Bài giảng Thiết kế điều khiển cho bộ biến đổi điện tử công suất

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI VIỆN ĐIỆN – BM. TỰ ĐỘNG HÓA XNCN

Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương

THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI

ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH

Hà Nội – Năm 2014

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

MỤC LỤC

BỘ ĐỔI CÁC BIẾN ĐIỀU 2 HỆ KHIỂN THỐNG

MỤC LỤC ........................................................................................................................ 1 DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT ................................................................ 4 DANH MỤC BẢNG ........................................................................................................ 5 DANH MỤC HÌNH VẼ ................................................................................................... 6 MỞ ĐẦU ........................................................................................................................ 11 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất ........................... 12 1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor ........................................................... 13 1.2.1 Quá trình mở Tiristor ................................................................................. 14 1.2.2 Quá trình khóa tiristor ................................................................................ 15 1.2.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor ......................................... 15 1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor ............................................................ 16 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT ........................................... 17 1.3.1 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET ........................................ 17 1.3.2 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT............................................... 19 1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT ......................................................... 20 PHỤ THUỘCEquation Chapter (Next) Section 1 ............................................................... 24 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc ............................... 24 2.1.1 Khối đồng pha và tạo điện áp tựa .............................................................. 25 2.1.2 Khâu so sánh .............................................................................................. 27 2.1.3 Khâu tạo xung ............................................................................................ 28 2.1.3.1 Khâu tạo xung kép ............................................................................... 28 2.1.3.2 Khâu tạo xung chùm ............................................................................ 29 2.1.4 Khâu khuếch đại xung................................................................................ 30 2.1.5 Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh ........................ 30 2.1.6 Sử dụng IC chuyên dụng làm driver cho chỉnh lưu phụ thuộc .................. 32 2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor ............................ 35 2.2.1 Mô hình hóa khối điều chế độ rộng xung .................................................. 35 2.3 Kết quả mô phỏng ............................................................................................. 38 2.3.1 Chỉnh lưu cầu một pha ............................................................................... 38 2.3.2 Chỉnh lưu cầu ba pha ................................................................................. 39 2.3.2.1 Điều khiển vòng hở .............................................................................. 39 2.3.2.2 Điều khiển vòng kín ............................................................................. 40 2.4 Bài tập ................................................................................................................ 41 3Equation Chapter 1 Section 1 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC . 44 3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC ......................................... 44 3.1.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 44 3.1.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 46 3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck ........................................................... 49 3.2.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 49 3.2.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 52 3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost .......................................................... 53

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

3.3.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 53 3.3.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 55 3.4 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost............................................... 57 3.4.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 57 3.4.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 59 3.5 Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM) 59

3.5.1 Mô hình trung bình .................................................................................... 59 3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC ............................ 63 3.6.1 Nguyên lý điều khiển điện áp (Voltage mode) .......................................... 63 3.6.2 Nguyên lý điều khiển dòng điện (Current mode) ...................................... 63 3.6.2.1 Mô hình bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện .... 64 3.6.3 Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động........................ 66 3.6.4 Một số bộ bù sử dụng trong cấu trúc điều khiển DC/DC converter .......... 68 3.6.5 Tuyến tính hóa khâu điều chế độ rộng xung .............................................. 73 3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck ................................ 74 3.7.1 Điều khiển trực tiếp .................................................................................... 74 3.7.2 Điều khiển gián tiếp ................................................................................... 80 3.7.2.1 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện trung bình ................................. 80 3.7.2.2 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh .......................................... 83 3.8 Bộ biến đổi kiểu boost ....................................................................................... 83 3.8.1 Điều khiển trực tiếp .................................................................................... 83 3.8.2 Điều khiển gián tiếp ................................................................................... 86 3.9 Bài tập ................................................................................................................ 89 3.10 Bộ biến đổi PFC ................................................................................................ 90 3.10.1 Sơ đồ mạch lực ........................................................................................... 90 3.10.2 Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC ......................................................... 91 3.10.2.1 Thiết kế mạch vòng dòng điện ........................................................... 91 3.10.2.2 Thiết kề mạch vòng điện áp ............................................................... 92 3.10.3 Bài tập ........................................................................................................ 92 4Equation Chapter (Next) Section 1 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC 94

LẬP 4.1 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi nghịch lưu độc lập ................................................ 94 4.2 Mô tả toán học nghịch lưu áp ............................................................................ 94 4.2.1 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp một pha ............................................ 94 4.2.2 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp ba pha .............................................. 96 4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha .......................... 98 4.3.1 Phương pháp điều chế hai cực ................................................................... 98 4.3.2 Phương pháp điều chế đơn cực .................................................................. 99 4.3.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha ............................................................................................................ 102 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ........................... 104 4.4.1 Phương pháp Sin PWM ........................................................................... 104 4.4.2 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) .................................... 105 4.4.2.1 Khái niệm vector không gian ............................................................. 105 4.4.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian .......................................... 106 4.4.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ............................................................................................................ 114 4.5 Bù thơi gian chết deadtime trong nghịch lưu nguồn áp ................................... 116 4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha ............... 116

