trên đường
không đổi cho đến khi gặp đường trên giản đồ Smith. Tổng giá trị thay đổi
tròn của điện nạp trên giản đồ dẫn nạp tương ứng với thêm giá trị của tụ điện C mắc
Vòng tròn điện dẫn không đổi G= const
song song, xác định từ .
Hình 2.4: Sơ đồ kiểu L-network [1]
Từ điểm cắt của đường tròn G không đổi với đường
đường
ta quay dọc theo tới điểm R/Z0 =1 (tâm của giản đồ Smith). Từ hình 2.2 chúng ta thấy đường “Bổ sung cảm kháng nối tiếp”. Giá trị quay được trên giản đồ Smith cho phép ta tính
giá trị của của L. Giá trị của L được xác định từ công thức
Tiếp tục khảo sát hình 2.2 và hình 2.5 cuộn cảm mắc nối tiếp với tải, chúng ta vẽ
trở kháng tải trên giản đồ Smith và quay dọc theo đường không đổi theo chiều
kim đồng hồ trên giản đồ Smith tới khi gặp đường , sử dụng giản đồ dẫn nạp. Tổng
giá trị thay đổi của điện kháng trên giản đồ Smith cho ta giá trị nối tiếp của cảm
kháng. Giá trị của L được xác định từ phương trình: .
Từ điểm cắt của đường R không đổi với đường
, quay cùng chiều kim đồng hồ tới điểm R/Z0 =1 (tâm của giản đồ Smith). Từ hình 2.2 ta thấy chiều của đường “Bổ sung dung kháng song song”. Tổng giá trị thay đổi trên giản đồ dẫn nạp theo chiều kim đồng hồ của dung kháng song song sẽ cho ta giá trị của tụ điện, tính theo công thức
như sau:
17
Hình 2.5 Sơ đồ kiểu L-network [2]
Khảo sát hình 2.2 và hình 2.6 tụ điện mắc nối tiếp với tải, chúng ta vẽ trở kháng
tải trên giản đồ Smith và quay dọc theo đường không đổi theo chiều ngược kim
đồng hồ trên giản đồ Smith tới khi gặp đường , sử dụng giản đồ dẫn nạp. Tổng giá
trị thay đổi của điện kháng trên giản đồ Smith cho ta giá trị nối tiếp của dung
kháng. Giá trị của C được xác định từ phương trình . Từ điểm
cắt của đường R không đổi với đường , quay ngược chiều kim đồng hồ tới điểm R/Z0 =1 (tâm của giản đồ Smith). Từ hình 2.2 ta thấy chiều của đường “Bổ sung dung kháng song song”. Tổng giá trị thay đổi trên giản đồ dẫn nạp theo chiều ngược kim đồng hồ của cảm kháng song song sẽ cho ta giá trị của tụ điện, tính theo công thức như
sau:
Hình 2.6 Sơ đồ Kiểu L [4]
Khảo sát hình 2.2 và hình 2.7 tụ điện mắc nối tiếp với tải, chúng ta vẽ trở kháng
tải trên giản đồ Smith và quay dọc theo đường không đổi theo chiều ngược kim
đồng hồ trên giản đồ Smith tới khi gặp đường sử dụng giản đồ dẫn nạp. Tổng giá trị
thay đổi của điện kháng trên giản đồ Smith cho ta giá trị nối tiếp của dung kháng.
Giá trị của C được xác định từ phương trình . Từ điểm cắt của
18
đường R không đổi với đường
, quay theo chiều kim đồng hồ tới điểm R/Z0 =1
(tâm của giản đồ Smith).
Hình 2.7 Sơ đồ Kiểu L [6]
Từ hình 2.2 ta thấy chiều của đường “Bổ sung dung kháng song song”. Tổng giá trị thay đổi trên giản đồ dẫn nạp theo chiều kim đồng hồ của dung kháng song song sẽ
cho ta giá trị của tụ điện, tính theo công thức như sau:
Khảo sát hình 2.2 và hình 2.8 điện cảm mắc nối tiếp với tải, chúng ta vẽ trở kháng tải
trên giản đồ Smith và quay dọc theo đường không đổi theo chiều kim đồng hồ trên
giản đồ Smith tới khi gặp đường . Sử dụng giản đồ dẫn nạp, tổng giá trị thay đổi của
cảm kháng trên giản đồ Smith cho ta giá trị nối tiếp của cảm kháng. Giá trị của
L được xác định từ phương trình: Từ điểm cắt của đường R không
đổi với đường
, quay ngược chiều kim đồng hồ tới điểm R/Z0 =1 (tâm của giản đồ Smith). Từ hình 2.2 ta thấy chiều của đường “Bổ sung dung kháng song song”. Tổng giá trị thay đổi trên giản đồ dẫn nạp theo chiều ngược kim đồng hồ của cảm kháng song song sẽ cho ta giá trị của cảm kháng, tính theo công thức như sau:
Hình 2.8 Sơ đồ Kiểu L [8]
19
Khảo sát hình 2.2 và hình 2.9 cuộn cảm mắc song song với tải, chúng ta vẽ trở
kháng tải trên giản đồ Smith và sử dụng giản đồ dẫn nạp. Quay trên đường tròn
trên giản đồ không đổi theo chiều ngược kim đồng hồ tới khi gập đường tròn
Smith. Giá trị thay đổi của điện nạp trên giản đồ dẫn nạp cho ta tính giá trị của L
mắc song song với tải và được tính theo công thức:
Từ điểm cắt của đường tròn không đổi và, quay dọc theo đường
theo chiều ngược kim đồng hồ về tâm giản đồ Smith (tới điểm R/Z0=1). Từ hình 2.2 chúng ta thấy đường “Bổ sung dung kháng nối tiếp” của C mắc nối tiếp với tải. Giá trị quay trên giản đồ Smith cho ta xác định giá trị của tụ nối tiếp và được tính theo công thức:
.
