Tóm tắt luận án Tiến sĩ Kỹ thuật điều khiển và tự động hóa: Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực

MỞ ĐẦU

Tính cấp thiết của đề tài:

Các công trình nghiên cứu áp dụng các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha được thực hiện cả ở trong và ngoài nước. Tuy nhiên các công trình đó chủ yếu thiết kế trên miền thời gian liên tục, hoặc dừng lại ở việc mô phỏng với phần cứng HIL (Hardware In Loop), vấn đề thiết kế điều khiển trên miền thời gian gián đoạn và cài đặt thời gian thực các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha chưa được đề cập đến. Vì vậy, tác giả lựa chọn đề tài: “Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực”

Đối tượng nghiên cứu: Máy điện xoay chiều ba pha loại không đồng bộ rotor lồng sóc, không đồng bộ nguồn

kép và đồng bộ kích thích vĩnh cửu

Mục đích nghiên cứu: Bài toán giải quyết vấn đề cài đặt thời gian thực các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho lớp

đối tượng máy điện xoay chiều ba pha

Phạm vi nghiên cứu: Máy điện xoay chiều pha pha vận hành ở chế độ phi tuyến, khi các cấu trúc điều khiển

phi tuyến được đề xuất sử dụng Phương pháp nghiên cứu:  Phân tích và chỉ ra đặc điểm phi tuyến bilinear của máy điện xoay chiều ba pha, tổng quát hóa dạng phương trình mô tả lớp máy điện xoay chiều ba pha, tổng quát hóa dạng phương trình mô tả mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha

 Trên cơ sở mô hình thu được, tiến hành tổng hợp các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho

máy điện xoay chiều ba pha

 Sau đó tiến hành kiểm chứng các cấu trúc thu ĐK được nhờ mô phỏng off-line trên

nền Matlab/Simulink và PLECS

 Cuối cùng là bước kiểm chứng bằng thực nghiệm trên mô hình thật của máy điện xoay

chiều ba pha trên miền thời gian gián đoạn

Nghiên cứu làm chủ các công cụ và phương pháp khác nhau của lý thuyết điều khiển

hiện đại. Phương pháp nghiên cứu kết hợp giữa lý thuyết, mô phỏng và thực nghiệm.

Ý nghĩa của đề tài: Việc thiết kế các cấu trúc điều khiển (ĐK) phi tuyến nhằm nâng cao chất lượng ĐK máy điện xoay chiều 3 pha (XC3P) đã được tiến hành trong suốt 10 năm qua tại trường ĐHBK Hà Nội nói riêng và trên thế giới nói chung. Tuy nhiên, các kết quả thu được trên miền thời gian, miền tần số chưa phù hợp với thực tiễn kỹ thuật, chưa thuận lợi cho việc cài đặt trên nền tảng kỹ thuật số (điều kiện thời gian thực, sử dụng vi điều khiển). Khi cài đặt ta sẽ phải chuyển xấp xỉ gần đúng luật ĐK thu được sang thuật toán ĐK.

Luận án đặt mục tiêu chỉ ra con đường thực hiện các cấu trúc ĐK phi tuyến thích hợp hơn với thực tiễn, phải xuất phát từ mô hình gián đoạn mô tả đối tượng phi tuyến đủ chính xác

tại các thời điểm gián đoạn cách đều, từ đó thiết kế trực tiếp ĐK phi tuyến hạn chế ảnh hưởng của quá trình xấp xỉ gần đúng luật ĐK sang thuật toán ĐK.

Từ các mục tiêu đặt ra ta sẽ dễ dàng khẳng định được:  Ý nghĩa KH của đề tài: Khẳng định sự tồn tại/không tồn tại nghiệm của mô hình bilinear của đối tượng máy điện XC3P. Từ đó chọn phương pháp thu thập mô hình gián đoạn thích hợp với lớp đối tượng này. Cuối cùng, sử dụng các phương pháp thiết kế ĐK phi tuyến, thiết kế cấu trúc ĐK và kiểm chứng chúng thông qua mô phỏng và thực nghiệm.

 Ý nghĩa thực tiễn của đề tài: Với kết quả mới của luận án, ta sẽ có được chiếc chìa khóa mở cánh cửa đi vào các ứng dụng của thực tiễn công nghiệp, góp phần xác minh tính khả thi của các cấu trúc ĐK phi tuyến cho lớp đối tượng máy điện XC3P.

Những kết quả mới của luận án: Góp phần hoàn thiện các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha. Xây dựng mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha theo phương pháp Taylor, mô hình này có đặc điểm bilinear và phù hợp với thiết kế điều khiển thời gian thực sử dụng các phương pháp điều khiển phi tuyến.

Từ các mô hình vừa xây dựng được tiến hành áp dụng các phương pháp điều khiển phi

tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn

Chứng minh tính khả thi của các bộ điều khiển thiết theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác, nguyên lý hệ phẳng, phương pháp cuốn chiếu backstepping trong điều kiện thời gian thực thông qua mô phỏng và thực nghiệm Nội dung của luận án: Luận án gồm 5 chương Chương 1 trình bày tổng quan các vấn đề trong điều khiển máy điện xoay chiều ba pha

như các loại máy điện xoay chiều ba pha,

Chương 2 trình bày chi tiết về mô hình bilinear của máy điện xoay chiều ba pha, đưa ra các giải pháp xây dựng mô hình trạng thái gián đoạn thích hợp với điều khiển phi tuyến trong điều kiện thời gian thực

Chương 3, trình bày khái quát ý tưởng của các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến: phương pháp tuyến tính hóa chính xác, phương pháp dựa trên nguyên lý hệ phẳng, phương pháp thiết kế cuốn chiếu (backstepping), từ đó đưa ra các cấu trúc điều khiển cho máy điện xoay chiều ba pha.

Chương 4 sử dụng các kết quả thu được ở chương 2 là mô hình hóa của máy điện xoay chiều ba pha. Thực hiện thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn cho máy điện xoay chiều ba pha.

Chương 5 tác giả tập trung vào mô phỏng trên Matlab/Simulink và thực nghiệm sử dụng DSP họ C2000 của hãng Texas Instruments nhằm khẳng định kết quả nghiên cứu. Đây là bước tiền đề để chế tạo biến tần thương mại có tích hợp các thuật toán điều khiển phi tuyến phù hợp với chế độ vận hành phi tuyến của máy điện xoay chiều ba pha.