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

4.6.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha ...... 116 4.6.2 Ví dụ về thiết kế mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha .................................................................................................................. 118 4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha.................. 118 4.7.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha ........ 118 4.7.1.1 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ .................... 119 4.7.1.2 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq .................. 119 4.8 Bài tập .............................................................................................................. 121 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤTEquation Chapter (Next) Section 1 ................................................................ 123 5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số ................................................................. 123 5.1.1 Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z ................................................ 123 5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất .............................. 125 5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung .................. 126 5.3.1 Độ phân giải của A/D............................................................................... 126 5.3.2 Yêu cầu độ phân giải DPWM .................................................................. 127 5.3.3 Đồng bộ giữa thời điểm trích mẫu ADC và khung thời gian điều chế độ rộng xung ................................................................................................. 128 5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung ....................................................... 129 5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số ................................................................... 130 5.5.1 Phương pháp thiết kế gián tiếp ................................................................. 130 5.5.1.1 Bộ biến đổi kiểu Buck ........................................................................ 131 5.5.1.2 Nghịch lưu nguồn áp một pha ............................................................ 132 5.5.2 Phương pháp thiết kế trực tiếp ................................................................. 133 5.5.2.1 Bộ biến đổi kiểu Buck ........................................................................ 133 5.5.2.2 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha ....... 135 5.5.2.3 Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat 136

5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh ................................................................................. 137 TÀI LIỆU THAM KHẢO ............................................................................................ 140 PHỤ LỤC ..................................................................................................................... 141

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT

Các chữ viết tắt Chữ viết tắt PWM ĐCX Ý nghĩa Điều chế xung cho chỉnh lưu Tisitor

Ý nghĩa

V V V A

V V Điện áp trung bình và xác lập đầu ra bộ biến đổi DC/DC Lượng đặt điện áp đầu ra bộ biến đổi DC/DC

A V A s s Rad H F V V

Hệ số điều chế và giá trị xác lập của nó Biến thiên tín hiệu nhỏ dòng điện quanh điểm làm việc xác lập Biến thiên tín hiệu nhỏ điện áp quanh điểm làm việc xác lập Biến thiên tín hiệu nhỏ hệ số điều chế quanh điểm làm việc xác lập Chu kỳ điều chế Chu kỳ điện áp lưới Toán tử Laplace Hệ số đập mạch điện áp ra của bộ chỉnh lưu Góc mở Tiristor Giá trị cuộn cảm Giá trị tụ điện Giá trị trung bình điện áp đầu ra của bộ chỉnh lưu Tiristor Điện áp điều khiển bộ chỉnh lưu Tiristor

Điện áp trung bình và xác lập đầu vào bộ biến đổi DC/DC Điện áp trung bình và xác lập trên tụ C Dòng điện trung bình và xác lập chảy qua cuộn cảm L Lượng đặt dòng điện qua cuộn cảm bộ biến đổi DC/DC

Các ký hiệu Ký hiệu Đơn vị uo, Uo * ou uin, Uin uC, UC iL, IL * Li d, D ˆi ˆu ˆd Tx T s p α L C ud udk

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

DANH MỤC BẢNG

Các phương pháp gián đoạn............................................................ 131

ng 5.1 BBBB(cid:9)(cid:9)(cid:9)(cid:9)ng 5.1 ng 5.1 ng 5.1

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

DANH MỤC HÌNH VẼ

Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu .............................................. 12

Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn ................................................. 13

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor ......................................................................... 13

Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt .................... 15

Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC cách ly 16

Hình 1.6 Mạch điều khiển mở MOSFET ........................................................................ 17

Hình 1.7 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở, (b) Quá trình điều khiển khóa ...................................................................................... 18

Hình 1.8 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT ...................................................... 19

Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc ............................ 24 Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển a . ............................................................................... 24

Hình 2.3 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống ............................................................ 26

Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên ................................................................. 26

Hình 2.5 Điện áp tựa dạng cosin ..................................................................................... 27

Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC ................... 47

Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng ........................................................................ 48

Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi Boost 49

Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 2 (c) .................... 49

Hình 3.5 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ......................................... 52

Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 2 (c) .................. 53

Hình 3.7 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ. ....................................... 56

Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 2 (c) 57

Hình 3.9 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck ..................................................................... 60

Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện bộ biến đổi Buck trong chế độ DCM .................... 60

Hình 3.11 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) với tín hiệu trung bình ..... 62

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

Hình 3.12 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) ở trạng thái xác lập ........... 62

( G jw

Hình 3.13 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC, a) điều khiển trực tiếp (direct mode), b) điều khiển gián tiếp (indirect mode). ...................................................... 64 ) [6] .............................................................. 67 Hình 3.14 Minh họa đồ thị Bode của

Hình 3.15 Đồ thị bode của bộ bù Lead có cấu trúc (3.94) ................................................. 69

Hình 3.16 Đồ thị bode của bộ bù có cấu trúc (3.105) ........................................................ 71