Hình 2.9 Sơ đồ Kiểu L [3]
Khảo sát hình 2.2 và hình 2.10 tụ điện mắc song song với tải chúng ta vẽ trở
kháng tải trên giản đồ Smith và sử dụng giản đồ dẫn nạp, quay dọc theo đường
trên giản đồ Smith.
không đổi theo chiều ngược kim đồng hồ tới khi gặp đường tròn Giá trị thay đổi của điện nạp trên giản đồ dẫn nạp cho ta tính giá trị của dung
kháng mắc song song. Giá trị của tụ điện từ phương trình
Từ điểm cắt của đường G không đổi với đường
, quay ngược chiều kim đồng hồ tới điểm R/Z0 =1 (tâm của giản đồ Smith). Từ hình 2.2, ta thấy chiều của đường “Bổ sung dung kháng nối tiếp”. Tổng giá trị thay đổi trên giản đồ Smith của dung thức như kháng nối tiếp sẽ cho theo công tụ điện, trị của ta giá tính
sau:
20
Hình 2.10 Sơ đồ Kiểu L [5]
Khảo sát hình 2.2 và hình 2.11 cuộn cảm mắc song song với tải, chúng ta vẽ trở
kháng tải trên giản đồ Smith và sử dụng giản đồ dẫn nạp, quay dọc theo đường
không đổi theo chiều ngược kim đồng hồ tới khi gập điểm trên giản đồ Smith.
Giá trị thay đổi của điện nạp trên giản đồ dẫn nạp sẽ cho giá trị của cảm kháng mắc
song song và xác định giá trị L theo phương trình:
Từ điểm cắt của đường G không đổi với đường
, quay cùng chiều kim đồng hồ tới điểm R/Z0 =1 (tâm của giản đồ Smith). Từ hình 2.2 ta thấy chiều của đường “Bổ sung cảm kháng nối tiếp”. Tổng giá trị thay đổi trên giản đồ Smith của cảm kháng
nối tiếp sẽ cho ta giá trị của cuộn cảm, tính theo công thức như sau:
Hình 2.11 Sơ đồ Kiểu L [7]
Trong phần này, đã trình bày tương đối chi tiết các sơ đồ điển hình cho phối hợp trở kháng dùng phần tử thụ động theo kiểu L. Mỗi sơ đồ tương ứng cho một vị trí cửa trở kháng phối hợp ZL với đường truyền đặc trưng Z0 trên giản đồ Smith hay giản đồ dmittance. Tuy nhiên, đây chỉ là các sơ đồ điển hình người thiết kế hoàn toàn có thể sáng tạo kết hợp tùy vào từng trường hợp cụ thể cũng như yêu cầu cụ thể để có thể đạt được tối ưu trong thiết kế. Bởi vì bản chất các thiết kế theo phương pháp này khác hẳn so với phối hợp trở kháng sử dụng mạch dải (điểm làm việc chạy trên đường tròn đẳng
21
VSWR), điểm phối hợp sẽ chạy trên đường tròn đẳng điện trở hoặc đẳng dẫn nạp nên phương pháp này cho phép ta linh hoạt trong quá trình phối hợp cũng như khi tinh chỉnh tối ưu trong quá trình thiết kế. Tuy nhiên, thiết kế theo phương pháp này có nhược điểm là phụ thuộc vào chất lượng hay độ phẩm chất của linh kiện. Nhưng điều này hoàn toàn có thể khắc phục được khi sử dụng một số phương pháp đặc biệt điều mà sẽ được sử dụng trong thiết kế khuếch đại công suất của luận văn.
2.2.3 Thiết kế mạch phối hợp trở kháng trên một dải tần số
Trong phần này, chúng ta sẽ đi sâu vào tìm hiểu các phương pháp phối hợp trở kháng trên một dải tần số, tức là thay vì phối hợp trở kháng cho một giá trị trở kháng hay dẫn nạp trên giản đồ Smith, trong trường hợp này sẽ phối hợp trở kháng cho một dải trở kháng hay dẫn nạp nhất định. Chính vì thế, việc phối hợp trở kháng trong một đoạn dải tần không thể đưa các điểm phối hợp về cùng một điểm có giá trị VSWR (VSWR =1 chẳng hạn). Trong phần này, chúng ta sẽ đi vào tìm hiểu phương pháp phối hợp trở kháng sao cho giá trị VSWR trong dải tần số yêu cầu nằm trong một giới hạn xác định.