Máy điện xoay chiều ba pha gồm 3 loại: máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc, máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu, máy điện không đồng bộ nguồn kép. Để cho tập trung và tránh rườm rà trong các chương chỉ trình bày các kết quả nghiên cứu cho một loại máy điện điển hình: máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc, các kết quả nghiên cứu cho hai loại máy điện còn lại được trích dẫn trong Phụ lục. Phần cuối là kết luận và kiến nghị của luận án. 1 TỔNG QUAN 1.1 Đặt vấn đề

Máy điện xoay chiều ba pha (MĐXCBP) bao gồm: máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc (KĐB-RLS), máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu (ĐB-KTVC) và máy điện không đồng bộ nguồn kép (KĐB-NK). Ta không nghiên cứu MĐ ĐB-KTĐL trong luận án này. Ta xét lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha là lớp đối tượng phi tuyến có đặc điểm: Phi tuyến cấu trúc, phi tuyến tham số, phi tuyến rác. Luận án chỉ giới hạn xét đặc điểm phi tuyến cấu trúc của lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha. 1.2 Tổng quan các phương pháp điều khiển máy điện xoay chiều ba pha

Về các phương pháp điều khiển phi tuyến là hướng nghiên cứu, vấn đề quan tâm của luận án. Ta chỉ xét đến các phương pháp điều khiển phi tuyến dựa trên nguyên lý điều khiển vector RFO: phương pháp tuyến tính hóa chính xác, nguyên lý hệ phẳng, phương pháp cuốn chiếu backstepping 1.3 Điều khiển thời gian thực (realtime control, digital control) cho máy điện xoay chiều ba pha

Về thực hiện điều khiển số cho lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha, khi sử dụng các phương pháp thiết kế điều khiển tuyến tính và khi sử dụng phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến được đưa ra rất nhiều các công trình. Các thuật toán điều khiển thiết kế theo phương pháp tuyến tính đã được triển khai thành công trong các thiết bị thương mại. 1.4 Tình hình và định hướng nghiên cứu của luận án

Hầu hết các công trình khảo sát còn chưa xét tới việc áp dụng trong thực tế, đó là việc chuyển các luật điều khiển sang thành thuật toán điều khiển cài đặt trong điều kiện thời gian thực, các công trình đó đều thiết kế thuật toán điều khiển trên miền thời gian xấp xỉ liên tục

Qua tổng kết các công trình nghiên cứu áp dụng phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến cho đối tượng máy điện xoay chiều ba pha, các công trình đó chủ yếu thiết kế luật điều khiển trong miền liên tục (continous-time), chưa xét đến việc triển khai các hệ thống đó trên miền gián đoạn (discrete-time). Luận án sẽ xem xét và tập trung vào vấn đề còn bỏ ngỏ đó, luận án tiến hành thiết kế và cài đặt các thuật toán điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trên miền thời gian gián đoạn. Đó cũng chính là lý do tác giả chọn đề tài:”Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực”. Tác giả xác định các nhiệm vụ để đạt được mục tiêu đó là: - Chỉ ra được phương pháp gián đoạn hóa mô hình của đối tượng phi tuyến, cụ thể là các loại máy điện xoay chiều ba pha. - Áp dụng các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp từ mô hình gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha để thiết kế các cấu trúc điều khiển.

- Cài đặt thuật toán điều khiển cho máy điện xoay chiều ba pha. 2 MÔ HÌNH MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA THÍCH HỢP CHO THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN 2.1 Mô hình toán học của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc

Theo [62] mô hình trạng thái cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc trên hệ tọa độ



tựa từ thông rotor đã được đưa ra:

x

t ( )

tw ( )

(2.1)

A x IM

B u IM s

N x IM

Trong (2.1) đặc điểm phi tuyến bilinear thể hiện ở thành phần thứ 3 vế phải, đó là tích giữa vector trạng thái x và biến vào

t ( )

Đến đây, ta có thể viết lại (2.1) dưới dạng tổng quát: · x

N

A

x

]

[

(2.5)

B u IM s

w IM s

· x

t ( )

A

x ( ) ( ) t t

t ( )

* IM

(2.6)

B u IM s

A

t ( )

A

N

tw ( )

[

]

* IM

IM s

với

hoặc dạng khác: · x

x ( ) ( ) t t

t ( )

A

g(

)

* IM

=g ( ) t

t ( )

(2.7)

với

B u IM s

( ) t

' y rd

A i 1

B u 1

N i 1

X (2.9)

t ( )

X

i

t ( )

[

]

' y rd

+ A N 1

B u 1

N i 1

A i 1

B u 1

X (2.14)

t ( )

Mô hình dòng được viết lại dưới dạng: i d s dt Và ta cũng có thể quy về dạng tổng quát bằng cách biến đổi i d s dt

X

' y rd

(2.15)

* A i t ( ) 1

B u 1

i d s dt

t ( )

[

]

với

* A 1

+ A N 1

tw ( ) s

t ( )

(2.16)

* A i t ( ) 1

g 1

i d s dt

= + t ( ) t ( ) với

' y X rd

g 1 B u 1

Từ mô hình cụ thể (2.1) của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc đã được trình bày và từ mô hình của máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu, máy điện không đồng bộ nguồn kép (trích dẫn trong phần Phụ lục) ta có mô hình tổng quát của máy điện xoay chiều ba pha ▪ Mô hình dạng bilinear:

x

t ( )

Ax

t ( )

Bu

t ( )

N

u t

x ( ) ( ) t

+ å

= 1

(2.17)

▪Mô hình dạng phương trình vi phân ma trận hệ số hàm như sau: · x

* A x t t ( ) ( )

x ( ) ( ) t

Bu

Ax

t ( )

N

* A x t ( ) ( ) t

g

t ( )

u t i

= 1

(2.18)

A

A ( )= + t

N

g ( ); ( ) t

Bu

t ( )

u t i

= 1

với

Từ các phương trình (2.9), và từ mô hình dòng của máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu, mô hình dòng của máy điện không đồng bộ nguồn kép (phần Phụ lục) ta cũng tổng quát hóa dạng phương trình mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha: ▪ Mô hình bilinear: ·

x

t ( )

A x

t ( )

B u

t ( )

N

u t

x ( ) ( ) t

D (2.19)

å

= 1 ▪ Mô hình dạng phương trình vi phân ma trận hệ số hàm

+ =

x

t ( )

t ( ) ( ) t

g

t ( )

(2.20)

* A x t ( ) ( ) t I

B u I

* D A x I

A

t ( )=

A

N

( );

g

t ( )

Với

D

* I

u t i

B u I

= 1

2.2 Mô hình dòng phi tuyến dạng affine của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc Mô hình dòng tổng quát của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc hay cũng chính là mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha có dạng affine:

• x f x H x u f x h x

u 1

h x 2

h x u = ( )+ ( ) = ( )+ ( ) + ( ) + ( ) 3 3 1

(2.28)

y g x = ( )

từ nghiệm cội nguồn của phương

thái gián đoạn t s ( , )

ìïïïí ïïïî 2.3 Mô hình gián đoạn bilinear của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thích hợp với điều khiển thời gian thực Có 3 phương án đưa ra: 2.3.1 Nghiệm của phương trình vi phân dạng ma trận Mô hình trạng Không có lời giải tổng quát để tìm

có , mà tuỳ vào bài toán cụ thể mà ta có nghiệm hiển

t ( ) ( ) ( ) t t

của phương trình hay không. 2.3.2 Nghiệm của phương trình bilinear Xét phương trình bilinear dạng:  x

N x u

B u t ( ) ( );

A x t ( ) ( ) t

t ( )

x 0, (0)

x







(2.44)

Kết quả là phép tính tích phân lặp nhiều biến rất phức tạp. 2.3.3 Mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp Taylor Xét phương trình mô tả đối tượng phi tuyến dạng : · x f x H x u = ( )+ ( ) (2.48)

T ( )

Sử dụng khai triển chuỗi Taylor ta có

 x

t ( )

x

(

x

k ( )

 

1)  



t kT  T : là chu kỳ trích mẫu

( )T

(2.49)

Với là thành phần bậc cao của chuỗi ở trên:

(2)

(

)

(



1 

(

)

( ) T

(2.50)

x

) kT T

x

) kT T

x

kT kT T





...  



( ) T 

, 





1 2!

(

1)!