Hình 3.17 Đồ thị bode của hàm bộ bù (3.108) .................................................................. 72

Hình 3.18 Cấu trúc điều khiển trực tiếp bộ biến đổi kiểu buck ......................................... 74

Hình 3.19 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118)........................................................... 75

Hình 3.20 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.94) ................................. 76

Hình 3.21 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.124) ............................... 77

Hình 3.22 Cấu trúc để đánh giá ảnh hưởng điện áp đầu vào và đầu ra bộ biên đổi kiểu Buck 77

Hình 3.23 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.94) ................................. 78

Hình 3.24 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz .............................................................................. 78

Hình 3.25 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) ............................... 79

Hình 3.26 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz .............................................................................. 79

Hình 3.27 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện trung bình bộ biến đổi kiểu buck 80

Hình 3.28 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.129).......................................................... 81

Hình 3.29 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.131).......................................................... 82

Hình 3.30 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện trung bình 82

Hình 3.31 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu buck 83

Hình 3.32 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh` 83

Hình 3.33 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.138)........................................................... 84

Hình 3.34 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt vòng hở (Gvd.Gc) ......................................... 85

Hình 3.35 Kết quả mô phỏng bộ Boost theo nguyên lý điều khiển điện áp ...................... 86

( )

Hình 3.36 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu Boost 86

uiG s biến đổi kiểu Boost ........................... 87

( )

Hình 3.37 Đồ thị bode của hàm truyền đạt

uiG s và bộ bù (3.103) biến đổi kiểu Boost 88

Hình 3.38 Đồ thị bode của hàm truyền đạt

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Hình 4.1 Hình 4.1 Hình 4.1 Hình 4.1 pha

Sơ đồ mạch lực nghịch lưu độc lập kiểu nguồn áp, a) Một pha, b) Ba 94

Hình 4.2 Mô hình nghịch lưu nguồn áp một pha được mô tả bởi khóa chuyển Hình 4.2 Hình 4.2 Hình 4.2 mạch

Hình 4.3 Mô hình nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi khóa chuyển Hình 4.3 Hình 4.3 Hình 4.3 mạch

Hình 4.4 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, a) Điều Hình 4.4 Hình 4.4 Hình 4.4 chế lưỡng cực, b) Điều chế đơn cực ......................................................................... 98

Hình 4.5 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế hai cực, a) Sóng mang Hình 4.5 Hình 4.5 Hình 4.5 và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu ...................................... 99

Trạng thái mạch nghịch lưu theo phương pháp điều chế hai cưc ..... 99

Hình 4.6 Hình 4.6 Hình 4.6 Hình 4.6

Hình 4.7 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế đơn cực, a) Sóng Hình 4.7 Hình 4.7 Hình 4.7 mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu .......................... 100

Trạng thái mạch nghịch lưu trong phương pháp điều chế đơn cực 100

Hình 4.8 Hình 4.8 Hình 4.8 Hình 4.8

Biểu đồ vector của kỹ thuật điều chế vector đơn cực ..................... 101

Hình 4.9 Hình 4.9 Hình 4.9 Hình 4.9

Hình 4.10 Mẫu xung chuẩn đưa ra nghịch lưu một pha, a) nửa chu kỳ dương, b) Hình 4.10 Hình 4.10 Hình 4.10 nưa chu kỳ âm ......................................................................................................... 102

Hình 4.11 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế lưỡng cực ............... 103 Hình 4.11 Hình 4.11 Hình 4.11

Hình 4.12 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế đơn cực .................. 104 Hình 4.12 Hình 4.12 Hình 4.12

Hình 4.13 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ............... 104 Hình 4.13 Hình 4.13 Hình 4.13

Hình 4.14 Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ ............................... 106 Hình 4.14 Hình 4.14 Hình 4.14

Hình 4.15 Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn ..... 108 Hình 4.15 Hình 4.15 Hình 4.15

Hình 3.39 Kết quả mô phỏng bộ biến đổi Boost theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh` 88

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

Hình 4.16 Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ ....................................... 109 Hình 4.16 Hình 4.16 Hình 4.16

Hình 4.17 Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời usa, usb, usc ........... 109 Hình 4.17 Hình 4.17 Hình 4.17

Hình 4.18 Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector ................ 110 Hình 4.18 Hình 4.18 Hình 4.18

Hình 4.19 Vector điện áp được điều chế trong Sector 1 .................................. 110 Hình 4.19 Hình 4.19 Hình 4.19

Hình 4.20 Trạng thái logic của vector chuẩn trong Sector 1 ........................... 111 Hình 4.20 Hình 4.20 Hình 4.20

Hình 4.21 Mẫu xung chuẩn trong Sector 1 ...................................................... 112 Hình 4.21 Hình 4.21 Hình 4.21

Hình 4.22 Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector ................................ 113 Hình 4.22 Hình 4.22 Hình 4.22

Hình 4.23 Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho Hình 4.23 Hình 4.23 Hình 4.23 nghịch lưu ba pha nguồn áp .................................................................................... 114