Biến đổi của điện nạp và điện kháng theo tần số
Chúng ta đã biết, giá trị điện nạp và điện kháng sẽ thay đổi theo sự biến đổi của tần số. hính vì thế, giá trị trở kháng hoặc dẫn nạp cũng thay đổi theo tần số. Trong phần này, chúng ta sẽ tính toán sự thay đổi này và xem xét sự thay đổi của nó trên giản đồ Smith.
Biến đổi của điện kháng
Dung kháng
Giá trị dung kháng tại tần số trung tâm f0 được tính bởi công thức
, khi đó giá trị điện kháng sẽ thay đổi theo công
tần số thay đổi một lượng là thức:
Ta có thể rút gọn được:
(2.1)
Với giá trị:
22
(2.2)
Cần chú ý trong trường hợp này, đối với các khoảng tăng tần số δf như nhau, thì giá trị dung kháng không thay đổi tỷ lệ thuận với sự thay đổi này. Từ phương trình (2.2), ta có thể thấy rằng sự thay đổi giá trị dung kháng tại tần số càng thấp thì sẽ càng lớn so với sự thay đổi ở tần số cao hơn. Chia (2.2b) cho (2.2a) ta có thể thấy được sự phụ thuộc của giá trị điện dung theo tần số như công thức (2.3).
(2.3)
Từ phương trình 2.3, có thể tổng quát hóa cho phép xác định giá trị điện dung Xc1
(f1) tại tần số f1 với một giá trị điện dung xác định XC2(f2) tại tần số f2.
(2.4)
Từ đây, ta có thể xác định được giá trị trở kháng của tải có thành phần trở và thành
phần dung kháng như sau:
(2.5)
Sự thay đổi khi thêm vào các giá trị dung kháng
Trong hầu hết các trường hợp phối hợp trở kháng, người ta thường thêm vào các thành phần dung kháng nối tiếp. Trong phần này, ta sẽ xem xét sự thay đổi khi thêm vào thành phần dung kháng nối tiếp.
Tại tần số f1, thành phần dung kháng nối tiếp có giá trị XC1(f1) vào thành phần
trở kháng Z1(f1), khi đó ta tính được giá trị Zf(f1) như sau
1 ( f1 ) + X
C1 ( f2 ) = R
1 + X
1 ( f1 ) + X c1 ( f1 )
Z f ( f1 ) = Z
Tại tần số f2, thành phần dung kháng nối tiếp có giá trị XC1(f2) vào thành phần
trở kháng Z2(f2), khi đó tính toán được giá trị Zf(f2):
Z f ( f2 ) = Z1 ( f2 ) + X c1 ( f2 ) = R1 + ( X1 ( f1 ) + X c1 ( f1 )) (2.6)
Sự thay đổi giá trị trở kháng theo tần số được tính theo công thức
23
∆ Z f ( f1, f2 ) = X1 ( f1 ) - X 2 ( f2 ) + X c1 ( f1 ) - X c 2 ( f2 )
Hoặc: (2.7)
Phương trình 2.7 có thể biểu diễn dưới dạng:
(2.8a)
(2.8b)
ối với các điểm trở kháng biễu diễn trên giản đồ Smith, thì việc thêm vào thành phần tụ nối tiếp sẽ di chuyển điểm trở kháng dọc theo đường đẳng R ngược chiều kim đồng hồ so với điểm trở kháng tại tần số trung tâm và tỷ lệ nghịch với sự thay đổi theo tần số.
Ảnh hưởng của thay đổi thành phần điện nạp
Thành phần điện nạp điện dung (capacitive susceptance)
Giả sử nếu giá trị điện nạp tại tần số trung tâm fo được cho bởi công thức B0=jω0C, thì khi có sự thay đổi tần số ∂ω=2π∂f , khi đó sẽ có hai tần số là ω0=∂ω, khi đó điện nạp được tính theo công thức:
Khi đó: có thể rút gọn thành:
Hoặc có thể biểu diễn chi tiết hơn như sau:
(2.9a)
Với:
(2.9b)
24
ể tránh thành phần điện nạp cảm ứng tại DC thì f0 > δf. Chú ý giá trị điện nạp cảm ứng tại các giá trị tần số cách nhau khoảng tần số tương đương sẽ tỷ lệ tuyến tính với sự thay đổi này. Lấy phương trình (2.9a) chia cho phương trình (2.9b) ta sẽ tìm được mối quan hệ giữa sự thay đổi của điện nạp cảm ứng tại những tần số lớn hơn tần số trung tâm với thay đổi điện nạp cảm ứng tại những tần số thấp hơn tần số trung tâm.