1 ! n

1 

( )T

Các thành phần bậc cao của ngày càng nhỏ khi chu kỳ trích mẫu càng nhỏ. Đối với hệ

k ( ( )) ( )

thống truyền động điện chất lượng cao, chu kỳ trích mẫu của mạch vòng dòng điện rất nhỏ do vậy các thành phần bậc cao có thể được bỏ qua. Thay (2.48) vào (2.49) ta được: x k T

( )T H x

f x ( ( )) k

T ( )

k ( )

u

x

(

1)  

 



(2.51)

D

k ( )

Nx

Hu



1)  





Từ đó ta có thể áp dụng (2.51) cho mô hình của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc ta có mô hình trạng thái gián đoạn: x ( ) x k (  (2.54)

u

y

x u x ( , );

Nếu hệ phi tuyến thỏa mãn 3 điều kiện thì ta nói hệ là hệ

k u k ( ) ( ) 3 đặc điểm bilinear thể hiện ở tích x(k) và u3(k) thông qua ma trận ghép phi tuyến N 2.4 Kết luận chương 2 Chương 2 đã chỉ ra các phương pháp tìm mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha thích hợp với điều khiển thời gian thực. Mô hình trạng thái gián đoạn thu được khi gián đoạn bằng phương pháp Taylor là cơ sở để thiết kế điều khiển trực tiếp trong miền thời gian gián đoạn. 3 CÁC PHƯƠNG PHÁP THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN CHO MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA 3.1 Cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa chính xác Phần này đã trình bày khái quát về phương pháp tuyến tính hóa chính xác và cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện KĐB-RLS khi thiết kế theo phương pháp này, cũng như đưa ra một số nhận xét của cấu trúc điều khiển đó 3.2 Cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc theo nguyên lý hệ phẳng 3.2.1 Khái quát về nguyên lý hệ phẳng d x dt

* i _sd

' _rd ref

rdy

sdi

* i _sd ref

'* rdy

' _rd ref

sdi

* i _sd

je 

* i _sq ref

* i _sq fb

* sqi

*

refw

sqi

* i _sq

refw

s

* i _sd * i _sq ff

* i _sd * i _sq

je 

s Wm ' rdy

s Wm rdy

phẳng và biến đầu ra y được gọi là đầu ra phẳng của hệ 3.2.2 Cấu trúc điều khiển Một số công trình đưa ra cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng, điển hình là công trình [19] đưa ra cấu trúc Hình 3.5, trong cấu trúc này chưa đề cập đến khâu thiết lập quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng điện.

Hình 3.5. Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng[19]

Hình 3.6 Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB- RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng( có bổ sung thêm khâu thiết lập quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng)

L s

* i sd

* * i s sq

'* rd

* di sd dt

æ ç ç ç ç è

1 s T s

ö- s 1 ÷ ÷ ÷ ÷ s T ø r

- 1 s T r

æ ç ç ç ç è

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ÷ ø

(3.17)

L s

* * i s sd

* i sq

'* rd

* sq dt

æ ç ç ç ç è

1 s T s

ö- s 1 ÷ ÷ ÷ ÷ s T ø r

- 1 s T r

æ ç ç ç ç ç è

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ÷ ø

Luận án đưa ra cấu trúc điều khiển có bổ sung khâu thiết lập quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng như Hình 3.6. Do đó (3.17): theo công được thức tính

* sd

i sd

( K i i

) - + i sd

( * i sd

)

K T i

Và được tính:

* sq

i sq

( * i sq

)

( K i i

) - + i sq

K T i

(3.18)

Chọn tham số Ti,Ki là tham số của bộ điều chỉnh dòng PI. Cuối cùng ta tính được:

(3.19)

L s

* i sd

* * i s sq

'* rd

* sd

i sd

( K i i

)

( * i sd

)

* di sd dt

æ ç ç ç ç è

1 s T s

ö- s 1 ÷ ÷ ÷ ÷ s T ø r

- 1 s T r

K T i

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ÷ ø

(3.20)

L s

* * i s sd

* i sq

'* rd

* sq

( K i i

) - + i sq

( * i sq

)sqi

* sq dt

æ ç ç ç ç è

1 s T s

ö- s 1 ÷ ÷ ÷ ÷ s T ø r

- 1 s T r

K T i

æ ç ç ç ç è æ ç ç ç ç ç è

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ÷ ø

Từ đó ta tính được usd, usq:

* sd

* i sq

æ ç Q y ç ç 1 è

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ø

* di sd dt

* sq dt

dy dt

Để đưa ra hàm của khâu thiết lập quỹ đạo này, ta sẽ đi tìm hàm thể hiện quan hệ giữa tín hiệu điều khiển đầu vào và đầu ra phẳng của mạch vòng đó.

* sd

* i sq

æ ç Q y ç ç 2 è

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ø

* di sd dt

* sq dt

dy dt

æ ç ç= Q i ç 1 ç çè æ ç ç= Q i ç 2 ç çè

ö ÷ ÷ ÷ ÷ ÷ ø ö ÷ ÷ ÷ ÷ ÷ ø

* và isq

(3.21)

là hàm truyền quán tính bậc nhất. Tương tự như vậy ta chọn quan hệ giữa * Từ (3.21) ta có nhận xét là quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng chỉ cần khả vi cấp 1. Khâu * mong muốn. Ta chọn quan hệ giữa thiết lập quỹ đạo có nhiệm vụ tạo dòng stator isd sqi và sdi và * i _sd ref

* i _sq ref

cũng là hàm truyền quán tính bậc nhất.

3.3 Cấu trúc điều khiển cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp backstepping 3.3.1. Khái quát về phương pháp backstepping Phương pháp backstepping là lựa chọn đệ quy một vài hàm thích hợp của biến trạng thái như là biến điều khiển ảo cho các hệ thống con tương ứng. Thủ tục hoàn thành một thiết kế phản hồi cho điều khiển đầu vào được thực hiện từ dạng hàm Lyapunov cuối cùng bằng cách tổng các hàm Lyapunov thành phần ở mỗi tầng thiết kế riêng 3.3.2. Cấu trúc điều khiển

uDC

Backstepping-based controller

refw

' _rd ref

' ,rd refy ,M refm

usd

Các công trình đưa ra các cấu trúc điều khiển khác nhau. Công trình [20] vận dụng phương pháp backstepping thiết kế bộ điều chỉnh phi tuyến cho bài toán điều chỉnh từ thông và điều chỉnh mô-men của máy điện (Hình 3.8). Trong luận án này, bộ điều chỉnh phi tuyến sử dụng backstepping được thiết kế với mục tiêu điều chỉnh từ thông và điều chỉnh tốc độ theo cấu trúc như Hình 3.9. Và ta sẽ sử dụng cấu trúc này để thiết kế điều khiển phi tuyến cho máy điện KĐB-RLS sử dụng phương pháp backstepping trực tiếp từ mô hình trạng thái gián đoạn ở chương 4

R

usα usβ

je 

usq

tu tv tw

je 

ĐCVTKG

sje 

je 

isα isβ

isd isq

isu isv isw

 sJ

MĐKĐB_RLS

MHTT

' rdy

Đo tốc độ

Hình 3.8 Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp backstepping (điều chỉnh từ thông và điều chỉnh mô-men)

Hình 3.9 Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp backstepping(điều chỉnh từ thông và điều chỉnh tốc độ)

3.4 Kết luận chương 3

Chương 3 đã thực hiện các vấn đề bao gồm:

 Khái quát và làm nổi bật ý tưởng của các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến: phương pháp tuyến tính hóa chính xác, phương pháp thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng, phương pháp thiết kế cuốn chiếu backstepping.