Hình 4.24 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM ................. 115 Hình 4.24 Hình 4.24 Hình 4.24

Hình 4.25 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian .. 115 Hình 4.25 Hình 4.25 Hình 4.25

h 4.26 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp HìnHìnHìnHình 4.26 h 4.26 h 4.26

một pha

116

Hình 4.27 Mô tả toán học mạch vòng điều khiển dòng điện ........................... 116 Hình 4.27 Hình 4.27 Hình 4.27

Hình 4.28 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp Hình 4.28 Hình 4.28 Hình 4.28 ba pha

118

Hình 4.29 Biểu điện vector điện áp và dòng điện trên các hệ trục tọa độ ....... 119 Hình 4.29 Hình 4.29 Hình 4.29

Hình 4.30 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ ..................... 119 Hình 4.30 Hình 4.30 Hình 4.30

Hình 4.31 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq ................... 121 Hình 4.31 Hình 4.31 Hình 4.31

Hê thống điều khiển số ................................................................... 126

Hình 5.1 Hình 5.1 Hình 5.1 Hình 5.1

Biểu diễn dữ liệu vào ADC ............................................................. 126

Hình 5.2 Hình 5.2 Hình 5.2 Hình 5.2

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

MỞ ĐẦU

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI

ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Như đã biết, các bộ biến đổi bán dẫn sử dụng các phần tử bán dẫn công suất như các khoá điện tử, dùng để nối tải vào nguồn theo những quy luật nhất định, trong những khoảng thời gian nhất định, nhờ đó mà biến đổi được các thông số của nguồn điện, đáp ứng các yêu cầu khác nhau của phụ tải cũng như các yêu cầu về điều chỉnh khác nhau. Các phần tử công suất đóng cắt các dòng điện, có thể rất lớn, hàng trăm đến hàng nghìn A, dưới điện áp có thể rất cao, từ vài chục đến vài trăm V, tuy nhiên lại được điều khiển bởi những dòng điện, điện áp rất nhỏ, tạo ra bởi những mạch điện tử công suất nhỏ thông thường. Ngoài ra quy luật đóng cắt của các phần tử công suất trong bộ biến đổi cũng hoàn toàn do các mạch điện tử xử lý tín hiệu tạo ra. Gọi là xử lý tín hiệu vì ở đây công suất hoàn toàn không có ý nghĩa gì, chỉ có giá trị, mức tín hiệu và hình dạng là cần thiết mà thôi. Vì vậy, hệ thống điều khiển đóng vai trò hết sức quan trọng trong đảm bảo sự hoạt động của các bộ biến đổi.

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

Một hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất ứng dụng trong các lĩnh vực: bộ biến đổi nối lưới, bộ biến đổi làm việc với tải độc lập... được chỉ ra trên Hình 1.1 bao gồm:

+ Mạch phát xung mở van bán dẫn (driver). + Thực hiện chức năng điều chế, phân phối xung. + Thực hiện các bộ điều chỉnh trong mạch vòng kín. + Mạch đo lường và bảo vệ. + Hệ thống điều khiển cấp trên: Giám sát, đưa ra lượng đặt điều khiển.

Hình 1.1

Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor

Các van bán đẫn được sử dụng chia thành 2 loại chính: + Van bán dẫn chỉ điều khiển được quá trình đóng mà không điều khiển được quá trình ngắt (Tiristor).

+ Van bán dẫn điều khiển được cả quá trình đóng và quá trình ngắt: MOSFET, IGBT... Phạm vi ứng dụng của các van bán dẫn này cũng rất khác nhau phụ thuộc vào khả năng chịu điện áp và dòng điên.

Hình 1.2

So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor

Tiristor là phần tử bán dẫn cấu tạo từ bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n J1, J2, J3. Tiristor có ba cực : anôt A, catôt K, cực điều khiển G.

Đặc tính vôn-ămpe của một tiristor gồm hai phần Hình 1.3. Phần thứ nhất nằm trong góc phần thứ tư thứ I là đặc tính thuận tương ứng với trường hợp điện áp UAK>0, phần thứ hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là đặc tính ngược, tương ứng với trường hợp UAK<0.

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor

Trường hợp dòng điện vào cực điều khiển bằng không (IG=0).

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Khi dòng vào cực điều khiển của tiristor bằng 0 hay khi hở mạch cực điều khiển tiristor sẽ cản trở dòng điện ứng với cả hai trường hợp phân cực điện áp giữa anôt-catôt. Khi điện áp UAK<0 theo cấu tạo bán dẫn của tiristor hai tiếp giáp J1, J3 đều phân cực ngược, lớp J2 phân cực thuận, như vậy tiristor sẽ giống như hai điôt mắc nối tiếp bị phân cực ngược. Qua tiristor sẽ chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Khi UAK tăng đạt đến một giá trị điện áp lớn nhất Ung,max sẽ xảy ra hiện tượng tiristor bị đánh thủng, dòng điện có thể tăng lên rất lớn. Giống như ở đoạn đặc tính ngược của điôt quá trình bị đánh thủng là quá trình không thể đảo ngược được, nghĩa là nếu có giảm điện áp UAK xuống dưới mức Ung,max thì dòng điện cũng không giảm được về mức dòng rò. Tiristor đã bị hỏng.