(2.10)
Phương trình (2.10) có thể viết dưới dạng tổng quát như phương trình 2.11 để xác định thành phần điện nạp cảm ứng BC1(f2) tại tần số f2, với giá trị BC1(f1) đã biết trước:
(2.11)
Ảnh hưởng khi thêm các thành phần điện nạp cảm ứng song song Trong phần này, thêm vào thành phần điện nạp cảm ứng song song để xem xét sự thay đổi của nó tác động lên dẫn nạp trên đoạn dải tần yêu cầu. Giả sử tại tần số f1, thêm thành phần điện nạp cảm ứng song song có giá trị BC1(f1) vào dẫn nạp Y1(f1), ta có: Yf ( f1 ) = Y1 ( f1 ) + BC1 ( f1 ) = G1 + B1 ( f1 ) + BC1 ( f1 )
Tại tần số f2, khi thêm vào thành phần BC2(f2) thì ta cũng thu được giá trị dẫn nạp
mới tại tần số f2 như sau:
Yf ( f2 ) = Y1 ( f2 ) + BB1 ( f2 ) = G1 + (B1 ( f1 ) + BC1 ( f1 ))
Giá trị dẫn nạp thay đổi có thể biểu diễn theo tần số như sau: Yf ( f1, f2 ) = B1 ( f1 ) - B1 ( f2 )+ BC 1 ( f1 ) - BC1 ( f2 )
Hoặc:
(2.12)
Phương trình 2.12 có thể được viết dưới dạng hai tần số flo (f0-δf) và fhi (f0-δf):
(2.13a)
(2.13b)
Khi thêm tụ song song thì giá trị dẫn nạp sẽ dịch chuyển trên giản đồ Smith theo chiều kim đồng hồ so với điểm dẫn nạp tại tần số trung tâm. Về mặt lý thuyết, thì
25
thành phần điện dẫn không phụ thuộc vào tần số nhưng thực tế thì không, vì thế dải dẫn nạp trên đoạn tần sẽ nằm chèn sang sang đường tròn đẳng điện dẫn khác, chỉ có thành phần dẫn nạp tại tần số trung tâm nằm trên đường tròn đẳng điện dẫn G1. Ảnh hưởng của điện nạp cảm ứng (inductive susceptance) Nếu thành phần điện nạp cảm ứng tại tần số trung tâm f0 được cho bởi công thức B0=1/jɷ0L, khi có sự thay đổi về tần số ∂ω=2π∂f, thì xuất hiện hai thành phần tần số thay đổi là flo và fhi, khi đó thành phần điện nạp cảm ứng trở thành:
Hoặc có thể biểu diễn dưới dạng:
(2.14a)
Với
(2.14b)
Với
Cần chú ý giá trị dẫn nạp tại các tần số cách nhau khoảng đều nhau là δf sẽ không thay đổi một lượng tỷ lệ thuận tuyến tính. Trong phương trình tại tần số thấp thì sự thay đổi càng nhiều so với giá trị tại tần số cao hơn. Bây giờ, ta chia phương trình 2.14b cho phương trình để xem xét xem gái trị điện nạp cảm ứng thay đổi như thế nào đối với tấn số nhỏ hơn tần số trung tâm và tần số lớn hơn tấn số trung tâm.
(2.15)
Phương trình 2.15 có thể viết dưới dạng tổng quát để có thể dựa vào đó xác định giá trị điện nạp tự cảm BL1(f1) tại tần số f1, với giá trị điện nạp cảm ứng cho trước BL1(f2) tại tần số f2:
(2.16)
Tương tự như những phần trên ta cũng có thể biểu diễn thành phần dẫn nạp thay
đổi do sự thay đổi thành phần điện nạp cảm ứng:
(2.17)
26
Ảnh hưởng của thành phần điện nạp cảm ứng lên dẫn nạp
Trong nhiều trường hợp khi phối hợp trở kháng, cần chú ý khi thêm vào các thành phần điện nạp song song và ảnh hưởng của các thành phần này lên các thiết kế trong mạch.
Tại tần số f1, khi thêm lượng điện nạp cảm ứng BL1(f1) vào dẫn nạp Y1(f1) thì khi
đó giá trị dẫn nạp Yf(f1) được tính toán bởi công thức:
Yf ( f1 ) = Y1 ( f1 ) + BL1 ( f1 ) = G1 + B1 ( f1 ) + BL1 ( f1 )
Tại tần số f2, tương tự ta có thể biểu diễn được:
Yf ( f2 ) = Y1 ( f2 ) + BL1 ( f2 ) = G1 + (B1 ( f1 ) + BL1 ( f1 ))
Khi đó, ta cũng biểu diễn được sự thay đổi dẫn nạp theo tần số cho bởi công thức:
∆Yf ( f1, f2 ) = B1 ( f1 ) - B1 ( f2 )+ BL 1 ( f1 ) + BL1 ( f2 )
Hoặc:
(2.18)
Từ phương trình 2.18 có thể viết dưới dạng tấn số fhi và flo ta thu được:
(2.19a)
(2.19b)
Khi thêm vào cuộn cảm song song, tại tần số thấp thì giá trị dẫn nạp sẽ thay đổi ngược chiều kim đồng hồ theo đường tròn đẳng điện dẫn G, xa hơn so với thay đổi tại tần số cao hơn. Mặc dù về lý thuyết thì thành phần điện dẫn là không thay đổi theo tần số tuy nhiên trong thực tế thì có cho nên ngoại trừ điểm dẫn nạp tại tần số trung tâm chạy trên đường tròn đẳng điện dẫn G1, thì giá trị dẫn nạp tại các tần số khác sẽ chạy tên đường tròn đẳng điện dẫn có bán kính khác..