 Góp phần hoàn thiện cấu trúc điều khiển máy điện xoay chiều ba pha dựa trên nguyên lý

hệ phẳng cũng như thiết kế theo các phương pháp khác

+ = -

k Ti ( )

aTu

k ( )

(

' rd

+ = -

w y

aTu k ( )

cT T

k Ti ( )

k ( )

(

(4.1)

' rd

( 1 ( 1 J

+ = 1)

k T ( )

k ( )

(

4 ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN THỜI GIAN THỰC CHO MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA

Trong chương này, luận án tập trung vào thiết kế điều khiển phi tuyến trên miền thời gian gián đoạn cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc. Thiết kế cho máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu và máy điện không đồng bộ nguồn kép được trích dẫn trong phần Phụ lục 4.1 Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác Xuất phát từ mô hình trạng thái gián đoạn (2.57) của máy điện KĐB-RLS đã xây dựng trong chương 2, ta viết lại như (4.1): ìï ) i dT i ïïï ) i dT i í ïïï + J w ïî

u k u k ( ), ( )

u k ( )

x k ( )

k x k ( ), ( )

Chuyển sang không gian trạng thái mới với các biến đầu vào: kw ( ) ▪ Vector đầu vào :

= J

y k ( )

k y k ( ), ( )

kJ ( )

▪ Vector trạng thái :

▪ Vector đầu ra :

(

Hệ được viết lại như (4.4):

x

f x H x u f x ( ) ( ) ( ).





1)  



h x ( ) 1

h x ( ) 2

u k ( ) 2

u k ( ) 1

h x ( ) 3

u k ( ) 3

(4.4)

(

y

g x ( )

1)  

   Thực hiện tuyến tính hóa theo 4 bước ta thu được kết quả: Ma trận L:





(4.15)

  L x

aT 0

0 0

Tx 2 Tx 1 T

    

     Biến vào mới w:

( 1

' rd

Tx -

w y

w

cT T

u (4.23)

) dT x ) dT x

' rd

é ê ê ê ê ë

ù ú ú ú ú û

é ê ê ê ê ë

ù ú ú ú ú û

é ê ê ( = - 1 ê ê ê ë

ù ú ú ú ú ú û

( )





w p x L x u (4.24)

1 

( ). ( )

( ).

Khâu chuyển hệ tọa độ trạng thái:

u

 



L x p x L x w (4.25)



x 2

1 aT

Tính toán ma trận nghịch đảo của ma trận L(x) ta thu được kết quả:

1  ( ) L x



x 1

1 aT

1 aT 1 aT 1 T

        

        

(4.27)

x 2

1 aT

( 1

x x 2 3

' y rd

Ta có khâu chuyển tọa độ trạng thái:

u

w (4.28)

x 1

) dT x 1 ) dT x 2

x x 1 2

cT T r

' w y rd

1 aT

ax 3

é ê ê ( 1 ê ê ê ë

ù ú ú ú ú ú û

1 aT 1 aT 1 T

é ê ê ê ê + ê ê ê ê ê ê ë

ù ú ú ú ú ú ú ú ú ú ú û

Viết dưới dạng cụ thể:

k ( )

)

w k ( ) 1

k w k ( ) ( ) 3

) dT i sd

' y rd

i sq

J s

i sq

ìï ï u k ( ) ï sd

é ( ( 1 ê ë

ù ú û

k ( )

k w k ( ) ( ) 3

w k ( ) 2

cT T r

' w y rd

) dT i sq

u k ( ) í sq

J s

i sd

)

é ( ( 1 ê ë

ù ú û

k ( )

w k ( ) 3

J s

1 aT 1 aT 1 T

1 T

ïïïïï ïïïïï w ïïïî Đây chính là bộ điều khiển tuyến tính hóa chính xác cho đối tượng. Cấu trúc điều khiển đưa ra như Hình 4.1:

* i _sd

' _rd ref

'* rdy

sdi

* i _sd ref

rdy

sdi

je 

* i _sq ref

* i _sq fb

*

sqi

refw

je 

sqi

s

 sJ

* i _sd * i _sq ff

 sw

sje 

 sJ ' rdy

je 

s Wm ' rdy

(4.29)

Hình 4.2 Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB- RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng

Hình 4.1 Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác [62]

k ( )

* i sq

* w - 3 ( ) 4 (

- + 1)

(

m W

é ë

ù - + 2) û

1 T 2

k ( )

(

- + 1)

k ( )

r 0

* i sq

é ë

ù û

(4.34) 4.2 Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng a) Vòng tốc độ Xuất phát từ tư tưởng thiết kế dựa trên nguyên lý hệ phẳng cho mạch vòng tốc độ ta tính được: * k ( ) i sq

k ( )

( 1

) '* s y rd

(

- - 1)

(

3 2 - 1)

+ r 01

é ë

ù û

(4.35)

k ( )

- k ( ) 4

(

- + 1)

(

- + 2)

k ( )

(

- + 1)

k ( )

y 3

* sd

'* rd

* sd

'* rd

é ë

ù û

1 T

b) Vòng điều chỉnh từ thông Tương tự như vậy, ta tính toán mạch vòng điều chỉnh từ thông. Từ mô hình máy điện ta có:

ù ú ú û

+ r

(

é ê ê ë - - 1)

'* rd

é ë

ù û

(4.38)

+ - -

k ( )

(

k ( )

* dT i ) sd

* k Ti ( ) sq

' y rd

* i sd

ù û

é ë

c) Vòng dòng Tiếp theo ta xét mạch vòng dòng stator. Từ mô hình dòng bilinear của máy điện KĐB-RLS (2.58) ta tính được thành phần truyền thẳng:

+ - -

k ( )

(

k ( )

k T ( )

k ( )

* dT i ) sq

* k Ti ( ) sd

cT r

'* y rd

* i sq

ù û

é ë

1 aT 1 aT

(4.39)

k ( )

(

- + 1)

k ( )

(

- - 1)

(

r 0

i sd

* i sd

ù û

Kết hợp với bộ điều khiển feedback:

k ( )

(

- + 1)

k ( )

(

- - 1)

(

r 0

i sq

é ë é * i ë sq

ù û ù û

é * r i ë 1 i sd é * r i ë 1 i sq

ù û

(4.40)

k ( )

u k ( )

k ( )

Đầu vào điều khiển cho máy điện: k ( ) u k ( ) (4.41)

refw

' _rd ref

sje 

sje 

 sJ ' rdy

Cấu trúc điều khiển cụ thể như Hình 4.2 4.3 Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp backstepping Cấu trúc điều khiển tác giả sử dụng để thiết kế như Hình 4.3

Hình 4.3 Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp backstepping Trong trường hợp này ta vận dụng phương pháp backstepping để thiết kế bộ điều khiển phi tuyến cho bài toán điều chỉnh tốc độ và điều chỉnh từ thông của máy điẹn KĐB-RLS, khi Wm là hằng số biết trước. Trước khi thiết kế ta bổ sung phương trình chuyển mô men tải

( ) k

= -

( ) k

(4.42)

( 1

)

L s

' y rd

( ) k i sq

m W J

p J

động của máy điện KĐB-RLS trên miền thời gian gián đoạn:

x k (

x k ( )

(4.45)

( ) x k

+ - 1) T

k ( )