Khi tăng điện áp anôt-catôt theo chiều thuận, UAK>0, lúc đầu cũng chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Điện trở tương đương mạch anôt-catôt vẫn có giá trị rất lớn. Khi đó tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, J2 phân cực ngược. Cho đến khi UAK tăng đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất, Uth,max, sẽ xảy ra hiện tượng điện trở tương đương mạch anôt-catôt đột ngột giảm, dòng điện chạy qua tiristor sẽ chỉ bị giới hạn bởi điện trở mạch ngoài. Nếu khi đó dòng qua tiristor có giá trị lớn hơn một mức dòng tối thiểu, gọi là dòng duy trì Idt, thì khi đó tiristor sẽ dẫn dòng trên đường đặc tính thuận, giống như đường đặc tính thuận ở điôt. Đoạn đặc tính thuận được đặc trưng bởi tính chất dòng có thể có giá trị lớn nhưng điện áp rơi trên anôt-catôt thì nhỏ và hầu như không phụ thuộc vào giá trị của dòng điện. Trường hợp có dòng điện vào cực điều khiển (IG>0)

Nếu có dòng điều khiển đưa vào giữa cực điều khiển và catôt quá trình chuyển điểm làm việc trên đường đặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, trước khi điện áp thuận đạt đến giá trị lớn nhất, Uth.max. Điều này được mô tả trên Hình 1.3 bằng những đường nét đứt, ứng với các giá trị dòng điều khiển khác nhau, IG1, IG2, IG3,... Nói chung nếu dòng điều khiển lớn hơn thì điểm chuyển đặc tính làm việc sẽ xảy ra với UAK nhỏ hơn. Tình hình xảy ra trên đường đặc tính ngược sẽ không có gì khác so với trường hợp dòng điều khiển bằng 0. Tiristor có đặc tính giống như điôt, nghĩa là chỉ cho phép dòng chạy qua theo một chiều, từ anôt đến catôt và cản trở dòng chạy theo chiều ngược lại. Tuy nhiên khác với điôt, để tiristor có thể dẫn dòng ngoài điều kiện phải có điện áp UAK>0 còn cần thêm một số điều kiện khác. Do đó tiristor được coi là phần tử bán dẫn có điều khiển để phân biệt với điôt là phần tử không điều khiển được.

1.2.1 Quá trình mở Tiristor

Khi được phân cực thuận, UAK>0, tiristor có thể mở bằng hai cách. Thứ nhất, có thể tăng điện áp anôt-catôt cho đến khi đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất , Uth,max. Khi đó điện trở tương đương trong mạch anôt-catôt sẽ giảm đột ngột và dòng qua tiristor sẽ hoàn toàn do mạch ngoài xác định. Phương pháp này trong thực tế không được áp dụng do nguyên nhân mở không mong muốn và không phải lúc nào cũng có thể tăng được điện áp đến giá trị Uth,max. Vả lại như vậy sẽ xảy ra trường hợp tiristor tự mở ra dưới tác dụng của các xung điện áp tại một thời điểm ngẫu nhiên, không định trước.

Phương pháp thứ hai, phương pháp được áp dụng thực tế, là đưa một xung dòng điện có giá trị nhất định vào giữa cực điều khiển và catôt. Xung dòng điện điều khiển sẽ chuyển trạng thái của tiristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức điện áp anôt-catôt nhỏ. Khi đó nếu dòng qua anôt-catôt lớn hơn một giá trị nhất định, gọi là dòng duy trì (Idt) thì tiristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái mở dẫn dòng mà không cần đến sự tồn tại của xung dòng điều khiển nữa. Điều này nghĩa là có thể điều khiển mở các tiristor bằng các xung

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor

dòng có độ rộng xung nhất định, do đó công suất của mạch điều khiển có thể là rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà tiristor là một phần tử đóng cắt, khống chế dòng điện.

1.2.2 Quá trình khóa tiristor

Một tiristor đang dẫn dòng sẽ trở về trạng thái khóa (điện trở tương đương mạch anôt- catôt tăng cao) nếu dòng điện giảm xuống, nhỏ hơn giá trị dòng duy trì, Idt. Tuy nhiên để tiristor vẫn ở trạng thái khóa, với trở kháng cao, khi điện áp anôt-catôt lại dương (UAK > 0) cần phải có một thời gian nhất định để các lớp tiếp giáp phục hồi hoàn toàn tính chất cản trở dòng điện của mình.