2.4 Các tham số cần chú ý của bộ khuếch đại công suất
2.4.1 Độ ổn định (Stability)
ối với thiết kế bộ khuếch đại nói chung và khuếch đại công suất tham số quan trọng cần được đánh giá khá kỹ lưỡng đó chính là độ ổn định (stability). Người thiết kế cần xác định độ ổn định để chắc chắn rằng ở điều kiện nào thì hệ mất ổn định từ đó thiết kế sao cho hợp lý và được gọi là điều kiện ổn định; iều kiện ổn định được xác định
27
thông qua giá trị tham số S của linh kiện, mạng phối hợp trở kháng và giá trị trở tải của hệ thống.
Hình 2.12 Điều kiện ổn định của mạng hai cửa (two-port network)
ó hai kiểu điều kiện ổn định đó là:
iều kiện ổn định vô điều kiện (unconditionally stability)
Một bộ khuếch đại được gọi là ổn định vô điều kiện nếu ở tại tần số nhất định nào đó thỏa mãn điều kiện sau:
(2.20)
(2.21)
iều kiện ổn định có điều kiện (potential stability)
Khi mạch khuếch đại không thỏa mãn điều kiện ổn định vô điều kiện thì ta gọi mạch khuếch đại ổn định có điều kiện ể thuận tiên hơn trong việc phân tích đánh giá độ ổn định của mạch khuếch đại người ta định nghĩa tham số Rollet K như sau:
(2.22)
, với .
Nếu K > 1, thì mạch là ổn định vô điều kiện. Nếu K < 1, thì mạch là ổn định có điều kiện.
28
2.4.2 Độ tuyến tính của bộ khuếch đại
Trong các thiết kế khuếch đại đặc biệt là thiết kế bộ khuếch đại cộng suất, độ ổn định của bộ khuếch đại là một tham số cực kỳ quan trọng mà người thiết kế cần đặc biệt quan tâm. Tham số quyết định đến độ tuyến tính của bộ khuếch đại được gọi là IP3 (third order intercept point).
Hình 2.13 Đồ thị biểu diễn độ dốc đường cong bậc ba
Tham số IP3 được xác định thông qua biểu thức sau:
(dBm) (2.23) IP3 = P1-dB +
, trong đó
là sai số về biên độ giữa tín hiệu sóng mang (test tone) và hài trộn bậc ba (third order product) như trong hình 2.13 và P1-dB (dBm) được gọi là điểm nén một dB là điểm công suất lối vào tại đó hệ số khuếch đại giảm 1dB. ể xác định giá trị IP3 người ta đưa vào mạch khuếch đại hai tín hiệu sóng mang có tần số là f1 và f2 có chênh lệch tần số nhỏ (vài MHz) khi công suất đạt gần tới điểm nén 1dB thì hai thành phần này sẽ tạo ra các hải trộn từ đó ta có thể xác định được IP3 và đưa ra các phương pháp để nâng cao tham số này.
29
Hình 2.14 Xác định tham số IP3
Hình 2.15 Điểm nén 1dB
30
2.4.3 Hệ số tạp âm (Noise Figure)
Hệ số tạp âm (noise figure) được xác định bằng tỷ số tín trên tạp lối vào và tỷ số
tín trên tạp lối ra :
(2.24)
Như vậy hệ số tạp âm có thể coi là mức suy giảm SNR của tín hiệu khi đưa qua bộ khuếch đại. Về lý thuyết, một bộ khuếch đại hoàn toàn có thể khuếch đại mà không làm ảnh hưởng đến tỷ số SNR giữa lối vào và lối ra. Tuy nhiên, trong thực tế các bộ khuếch đại thường làm giảm tỷ số SNR của tín hiệu do ảnh hưởng của ồn nhiệt của linh kiện tích cực. Trong thực tế, hệ số tạp âm được định nghĩa theo đơn vị dB :
NF=10logF (2.25)
2.4.4 Hiệu suất của bộ phát (Efficiency) Tham số này là một tham số khá quan trọng của thiết kế phần khuếch đại công suất, sau khi lựa chọn chế độ làm việc (bias, load line) hay phối hợp trở kháng thì người thiết kế cần chú ý đến hiêu suất làm việc của bộ khuếch đại (P E – power-added efficiency) và được định nghĩa theo công thức sau :
(2.26)
Trong vùng hoạt động của bộ khuếch đại, thì có điểm làm việc tại đố hiệu suất của bộ khuếch đại đạt giá trị cực đại. Trong vùng này thì bộ khuếch đại sẽ hoạt động tuyến tính còn ngược lại bộ khuếch đại sẽ hoạt động trong vùng phi tuyến. Việc xác định tham số P E này cho phép người thiết kế tìm được điểm làm việc tối ưu của bộ khuếch đại (vùng hoạt động tuyến tính). Ngoài các tham số đã đề cập ở trên, còn có các tham số như nguồn nuôi, công suất ra, kết cấu cho bộ khuếch đại, vỏ hộp hay hệ thống tản nhiệt.. Tuy nhiên, trong khuôn khổ luận văn có hạn nên không được đề cập ở đây.