2 sq

= -

y c

k ( )

au k ( )

k i ( )

k ( )

' rd

1 T

k ( )

' rd

(4.46)

k i ( )

k ( )

= -

w y ( ) k e

au k ( )

k i ( )

k ( )

' rd

1 T

k ( )

' rd

Mô hình dòng gián đoạn của máy điện KĐB-RLS đã được đưa ra trong (2.57). Và để phù hợp với tư tưởng thiết kế backstepping trên miền thời gian gián đoạn ta viết dưới dạng toán tử d , trong đó định nghĩa toán tử d như sau:

Qua biến đổi (2.57) ta được (4.46): ìïï d ïïïïí ïïï d ïïïî Cuối cùng ta có hệ phương trình của máy điện KĐB-RLS phục vụ thiết kế backstepping:

k ( )

= -

k ( )

k i ( )

k ( )

' rd

m J

k ( )

2 sq

= -

y c

k ( )

k i ( )

k ( )

au k ( )

' rd

ìïï dw ïïïï ïïïïï

k ( )

(4.48)

' rd

d í dy

= -

k ( )

' rd

k i ( )

k ( )

= -

k ( )

k i ( )

k ( )

w y k e ( )

k ( )

au k ( )

' rd

k ( )

' rd

ïïïïïïïïïïïî

e kw ( )

e ky ( )

e k ( )

k ( )

(4.49)

ref

k ( )

(4.50)

e k ( ) y

' rdref

và sai lệch từ thông . Quá trình thiết kế backstepping gồm các bước sau: Bước 1: Xuất phát từ mục tiêu điều chỉnh tốc độ, và điều chỉnh từ thông ta định nghĩa đại lượng sai lệch tốc độ

e kwd ( )

k ( )

e k ( )

k ( )

k i ( )

k ( )

(4.51)

ref

' rd

m k ( ) J

k ( )

Tính của sai lệch tốc độ: Từ (4.48) và (4.49) ta tính được

' rdref

' rd

' ( )

k ( )

(4.52) Từ (4.48) và (4.50) ta tính được: hy dy yd e k ( )

sqk i

k ( )

Từ (4.51) và (4.52) ta có nhận xét là đại lượng đóng vai trò là biến điều khiển

sdi

k ( )

' ( )

k ( )

đóng vai trò là biến điều khiển ảo cho hệ (4.52). Ta có thể xác

,l g là các hàm ổn

)

sdi

sqk i

)

. Gọi và (

k ( )

(4.53)

ref

k e k ( ) 1

( ) m k W J

k ( )

(4.54)

' rdref

' rd

k e k ( ) 2

ảo cho hệ (4.51), còn h định các hàm ổn định của các thành phần ( định, ta chọn các hàm ổn định:

2 w

2 y

1 2

(4.55) Chọn hàm Lyapunov xác định dương:

d 1( )V k

d V k ( )

d e e

(4.56)

)

( d

)

2 w

2 y

2 1

2 2

é ( d ê ë

ù ú û

æ ç = - - k ç ç è

ö ÷ ÷ ÷ ø

æ ç - - k ç ç è

ö ÷ ÷ ÷ ø

T 2

: Từ các phương trình (4.51), (4.52), (4.53), (4.54) ta tính được

k£ -

d V k ( )

V k ( )

(4.57)

1 1

= -

2 min

Từ (4.55) và (4.56) để :

(4.58)

2 1

2 2

ö æ ÷ ç , ÷ ç÷ ç ø è

T 2

ì æ ï ï ç í ç ç ï è ï î

ü ö ï ï ÷ ÷ ý ÷ ï ø ï þ

Với

0, 0

Theo [85] hệ sẽ ổn định mũ khi điều kiện (4.57) thõa mãn

(

)

e ew ,

) y =

là điểm mà tại đó hệ thống con ổn định mũ

< < (4.59)

< < k 1

2 T

k ( ),

k ( )

Có thể thấy rằng, điểm cân bằng ( khi chọn:

xy rd

' ( ) k i sq

i sd

)

2 T Nhưng ( biến sai lệch.

k ( )

không phải là tín hiệu điều khiển thực, do đó ta định nghĩa các

e 2

l = - 1

' xy rd

k i ( ) sq

k ( )

(4.60)

g = - 1

i sd

( ),

(4.61)

e k w

e k ( ) y

= -

+ (4.62)

e k ( ) w

k e w 1

e 2

= -

+ (4.63)

e k ( ) y

k e y 2

e k

( ),

z k ( )

k u ( ),

Khi đó ta có thể viết lại theo các biến sai lệch mới như sau:

k như sau: ( )

. Từ (4.73) ta chọn các biến điều khiển Bước 2: Tính

( -

)

e w

squ k ( )

- k e M k ( ) 3 2

1 N k ( )

k ( )

P k ( )

(4.74)

e y

(4.75)

( -

)

sdu

k e 4 2

1 Q k ( )

,k k là hằng số thực dương. Vì T là chu kỳ trích mẫu nên điều kiện 0

T< < luôn thỏa

Với

k 13

æ ç çè

1 = = khi đó T

ö÷ 1 ç= - ÷ T ÷ ø T

mãn, chúng ta có thể chọn:

4.4 Kết luận chương 4 Trong chương 4 đã tập trung vào thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn. Đó là xuất phát từ mô hình gián đoạn của đối tượng, thực hiện thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp từ các mô hình đó. Đây cũng chính là điểm mới đề xuất của luận án: 5 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THÍ NGHIỆM 5.1 Kết quả mô phỏng cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc 5.1.1 Mô phỏng cấu trúc điều khiển thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác Cấu trúc trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác (Hình 4.1) được mô phỏng dựa trên phần mềm Matlab&Simulink-Plecs (Hình 5.1)

e isd*r

w 1

e_d

usd

usdr

Iabc

Omega Psird*

w 1

w 2

pulses

Flux Controller

Load Torque

usd

usq

Dong i_s

w 3

Theta

usqr

Field Weakening

isd PI Controller

isd

pulses

thetaS

PLECS Circuit

Scope1

e isq*r

Omega

isq

e_q

pulses1

Omega

usd

w 2

U_dc

Psird'

Speed Controller

usq

Udc

Omega_ref

Space Vector Modulation

isq PI Controller

Scope2

usq

U_dc

Circuit1

PWM_Pulses

540

State Feeback Controller

U_dc1

Scope

isu

isd

isv

isw

omegaS

isd

isq

thetaS

Psird'

isq

Omega, Psi'rd, Isd, Isq

thetaSu

1/16

omega

thetaSi

Flux, Isd

Te-isq

Flux Model

Scope3

Scope5

Scope4

Hình 5.1 Sơ đồ mô phỏng cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác

350

Omega Omega*

300

i su i sv i sw

Omega*

250

200

Omega

] s / d a r [

w s

150

i ,

] s / d a r [ a g e m O

v s

i ,

u s

. * a g e m O

-5

100

-10

-15

-20

-50

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

a. Khi sử dụng động cơ có công suất 3,0 kW (Thông số xem Phụ lục) Trường hợp 1: Tiến hành mô phỏng động cơ trong quá trình tăng tốc Ta tiến hành mô phỏng theo các điều kiện:Tại thời điểm: t=0,03(s): khởi động, đặt tốc độ đặt cho động cơ. Tại thời điểm t=0.3 (s): tăng tốc động cơ từ 157.1 rad/s lên 314.2 rad/s. Tại thời điểm t=0,5 (s): đóng tải 100%. Tại thời điểm t=0,7(s): giảm tốc động cơ từ 314.2 rad/s xuống 157.1 rad/s. Một số kết quả mô phỏng như sau:

Hình 5.3 Đặc tính dòng ba pha

Hình 5.2 Tốc độ đặt và tốc độ thực của động cơ

i sd i sq

sq Psird' Omega

Omega

i sd

a g e m O

]

, '

[

d r i

q s

i ,

s P

d s

i sd

q s

i ,

d s

-5

Psird'

-10

i sq

-15

-20

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Hình 5.7 Đáp ứng các thành phần:

i y w

Hình 5.6 Đáp ứng dòng isd&isq

i sd

' rd

Tại thời điểm t=0,03(s) từ thông rotor đã đủ lớn để cho phép tạo mô-men. Lúc này giá trị đặt của tốc độ được đặt, dòng isq nhanh chóng tăng đến giá trị lớn nhất, điều này làm thúc đẩy vận tốc nhanh đạt giá trị đặt. Khi vận tốc đạt giá trị đặt, dòng isq cũng đồng thời giảm về 0, kéo theo mô-men điện từ mM giảm về không. Khi đóng tải tại thời điểm t=0,5 (s) yêu cầu mô-men lớn hơn, dòng isq tăng nhanh đến một giá trị mới và do đó mô-men điện từ cũng tăng theo.

200

150

100

Omega*

]

[

Omega

w s

i ,

v s

i ,

u s

] s / d a r [ a g e m O , * a g e m O

-50

-5

-100

-10

Omega* Omega

-150

-15

-200

0.5

1.5

-20

0.5

1.5

time[s]

Trường hợp 2: Tiến hành mô phỏng động cơ trong quá trình đảo chiều. Ta tiến hành mô phỏng theo các điều kiện: Tại thời điểm: t=0,03(s): khởi động, đặt tốc độ đặt cho động cơ. Tại thời điểm t=0.3 (s): đảo chiều 157.1 rad/s lên xuống -157.1 rad/s. Tại thời điểm t=0,5 (s): đóng tải 100%. Tại thời điểm t=0,7(s): đảo chiều động cơ từ -157.1 rad/s lên 157.1 rad/s

Hình 5.8 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều

Hình 5.9 Đáp ứng dòng ba pha

i sd

]

[

q s

a g e m O

i ,

d s

, ' d r i

s P

q s

Psird'

-5

i ,

Omega

d s

-5

i sd i sq Psird' Omega

-10

-15

-20

0.5

1.5

time[s]

-20

0.5

1.5

time[s]

Hình 5.13 4 thành phần:

i y w

i sd

' rd

Hình 5.11 Thành phần dòng isd và isq

120

Omega* Omega

i sd i sq

1.5

100

0.5

] s /

d a r [

]

[

q s

i ,

d s

-0.5

a g e m O , * a g e m O

-1

-1.5

-2

-2.5

-20

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Quá trình từ hóa tương tự như trường hợp 1. Tại các thời điểm đảo chiều dòng isq tăng đột biến, thành phần dòng isd không thay đổi. b. Khi sử dụng động cơ Marathon (Thông số xem Phụ lục) Trường hợp 1: Khi tăng tốc từ 53.6 rad/s lên 107.22 rad/s và không đóng tải trong thời gian 1s Một số đặc tính thu được trong quá trình mô phỏng

Hình 5.16 Thành phần dòng isd và isq

Hình 5.14 Đáp ứng tốc độ

Khi bắt đầu khởi động, tốc độ thực bám tốc độ đặt tại thời điểm 0.1(s) tức là sau khoảng thời gian 0.07(s). Và sau khoảng thời gian 0.08(s) thì động cơ tăng tốc từ tốc độ 53.61 rad/s lên 107.22 rad/s. Tại thời điểm từ hóa, dòng isd lớn nhất 0.67A, khi động cơ khởi động xong, thành phần dòng isd là không đổi và bằng giá trị định mức 0.45A. Tại thời điểm khởi động, thành phần dòng isq là lớn nhất cỡ 2.01A. Khi khởi động thành công, thành phần dòng isq giảm về 0

120

Omega* Omega

i sd i sq

1.5

100

0.5

]

[

q s

i ,

d s

-0.5

] s / d a r [ a g e m O , * a g e m O

-1

-1.5

-2

-2.5

-20

0.2

0.4

0.6

0.8

1.2

1.4

1.6

1.8

0.2

0.4

0.6

0.8

1.2

1.4

1.6

1.8

1 time[s]

Trường hợp 2: Khi tăng tốc từ 53.61 rad/s lên 107.22 rad/s trong thời gian 2s và không đóng tải

Hình 5.19 Đáp ứng dòng isd và isq

Hình 5.17 Đáp ứng tốc độ

1.5

Omega* Omega

0.5

]

[

] s / d a r [ a g e m O

q s

i ,

d s

-0.5

, * a g e m O

-20

-1

-1.5

-40

-2

-60

0.2

0.4

0.6

0.8

1.2

1.4

1.6

1.8

-2.5

1 time[s]

0.2

0.4

0.6

0.8

1.2

1.4

1.6

1.8

1 time[s]

Tại các thời điểm tăng tốc dòng isq tăng đến giá trị cực đại 2.0A. Khi không tải mà tốc độ động cơ ổn định bằng tốc độ đặt thì dòng isq bằng 0. Trường hợp 3: Khi đảo chiều từ tốc độ 53.61 rad/s xuống -53.61 rad/s trong thời gian 2s và không đóng tải

Hình 5.20 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều

Hình 5.22 Thành phần dòng isd và isq

2.5

200

Omega* Omega

180

160

1.5

140

120

0.5

]

[

q s

100

i ,

] s / d a r [ a g e m O

d s

-0.5

, * a g e m O

-1

-1.5

-2

-2.5

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Trường hợp 4: Khi tăng tốc từ tốc độ 94.25 rad/s lên 188.5 rad/s trong thời gian 1s và không đóng tải

Hình 5.23 Đáp ứng tốc độ

Hình 5.25 Thành phần dòng isd và isq

Trường hợp 5: Khi đảo chiều từ tốc độ 94.25 rad/s xuống -94.25 rad/s trong thời gian 1s và không đóng tải

2.5

100

1.5

0.5

]

[

w s

i ,

v s

i ,

u s

-0.5

-20

] s / d a r [ a g e m O , * a g e m O

-1

-40

-1.5

-60

-2

-80

-2.5

Omega* Omega

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

-100

0.5 time[s]

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Hình 5.27 Đáp ứng dòng ba pha

Hình 5.26 Đáp ứng tốc độ

5.1.2 Mô phỏng cấu trúc điều khiển thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng Động cơ sử dụng có công suất 3,0kW (Thông số cho trong Phụ lục)

Isd

Omega*

Psird'

f(u)

Scope3

Fcn

Omega

Scope7

Omega

Usd

Isq

anpha/beta

Puls

pulses

-C-

3ph->SRF

omega

RRF->3ph

Udc

Usq

Udc

OmegaS

PLECS Circuit

Space Vector Modulation

Iabc

Load

Flatness Based Controller

600

Iabc

Circuit

Load

isu

isd

f(u)

isv

isw

Fcn1

Scope6

isq

thetaS

Psird'

isd

thetaSu

Psird'

isq

thetaSi

Isq

omegaS

omega

Flux Model

Omega

Load Observer

Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng Hình 4.2 được xây dựng mô hình mô phỏng trên Matlab-Simulink và PLECS như Hình 5.35 trong đó để có cấu trúc cho gọn thì các bộ điều chỉnh từ thông, điều chỉnh tốc độ và mạch vòng điều chỉnh dòng được đưa vào khối “Flatness Based Controller”, khối này được xây dựng trên cơ sở thiết kế ở mục 4.2