Khi tiristor dẫn dòng theo chiều thuận, UAK > 0, hai lớp tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, các điện tích đi qua hai lớp này dễ dàng và lấp đầy tiếp giáp J2 đang bị phân cực ngược. Vì vậy mà dòng điện có thể chảy qua ba lớp tiếp giáp J1, J2, J3. Để khóa tiristor lại cần giảm dòng anôt-catôt về dưới mức dòng duy trì (Idt) bằng cách hoặc là đổi chiều dòng điện hoặc áp một điện áp ngược lên giữa anôt và catôt của tiristor. Sau khi dòng về bằng không phải đặt một điện áp ngược lên anôt-catôt (UAK < 0) trong một khoảng thời gian tối thiểu, gọi là thời gian phục hồi (trr), chỉ sau đó tiristor mới có thể cản trở dòng điện theo cả hai chiều. Trong thời gian phục hồi có một dòng điện ngược chạy giữa catôt và anôt. Dòng điện ngược này di tản các điện tích ra khỏi tiếp giáp J2 và nạp điện cho tụ điện tương đương của hai tiếp giáp J1, J3 được phục hồi. Thời gian phục hồi phụ thuộc vào lượng điện tích cần được di tản ra ngoài cấu trúc bán dẫn của tiristor và nạp điện cho tiếp giáp J1, J3 đến điện áp ngược tại thời điểm đó.

Hình 1.4

Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt

1.2.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor

Quan hệ giữa điện áp trên cực điều khiển và catôt (UGK) với dòng điện đi vào cực điều khiển (IG) xác định các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor. Với cùng một loại tiristor nhà sản xuất sẽ cung cấp một họ đặc tính điều khiển, ví dụ như ở trên Error! Reference source not found., trên đó có thể thấy được các đặc tính giới hạn về điện áp và dòng điện nhỏ nhất, ứng với một nhiệt độ môi trường nhất định mà tín hiệu điều khiển phải đảm bảo để mở được chắc chắn một tiristor. Dòng điều khiển đi qua tiếp giáp p-n giữa cực

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

điều khiển và catôt cũng làm phát nóng tiếp giáp này. Vì vậy tín hiệu điều khiển cũng phải bị hạn chế về công suất. Công suất giới hạn của tín hiệu điều khiển phụ thuộc độ rộng của xung điều khiển. Nếu tín hiệu điều khiển là một xung có độ rộng càng ngắn thì công suất cho phép có thể càng lớn.

Yêu cầu về tín hiệu điều khiển tiristor [2]: + Đủ công suất thể hiện biên độ điện áp (UGK), dòng điện (IGK). vượt qua giá trị dòng + Độ rộng xung là một yêu cầu quan trọng để đảm bảo dòng I V , để khi ngắt xung van vẫn giữ được trạng thái dẫn. Thực tế, độ rộng xung điều

duy trì I h khiển chỉ cần cỡ 500µs là đảm bảo mở van với các dạng tải. + Có sườn xung dốc đứng để mở van chính xác vào thời điểm qui định, thường tốc độ tăng điện áp điều khiển phải đạt 10V/µs, tốc độ tăng dòng điều khiển 0,1A/µs.

1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor

Hình 1.5

Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC

cách ly

ULN2803

FR107

D2 FR107

R3 1k

C1 102_2kV

R1 1k

R2 120R_2W

EI_20

Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển tiristor được cho trên Hình 1.5. Sơ đồ Hình 1.5a được giải thích như sau: Khóa transistor T được điều khiển bởi một xung có độ rộng nhất định, đóng cắt điện áp phía sơ cấp biến áp xung. Xung điều khiển đưa đến cực điều khiển của tiristor ở phía bên cuộn thứ cấp. Như vậy mạch lực được cách ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung. Điện trở R hạn chế dòng qua transistor và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển. Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên T. Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều khiển. Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược.

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT

Hình 1.6

Ví dụ một mạch khuếch đại xung thực tế mở Tiristor

Bài tập: Tính chọn phần tử mạch KĐX Hình 1.5a cho một Tiristor với yêu cầu: IG = 0,2A; UGK = 5V; độ rộng xung là 100µs.

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT

1.3.1 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET

Giả sử ta xét quá trình mở MOSFET, làm việc với tải trở cảm, có điôt không. Đây là chế độ làm việc tiêu biểu của các khóa bán dẫn. Sơ đồ và đồ thị dạng dòng điện, điện áp của quá trình mở MOSFET được thể hiện trên Hình 1.7. Tải cảm trong sơ đồ thể hiện bằng nguồn dòng nối song song ngược với điôt dưới điện áp một chiều VDD. MOSFET được điều khiển bởi đầu ra của vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi VCC, nối tiếp qua điện trở RGext. Cực điều khiển có điện trở nội RGin. Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ VP đưa đến trở RGext.

Hình 1.7

Mạch điều khiển mở MOSFET

Như vậy UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDl), trong đó tụ CGD đang ở mức thấp CGDl do điện áp UDS đang ở mức cao.

Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + CDSl) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th). Trong khoảng này cả điện áp UDS lẫn dòng ID đều chưa thay đổi. td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở. Bắt đầu từ thời điểm t1 khi UGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng ID bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện áp nguồn VDD.