31
2.5 Nguyên lý hoạt động và thiết kế bộ tạo dao động (VCO- Voltage-controlled
Oscillator)
2.5.1 Điều kiện dao động
Dao động xuất hiện khi thỏa mãn điều kiện cân bằng pha và cân bằng biên độ:
Hình 2.1 Mạch phản hồi cơ bản
Thành phần khuếch đại điện thế v(
j) được gọi là khuếch đại lặp vòng hở khi nó là khuếch đại giữa vo và vi khi vf=0 . Hồi tiếp là dương khi tín hiệu phản hồi vf được cộng ) = Avo và Avo là số dương, với tín hiệu vào vi , và ngược lại, gọi là hồi tiếp âm. Nếu v(j ) là 0° (hoặc độ dịch pha qua bộ khuếch đại là 0°, để có hồi tiếp dương thì pha qua β(j bội của 360°). Nếu vo là số âm, độ dịch pha qua bộ khuếch đại là 0°, để có hồi tiếp dương thì pha qua β(j ) là ±180°± n360°. Tóm lại, để có hồi tiếp dương độ dịch pha tổng cộng của mạch khuếch đại vòng lặp hình 2.16 phải là 0° hoặc bội n của 360°.
Ta có: (2.27)
iều kiện dao động:
j)β(j )|=1 (2.28) |Av(
j)β(j )=0° (2.29) Av(
iều kiện cân bằng biên độ (2.28) cho thấy mạch dao động chỉ có thể được duy trì khi mạch khuếch đại có hệ số khuếch đại bù được sự tổn hao do mạch hồi tiếp gây ra. iều kiện cân bằng pha (2.29) cho thấy dao động chỉ có thể phát sinh khi tín hiệu hồi tiếp về đồng pha với tín hiệu vào (hồi tiếp dương).
j)β(j ể có dao động duy trì thì khi mới đóng mạch v(
j)β(j
j)β(j
) phải lớn hơn 1 làm cho biên độ dao động tăng dần cho đến khi bộ khuếch đại chuyển sang làm việc ở trạng thái ) =1. ể có dao động hình sin, bão hòa, hệ số khuếch đại giảm dần sao cho v( phải điều chỉnh hệ số khuếch đại sao cho v( ) =1 và xác lập trước khi bộ khuếch đại chuyển sang trạng thái bão hòa.
32
2.5.2 Nguyên lý bộ tạo dao động ba điểm điện dung
Trong thiết kế bộ tạo dao động, có rất nhiều cách để thiết kế dùng phần tử thụ động hay dùng mạch dải … Mỗi phương pháp có một nguyên lý hoạt động cũng như cách thức thiết kế riêng, nhưng nhìn chung vẫn phải thiết kế thỏa mãn điều kiện về pha và biên độ như trình bày ở phần trên. Tuy nhiên, trong khuôn khổ có hạn của luận văn em chỉ xin trình bày những nguyên lý cơ bản nhất của sơ đồ tạo dao động theo kiểu ba điểm điện dung (Colpitts) Mạch dao động theo kiểu olpitts được phát minh bởi nhà khoa hoc Edwin olpitts là một dạng thiết kế dao động theo kiểu L . Trong đó khung cộng hưởng L được biểu diễn như trong hình 2.17, ưu điểm của sơ đồ này là độ ổn định tần số tương đối tốt mạch thiết kế đơn giản dễ chế tạo.
Hình 2.17 Sơ đồ dao động theo kiểu Colpitts
Thành phần 1và 2 được nối với chân E của transistor hoạt động như cầu chia điện áp, hai thành phần phản hồi này sẽ nạp và xả qua cuộn cảm L. Tần số cộng hưởng được xác định theo công thức sau:
(2.30)
Với giá trị T ( ~ C1//C2) là giá trị tụ tổng hợp của 1 và C2. Trong sơ đồ hình 2.17, mạch được mắc theo kiểu E chung với lối ra ngược pha so với tín hiệu lối vào (1800); để thỏa mãn điều kiện dao động về pha thì lượng lệch pha thêm vào cần là 1800 nữa thông qua mạch phản hồi L 1C2.
33
C ƢƠ 3 T ẾT KẾ K Ố P ÁT C SUẤT BĂ S
3.1 T ế kế bộ ạo dao độ bă S
3.1.1. Yêu cầu và thiết kế
Yêu cầu: Thiết kế và chế tạo bộ tạo dao động băng tần S (2.4GHz – 2.5GHz) Thiết kế: ể đáp ứng yêu cầu thiết kế bộ tạo dao động băng S em lựa chọn thiết kế sử dụng IC chuyên dụng của hãng Maxim Integrated, lựa chọn này hoàn toàn phù hợp với yêu cầu luận văn với những ưu điểm sau:
Dải tần hoạt động ISM band (2.4 GHz – 2.5 GHz) Tích hợp mạch cộng hưởng dùng LC trên chip Dải điều chỉnh điện áp thấp Dòng tiêu thụ thấp Lối ra có bộ đệm (buffer) nâng cao khả năng cách ly cho mạch tránh trường hợp tải lối ra biến thiên làm ảnh hưởng tới chất lượng bộ tạo dao động.