Hình 5.35 Sơ đồ mô phỏng cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng Ta tiến hành mô phỏng cấu trúc điều khiển phi tuyến dựa trên nguyên lý hệ phẳng cho động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc và thu được một số kết quả: Trường hợp 1: Khi tăng tốc từ 157.1 rad/s lên 314.2 rad/s

350

300

250

200

]

[

150

] s / d a r [ a g e m O

q s

i ,

d s

, * a g e m O

100

-10

-20

-50

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

-30

0.5 time[s]

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Hình 5.40 Đáp ứng dòng isd và isq

Hình 5.36 Đáp ứng tốc độ của động cơ khi tăng tốc

Tại thời điểm t=0,03 (s) động cơ bắt đầu được đặt tốc độ đặt, tốc độ thực bám tốc độ đặt, tuy nhiên phải đến thời điểm t=0,12(s) tốc độ thực mới bám tốc độ đặt. Tốc độ động cơ trơn, láng và nhanh chóng bám tốc độ đặt chỉ sau khoảng thời gian 0.07(s) kể từ khi bắt đầu khởi động. Dòng stator có dạng sin, khi bắt đầu khởi động dòng tăng đến giá trị lớn nhất, sau khi khởi động xong, dòng giảm về giá trị ổn định, khi đóng tải, dòng pha tăng, tại thời điểm tăng tốc dòng pha tăng. Thời điểm khởi động thành phần isd tăng đến giá trị lớn nhất cỡ 3,5 lần giá trị định mức, sau khi động cơ đạt tốc độ đặt, dòng isd giảm và dao động xung quanh giá trị ổn định 3.3A

Tại các thời điểm khởi động, tăng tốc, đóng tải dòng isq đều biến thiên. Tại thời điểm khởi động, dòng isq tăng gấp khoảng 4 lần giá trị định mức. Khi đột biến tốc độ (tăng tốc hoặc giảm tốc) thì dòng isq tăng gấp khoảng 3,5 lần giá trị định mức. Khi chưa đóng tải thì dòng isq có giá trị bằng 0. Khi tăng tốc thì dòng tăng nhanh sau đó lại giảm về 0. Khi đóng tải dòng isq tăng nhanh và sau đó giảm để đạt giá trị ổn định 9.9A

200

100

i sd i sq

150

100

] s /

d a r [

]

[

q s

i ,

d s

a g e m O , * a g e m O

-50

-20

-100

-40

-150

-60

Omega* Omega

-200

-80

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Trường hợp 2 : Khi đảo chiều động cơ Thực hiện đảo chiều động cơ từ 157.1 rad/s xuống -157.1 rad/s sau đó lại đảo chiều về 157.1 rad/s

Hình 5.41 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều

Hình 5.45 Đáp ứng hai thành phần dòng dòng isd và isq

P'rd_ref

Phi_ref

Speed1

Omega Psird*

w_ref

n (v /ph)

usd

To Workspace

P'rd_est

Field Weakening

mM (Nm)

T o Workspace1

Fi'rd (A)

isd

Fird_module

isd (A)

isq

To Workspace7

isq (A)

Cũng giống như trường hợp tăng tốc, khi đảo chiều, tốc độ thực cũng đáp ứng rất nhanh và bám tốc độ đặt với thời gian khá nhanh. 5.1.3 Mô phỏng cấu trúc điều khiển thiết kế theo phương pháp backstepping Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp cuốn chiếu (backstepping) Hình 4.3 được mô phỏng như Hình 5.46

Omega_ref

usdq1

iu (A)

usq

2 ->3

dq-ab

iv (A)

T o Workspace3

Squirel cage ASM

iw (A)

Psird'

Backstepping controller

v s

omega (rad/s)1

isdq1

m_ref1

Squirel Cage ASM

To Workspace2

usd,usq

mT1

T o Workspace8

FluxObserver

isdq

Fi'rd

mT 2

isd

isq

theta

Hình 5.46 Sơ đồ mô phỏng cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp backstepping

350

150

Omega* Omega

300

100

250

200

]

[

150

q s

i ,

d s

100

] s / d a r [ a g e m O , * a g e m O

-50

-100

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Trường hợp 1 : Khi tăng tốc

Hình 5.47 Đáp ứng tốc độ khi tăng tốc

Hình 5.49 Đáp ứng thành phần dòng isd và isq

200

150

i sd i sq

150

100

]

[

q s

i ,

d s

-50

] s / d a r [ a g e m O , * a g e m O

-100

-50

-150

Omega* Omega

-100

-200

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.1

0.2

0.3

0.4

0.6

0.7

0.8

0.9

0.5 time[s]

Tại thời điểm ban đầu và thời điểm đảo chiều, dòng của động cơ rất lớn tăng gấp hơn 10 lần dòng định mức. Tại thời điểm ban đầu dòng isd và isq khá lớn, gấp khoảng 10 lần giá trị định mức Trường hợp 2 : Khi đảo chiều

Hình 5.52 Đáp ứng thành phần dòng isd và isq

Hình 5.50 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều

Khi đảo chiều dòng isd tăng gấp khoảng hơn 10 lần dòng danh định, dòng isq cũng tăng gấp hơn 10 lần dòng danh định.

5.1.4. Đánh giá kết quả mô phỏng khi các cấu trúc điều khiển được thiết kế theo các phương pháp khác nhau Khi mô phỏng 3 cấu trúc điều khiển thiết kế theo 3 phương pháp: tuyến tính hóa chính xác, phẳng, backstepping với cùng một điều kiện để có thể đối chiếu, so sánh, đánh giá các phương pháp. a. Trường hợp 1: Khi tăng tốc

] A [ ' d r i s P

] s / d a r [ a g e m O

Omega* Omega_Exact Omega_Flat Omega_Back

Psird'_Exact Psird'_Flat Psird'_Back

320 300 280 260 240 220 200 180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 -20

3.4 3.2 3.0 2.8 2.6 2.4 2.2 2.0 1.8 1.6 1.4 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0.0 -0.2

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

time[s]

Hình 5.53 Đáp ứng tốc độ ứng với các cấu trúc điều khiển

Hình 5.54 Đáp ứng từ thông ứng với các cấu trúc điều khiển

120

100

110

isd_Exact isd_Flat isd_Back

isq_Exact isq_Flat isq_Back

100

] A [ d s i

] A [ q s i

-20

-40

-60

-80

-10

-20

-100

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

time[s]

Dễ dàng nhận thấy, tốc độ của động cơ khi điều khiển theo cấu trúc thiết kế theo nguyên lý phẳng có đặc tính trơn, láng và nhanh chóng bám theo tốc độ đặt chỉ sau 0.12(s). Đặc tính từ thông của động cơ khi sử dụng phương pháp phẳng nổi trội hơn khi so với hai phương pháp còn lại, dòng từ hóa không dao động và nhanh chóng đạt giá trị xác lập

Hình 5.56 Đáp ứng thành phần dòng isq ứng với các cấu trúc điều khiển

Hình 5.55 Đáp ứng thành phần dòng isd ứng với các cấu trúc điều khiển b. Trường hợp 2: Khi đảo chiều