Trong khoảng t1 đến t2 dòng ID tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải. Từ t2 trở đi, khi UGS đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp UDS bắt đầu giảm rất nhanh. Trong khoảng từ t2 đến t4 điện áp UGS bị găm ở mức Miller, do đó dòng IG cũng có giá trị không đổi. Khoảng này gọi là khoảng Miller. Trong khoảng thời gian này dòng điều khiển là dòng phóng cho tụ CGD để giảm nhanh điện áp giữa cực máng và cực gốc UDS.

Sau thời điểm t4 VGS lại tăng tiếp tục với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDh) vì lúc này tụ CGD đã tăng đến giá trị cao CGDh. VGS sẽ tăng đến giá trị cuối cùng, xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, VDS = IDS.RDS(on).

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Trên đồ thị Hình 1.8a, A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD) trong khoảng t1 đến t2, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng t2 đến t4.

Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong Hình 1.8a, theo đó dòng ID có đỉnh nhô cao ở thời điểm t2 tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi điôt D.

Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên Hình 1.8b. Khi đầu ra của vi mạch điều khiển DRIVER xuống đến mức không VGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDh) từ 0 đến t1, tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng số thời gian lại là T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDl). Từ 0 đến t1 là thời gian trễ khi khóa td(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS và tụ CGD. Sau thời điểm t1 điện áp VSD bắt đầu tăng từ ID.RDS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ. Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi. Sau thời điểm t3 dòng ID bắt đầu giảm về đến không ở thời điểm t4. Từ t4 MOSFET bị khóa hẳn.

Hình 1.8

Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở,

(b) Quá trình điều khiển khóa

Khi dẫn MOSFET thể hiện bởi tham số RDS(on) (điện trở DS khi dẫn).

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT

1.3.2 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT

Ta sẽ khảo sát quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.30. Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có điôt không D0 mắc song song. IGBT được điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ VG, nối với cực điều khiển G qua điện trở RG. Trên sơ đồ Cgc, Cge thể hiện các tụ ký sinh giũa cực điều khiển và collector, emitter.

Hình 1.9

Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT

Quá trình mở IGBT diến ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị VG. Trong thời gian trễ khi mở td(on) tín hiều điều khiển nạp điện cho tụ Cge làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng VGE(th) (khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra. Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0 trong thời gian tr. Trong thời gian tr điện áp gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị VGE,Io, xác định giá trị dòng I0 qua collector. Do điôt D0 còn đang dẫn dòng tải I0 nên điện áp VCE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều Vdc. Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn, tfv1 và tfv2. Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức VGE,Io (mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc. IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính. Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của điôt D0. Dòng phục hồi của điôt D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT. Điện áp VCE bắt đầu giảm. IGBT chuyển điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão hòa. Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn, VCE,on = I0Ron.

(3.1)

V I dc 2

Nếu tính thêm ảnh hưởng của quá trình phục hồi của điôt D0 thì tổn hao năng lượng sẽ

lớn hơn do xung dòng trên dòng collector.

Dạng điện áp, dòng điện của quá trình khóa thể hiện trên hình 1.32. Quá trình khóa bắt đầu khi điện áp điều khiển giảm từ VG xuống –VG. Trong thời gian thời gian trễ khi khóa td(off), chỉ có tụ đầu vào Cge phóng điện qua dòng điều khiển đầu vào với hằng số thời gian

Sau thời gian mở ton, khi tụ Cgc đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng CgeRG, đến giá trị cuối cùng VG. Tổn hao năng lượng khi mở được tính gần đúng bằng

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

bằng CgeRG, tới mức điện áp Miller. Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và emitter bị giữ không đổi do điện áp Vce bắt đầu tăng lên và do đó tụ Cgc bắt đầu được nạp điện. Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho tụ Cgc nên điện áp VGE được giữ không đổi.

(3.2)

off

IV dc 2

Lớp n- trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn vì khi đó số lượng các điện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể. Tuy nhiên các điện tích tích tụ này lại không có cách gì di tản ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần tử. Ở đây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thỏa hiệp. So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa thì dài hơn.

Khi dẫn IGBT dẫn dùng tham số UCE(sat) tương tự như ở transitor. Cũng có hãng chế tạo đưa ra điện áp trên IGBT khi dẫn bão hòa, bao gồm cả hai thành phần cấu tạo transitor và MOS trong bóng IGBT là:

(3.3)

Điện áp Vce tăng từ giá trị bão hòa Vce,on tới giá trị điện áp nguồn Vdc sau khoảng thời gian trV. Từ cuối khoảng trV điôt D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I0 ngắn mạch qua, do đó dòng collector bắt đầu giảm. Quá trình giảm dòng diễn ra theo hai giai đoạn, tfi1 và tfi2. Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy giảm nhanh chóng về không. Điện áp Vge ra khỏi mức Miller và giảm về mức điện áp điều khiển ở đầu vào –VG với hằng số thời gian RG(Cge + Cgc). Ở cuối khoảng tfi1, Vge đạt mức ngưỡng khóa của MOSFET, VGE(th), tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn. Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transistor p-n-p bắt đầu suy giảm. Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n- chỉ bị mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích tại chỗ. Đó là vấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở trên. Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng:

CE sat (

)

CE p n (

)

CE on (

)

của IGBT thường nhỏ hơn MOSFET, và đây cũng là ưu điểm IGBT so

CE sat (

)

Tóm lại: Đối với MOSFET, xung điều khiern mở UGS-on = 6÷10V, xung khóa thường chỉ yêu cầu UGS-off=0V. Đối với IGBT, xung mở UGE-on=15V, xung khóa phải có giá trị âm UGE-off=-5V.