ộ ồn pha thấp
Hình 3.1 Sơ đồ tổng quát của IC Max2750
34
Hoạt động của các chân IC như sau:
STT Chức năng Tên
BYP 1 Tụ lọc nguồn cho VCO với GND
TUNE 2 Nguồn điều chỉnh dao động cho bộ VCO
GND 3 GND
SHDN 4
hân Shutdown logic điều khiển hoạt động của mạch, mức High cho phép thiết bị hoạt động
VCC1 5 Nguồn phân cực cho bộ VCO
VCC2 6 Nguồn cấp cho bộ đệm
OUT 7 hân ra dao động của bộ VCO
GND 8 GND
Thiết kế mạch nguyên lý cho bộ tạo dao động VCO
Hình 3.2 Sơ đồ nguyên lý bộ tao dao động VCO
35
Hình 3.3 Layout cho bộ tạo dao động
Đo đạc và đánh giá tham số cho bộ tạo dao động Sau khi hoàn thành thiết kế và layout, em tiến hành quá trình đo đạc đánh giá tham số cho bộ tạo dao động (VCO) sử dụng máy phân tích phổ ESPI dải tần hoạt động 3KHz – 3.6 GHz.
Hình 3.4 Đo đạc đánh giá sử dụng máy phân tích phổ
36
Hình 3.5 Kết quả đo tại tần số 2.4 GHz
Hình 3.6 Kết quả đo tại tần số 2.45 GHz
37
Hình 3.7 Kết quả đo tại tần số 2.5 GHz
Hình 3.8 Kết quả đo tại tần số 2.54 GHz
38
Hình 3.9 Kết quả đo tại tần số 2.58 GHz
Hình 3.10 Đồ thị biểu diễn tần số phụ thuộc vào điện áp
39
Hình 3.11 Đồ thị biểu diễn sự thay đổi của biên độ theo tần số
Nhận xét: Hoàn thành thiết kế bộ tạo dao động có tham số như sau:
Frequency Range: 2.2 GHz – 2.6 GHz Output power: -8dBm +/- 1 Frequency Sensitivity: 75 MHz/V Tuning voltage: 0 – 3 VDC Power Supply: 5V Phase noise: -80dBc/Hz @ offset 100KHz
40
3.2 T ế kế bộ p á c s ấ bă S
3.2.1 Yêu cầu và thiết kế
Yêu cầu: Thiết kế và chế tạo bộ phát công suất băng tần S (2.4GHz – 2.5GHz) Thiết kế: ể đáp ứng yêu cầu thiết kế em lựa chọn thiết kế sử dụng AH201 của hãng Communication Edge với những ưu điểm như sau:
Dải tần hoạt động rộng tới 3GHz Công suất phát tới 1W ộ tuyến tính cao (IP3, OIP3) Phân cực trong
Hình 3.12 Packaging của AH201
Hình 3.13 Tham số S của linh kiện
Quy trình thiết kế mạch khuếch đại công suất sẽ được thực hiện theo các bước
sau:
41
Zin (Ohm); Zout (Ohm);
- Bước 1: Từ datasheet lấy ra các tham số trở kháng vào và ra: - Bước 2: Sử dụng giản đồ Smith thiết kế mạch phối hợp trở kháng vào ra, trong bước này thực hiện đánh giá lựa chọn các phương án tối ưu trước khi đưa vào mô phỏng.
- Hình 3.14 Sử dụng giản đồ Smith thiết kế mạch cao tần
- Bước 3: Sử dụng phần mềm DS để mô phỏng. - Bước 4: Thiết kế layout trên phần mềm chuyên dụng và lắp ráp mạch - Bước 5: o đạc đánh giá kết quả.
3.2.2. Thiết kế mạch khuếc đại công suất
Sử dụng phương pháp phối hợp trở kháng dùng phần tử thụ động để thiết kế mạch khuếch đại công suất hoạt động ở băng tần S. Khác với các thiết kế phối hợp trở kháng cho mạch khuếch đại tạp âm thấp ở phần máy thu thì các phối hợp khuếch đại công suất phải đảm bảo sao cho hiệu suất đạt được là lớn nhất, hệ số tạp âm nhỏ nhất, dải động lớn, độ tuyến tính cao, công suất lớn nhất chịu được … Việc lựa chọn H201 với ưu điểm thiết kế dải rộng nên hoàn toàn có thể thực hiện thiết kế sử dụng hai phương án dùng phần tử thụ động hoặc dùng mạch dải. Trong luận văn, em thiết kế mạch phối hợp trở kháng dùng phần tử thụ động L .
T ế kế s dụ p ầ mềm ế kế c dụ ADS 2006A
42
Lựa chọn điểm làm việc Vds= 10V, Ids=350mA. Hình 3.15 biểu diễn sơ đồ
nguyên lý của mạch khuếch đại cao tần tạp âm thấp hoạt động ở băng tần S.
Hinh 3.15 Sơ đồ nguyên lý mạch khuếch đại công suất băng S
Trong đó, thành phần L1, 2 đóng vai trò làm mạch trở kháng lối vào trong khi L2, 3, 4 đóng vai trò làm mạch trở kháng lối ra. Thành phần cuộn cảm L2 đóng vai trò làm cuộn chặn cao tần (RF ); tụ 1 làm tụ decoupling và 5, 6 làm tụ bypassing.