] A [ ' d r i s P

] s / d a r [ a g e m O

Omega* Omega_Exact Omega_Flat Omega_Back

Psird'_Exact Psird'_Flat Psird'_Back

160 140 120 100 80 60 40 20 0 -20 -40 -60 -80 -100 -120 -140 -160

3.4 3.2 3.0 2.8 2.6 2.4 2.2 2.0 1.8 1.6 1.4 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0.0 -0.2

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

time[s]

time[s] Hình 5.57 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều ứng với các cấu trúc điều khiển

Hình 5.58 Đáp ứng từ thông ứng với các cấu trúc điều khiển

120

100

110

isd_Exact isd_Flat isd_Back

isq_Exact isq_Flat isq_Back

100

] A [ d s i

] A [ q s i

-20

-40

-60

-80

-10

-20

-100

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

time[s]

Hình 5.59 Đáp ứng thành phần dòng isd ứng với các cấu trúc điều khiển

Hình 5.60 Đáp ứng thành phần dòng isq ứng với các cấu trúc điều khiển

Nhận xét: Cấu trúc điều khiển thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác thể hiện ưu thế trong cả hai trường hợp so với 2 cấu trúc điều khiển còn lại 5.2 Kết quả thí nghiệm 5.2.1 Cấu trúc thực nghiệm và ưu thế 5.2.2 Kết quả thí nghiệm động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc Trong phần này, luận án tiến hành thực nghiệm cấu trúc điều khiển điển hình đó là cấu trúc điều khiển động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác. Động cơ sử dụng để thực nghiệm là động cơ Marathon

s ui

sdi

si  si 

je 

 ' rdy

sqi

svi wsi



 sw

 s

sdi

sdu

sdi sqi 1w

sdi



je 

su  su 

squ

sqi

*

Hình 5.63 Sơ đồ nguyên lý của hệ thống

Hình 5.62 Hình ảnh chi tiết biến tần thực nghiệm

c) Tốc độ đặt và dòng isd khi không tải

a. Trường hợp 1: Khi tăng tốc động cơ từ 53.61 rad/s lên 107.22 trong thời gian 1s. Quỹ đạo đặt tốc độ: Tại thời điểm t=0.03 s động cơ bắt đầu được khởi động lên tốc độ 53.61rad/s, tại thời điểm t=0.3s động cơ tăng tốc lên 107.22 rad/s và được giữ nguyên cho đến thời điểm t=0.7s thì giảm tốc về tốc độ 53.61 rad/s. Quá trình khởi động, tăng tốc, giảm tốc được thực hiện trong thời gian 1s (Hình 5.57a)

d) Tốc độ đặt và dòng isq khi không tải

Hình 5.75 Tốc độ và các thành phần dòng của động cơ khi tăng tốc

c) Tốc độ đặt và dòng isq

d) Thành phần dòng isd (màu tím) và isq (màu xanh)

b. Trường hợp 2: Khi tăng tốc động cơ từ 53.61 rad/s lên 107.22 rad/s trong thời gian 2s

Hình 5.76 Tốc độ và các thành phần dòng của động cơ khi tăng tốc c. Trường hợp 3: Khi đảo chiều từ tốc độ 53.61 rad/s (512 vòng/phút) xuống -53.61 rad/s (512 vòng/phút) trong thời gian 2s. Quỹ đạo đặt tốc độ: Tại thời điểm t=0.03 s động cơ bắt đầu được khởi động lên tốc độ 53.61 rad/s, tại thời điểm t=0.3s động cơ đảo chiều xuống tốc độ -53.61 và được giữ nguyên cho đến thời điểm t=0.7s thì lại đảo chiều về tốc độ 53.61 rad/s. Quá trình khởi động, đảo chiều 2 lần được thực hiện trong thời gian 2s

c)Tốc độ đặt và tốc độ thực

d)Dòng isd và dòng isq

d) Tốc độ đặt và dòng isq

c) Tốc độ đặt và dòng isd

Hình 5.77 Tốc độ và các thành phần dòng của động cơ khi đảo chiều d. Trường hợp 4: Khi tăng tốc động cơ từ 94.25 rad/s (900 vòng/phút) lên 188.5 rad/s (1800 vòng/phút) trong thời gian 1s

Hình 5.78 Tốc độ và các thành phần dòng của động cơ khi tăng tốc

Dòng isd và isq tăng lên 2.1A tại thời điểm tăng tốc. Ta thấy rằng tốc độ thực bám rất sát tốc độ đặt

d) Thành phần dòng isd và dòng isq

c) Tốc độ đặt và dòng isq

e. Trường hợp 5: Khi đảo chiều từ 94.25 rad/s (900 vòng/phút) xuống -94.25 rad/s trong thời gian 1s

Hình 5.79 Tốc độ và các thành phần dòng của động cơ khi đảo chiều

f. Trường hợp 6: Khi động cơ vận hành với tốc độ định mức 188.5 rad/s (1800 vòng/phút) và đóng tải

a) Thành phần dòng isd và isq khi đóng tải 50%

b) Thành phần dòng isd và dòng isq

khi đóng tải 70%

Hình 5.80 Đặc tính khi đóng tải

Khi đóng tải, dòng isd không đổi, thành phần dòng isq tăng tỷ lệ với tải. Khi tải 70% dòng isq khoảng 1A. Các kết quả thực nghiệm phản ánh đúng các nhận thức thu được. Từ các kết quả thực nghiệm của dòng isd, isq trong cả trường hợp tăng tốc, đảo chiều đều thể hiện đặc điểm tách kênh giữa hai thành phần dòng. 5.3 Kết luận chương 5

Chương 5 làm nhiệm vụ mô phỏng và cài đặt cấu trúc điều khiển phi tuyến điển hình cho một loại máy điện xoay chiều ba pha cụ thể. Từ đó có thể tổng quát hóa phương pháp cài đặt các thuật toán điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha.

KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ

KẾT LUẬN: Các đóng góp của luận án: 1. Về mô hình máy điện xoay chiều ba pha :

Vận dụng phương pháp gián đoạn Taylor từ đó đưa ra mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha có đặc điểm bilinear. Đó là các mô hình (2.54), (6.21), (6.45). Các mô hình này là cơ sở để thiết kế điều khiển trong điều kiện thời gian thực trong chương 4

2. Sử dụng mô hình phi tuyến đã xây dựng được để thiết kế các bộ điều khiển phi tuyến trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác, phương pháp, nguyên lý hệ phẳng, phương pháp cuốn chiếu backstepping.

3. Chứng minh tính khả thi của các bộ điều khiển thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác, nguyên lý hệ phẳng, phương pháp cuốn chiếu backstepping trong điều kiện thời gian thực thông qua mô phỏng và thực nghiệm.

KIẾN NGHỊ:

Với kết quả mới của luận án, kiến nghị về khoa học: xây dựng mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha bảo toàn đặc điểm bilinear chính xác hơn nữa. Bổ sung các thuật toán nâng cao: thích nghi, nhận dạng…để hoàn thiện các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha.Về thực nghiệm: với biến tần thực nghiệm đã xây dựng cần bổ sung, hoàn thiện một số chức năng phụ trợ: bảo vệ, truyền thông… cần tiến hành thử nghiệm đánh giá các thuật toán điều khiển trong các điều kiện thử nghiệm khác nhau