43
Sơ đồ mạc v ì ả mạc ực ế
á á m p ỏ
Từ đồ thị trong hình 3.16 3.18 cho thấy , hệ số khuếch đại S21 của mạch là S21 = 13.2 dB trong dải tần số 2.4 GHz đến 2.6 GHz, hệ số phản xạ lối vào S11 = - 7.112dB, hệ số phản xạ lối ra S22 = -15.2 dB., hệ số cách ly của mạch S12 cỡ nhỏ hơn - 25dB. Ngoài ra, các kết quả đánh giá VSWR và độ ổn định của mạch khuếch đại được biểu diễn lần lượt trong hình 3.11 và 3.12 dưới đây:
44
Hình 3.16 Kết quả mô phỏng tham số của mạch khuếch đại
Hình 3.17 Kết quả mô phỏng tham số cách ly của mạch
45
Hình 3.18 Kết quả mô phỏng VSWR lối ra
Hình 3.19 Kết quả mô phỏng độ ổn định của mạch
xé
Trong thiết kế trên, hệ số khuếch đại và dải tần – dải thông đáp ứng yêu cầu đặt ra, mạch hoạt động ổn định với hệ số Rollet K=1.577>1. o đạc đá á am số mạc k ếc đạ
46
Sau quá trình thiết kế mô phỏng, tiếp tục thực hiện khâu quan trọng trong thiết kế
là đo đạc đánh giá so sánh tham số của mạch khuếch đại so với thiết kế mô phỏng.
Hình 3.20 Sơ đồ đo đạc dùng máy phân tích mạng
Hình 3.21 Kết quả đo tham số S21
47
Hình 3.22 Kết quả đo tham số S11
Hình 3.23 Kết quả đo tham số S22
48
Hình 3.24 Kết quả đo tham số S12
Nh xé ác tham số đều đạt yêu cầu thiết kế, hệ số phản xạ vào ra thỏa mãn yêu cầu hệ số khuếch đại đạt được là 13,2 dB là khá gần so với kết quả mô phỏng.
49
Sau quá trình đo đạc tham số của bộ khuếch đại, minh chứng hoàn thành thiết kế
XÉT C U với các tham số như sau:
T số S band (2.2 GHz – 2.6 GHz) 13.2 dB 1W > 7dB > 13dB
T am số Tần số hoạt động Hệ số khuếch đại Công suât ra Return Loss (RL) lối vào Return Loss (RL) lối ra Dải thông (Bandwidth) P1-dB (dBm) Nguồn nuôi Dòng tiêu thụ Hệ số tạp âm 400 MHz 20 dBm 10V 350 mA hưa xác định STT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
50
KẾT U
Việc xây dựng mô hình hệ thống phát cơ bản hoạt động ở băng tần S dựa trên phân tích tìm hiểu khối chức năng đến chi tiết từng tham số kỹ thuật cho hệ thống là một cách tiếp cận giải quyết vấn đề trong luận văn một cách khá logic. Hơn nữa, việc xây dựng một mô hình hệ thống phát cơ bản ở dải tần này không hề đơn giản và cần những giải pháp cũng như phương pháp thiết kế hợp lý. Luận văn đã hoàn thành các nội dụng cơ bản sau:
Tìm hiểu tổng quan hệ thống phát băng tần S, cơ sở lý thuyết kỹ thuật siêu cao tần đặc biệt là kỹ thuật phối hợp trở kháng sử dụng giản đồ Smith.
Tìm hiểu lý thuyết thiết kế bộ tạo dao động (V O)
Tìm hiểu và xây dựng quy trình thiết kế khép kín từ khâu thiết kế mô
phỏng layout chế tạo đo đạc
Thiết kế thành công bộ tạo dao động (V O) băng tần S; thiết kế thành
công bộ khuếch đại công suất 1W phối hợp trở kháng lối ra anten.
Tuy nhiên, đây mới chỉ là những thành công nhỏ bước đầu rất cần có nhiều thiết kế
tối ưu hơn nữa để sản phẩm có thể đáp ứng yêu cầu ứng dụng trong thực tế.
51
TÀ U T AM K ẢO
Tài liệu tiếng Việt:
[1]
PGS.TS Bạch Gia Dương, PGS.TS Trương Vũ Bằng Giang. Kỹ thuật siêu cao tần, NXB HQG Hà Nội.
[2] GS.TSKH Phan Anh. Kỹ thuật siêu cao tần, NXB Khoa học kỹ thuật, Hà
Nội.
Tài liệu tiếng nh:
[1] David M. Pozar, Microwave Engineering, John Wiley & Sons, Inc. [2] George D. Vendelin, Anthony M. Pavio, Ulrich L. Rohde, Microwave Circuit Design Using Linear and Nonlinear Techniques, John Wiley & Sons, Inc.
[3] Guillermo Gonzalez, Microwave Transistor Amplifiers, Prentice Hall. [4] David M. Pozar, Microwave and RF design of wireless systems, John Wiley
& Sons, Inc. [5] Joseph F. White, High Frequency Techniques, John Wiley & Sons, Inc. [6] Ulrich L. Rohde, David P. Newkirk, RF/Microwave Circuit Design for
Wireless Applications, John Wiley & Sons, Inc.