Điện áp với MOSFET.

IGBT và MOSFET là các phần tử bán dẫn với các tính năng ưu việt như khả năng đóng cắt nhanh, công suất điều khiển cực nhỏ, là những phần tử sẽ thay thế các tranzito công suất thông thường. Điều khiển khoá, mở các phần tử này có những yêu cầu đặc biệt. Những khó khăn trong điều khiển IGBT và MOSFET chủ yếu là tạo được các xung điều khiển với sườn xung dựng đứng, thời gian tạo sườn xung chỉ cỡ 0,1m S hoặc nhỏ hơn. Các tụ điện ký sinh giữa cực điều khiển G với cực gốc S (hoặc E ở IGBT), giữa cực G với cực máng D (hoặc collectơ C), cản trở tốc độ thay đổi của tín hiệu điều khiển. Đã có nhiều vi mạch chuyên dụng, phục vụ cho khâu tạo xung điều khiển cuối cùng này, gọi là các driver.

1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT

Hình 1.10

Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver cho MOSFET, IGBT

GP 2 I R GP G

Tính chọn điện trở ở cực điều khiển RG, thông thường được tính theo công thức sau: + - V V = - (3.4) R G R g I

Công suất tiêu tán lớn nhất trên điện trở RG là: Trong đó: Rg là nội trở của cực điều khiển. Về nguyên tắc các driver cho MOSFET và IGBT là giống nhau vì các phần tử này có cấu trúc bán dẫn được điều khiển giống nhau. Tuy nhiên trong khi MOSFET có thể điều khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và S về mức 0V thì ở IGBT thời gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường. Ngoài ra việc khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử. Chính vì vậy driver cho IGBT thường là các mạch lai (hybrid), trong đó kết hợp một driver giống như ở MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác.

(b)

(a)

Hình 1.11

Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 3120, (a) Sử dụng nguồn đơn cực cấp

cho driver, (b) Sử dụng nguồn lưỡng cực cấp cho driver []

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Ngoài ra, driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10 lần (tới 10m S). Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van. Chức năng bảo vệ này gọi là desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà.

Hình 1.12

Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J

Khi sử dụng mạch driver tích hợp cần phải giải quyết một số vấn đề sau: + Thiết kế mạch nguồn cách ly cho mỗi driver. + Mặc dù là phần tử điều khiển bằng điện áp nhưng các tụ ký sinh yêu cầu dòng phóng, nạp khi thay đổi mức điện áp, và dòng điện này phải do mạch driver đảm bảo. Do đó đối với van IGBT công suất lớn thì bên cạnh việc sử driver truyền thống cần phải có thêm tầng khuếch đại dòng điện đầu ra trước khi đưa vào cực điều khiển của IGBT.

Hình 1.13

Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J và bộ khuếch đại dòng điện thêm.

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT

Hình 1.14

Ví dụ sơ đồ sử dụng driver HCPL316J mở IGBT công suất lớn

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ

THUỘC

Các bộ biến đổi phụ thuộc là lớp các bộ biến đổi trong đó các van chuyển mạch dưới tác dụng của điện áp lưới, bao gồm các bộ chỉnh lưu, các bộ biến đổi xung áp xoay chiều và biến tần trực tiếp. Nguyên lý xây dựng hệ thống điều khiển cho các bộ biến đổi này là giống nhau.

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

Sơ đồ cấu trúc của hệ thống driver điều khiển cho các bộ biến đổi phụ thuộc theo nguyên tắc điều khiển dọc chỉ trên Hình 2.1. Trong các bộ biến đổi phụ thuộc các tiristo được điều khiển mở bởi các xung tại các thời điểm, chậm pha so với điểm chuyển mạch tự nhiên một góc a , gọi là góc điều khiển. Điểm chuyển mạch tự nhiên có thể là các điểm điện áp nguồn qua không (chỉnh lưu một pha) hoặc các điểm điện áp nguồn cắt nhau (chinh lưu ba pha). Vì vậy khâu đầu tiên trong hệ thống điều khiển là khâu đồng pha, khâu đồng pha có nhiệm vụ tạo ra hệ thống điện áp tựa, đồng bộ với điện áp lưới, nghĩa là cho phép xác định giá trị đầu của góc điều khiển a .

Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc Hình 2.1 Hình 2.1 Hình 2.1

min

max

180(cid:1)

Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển a . Hình 2.2 Hình 2.2 Hình 2.2

Đối với các chỉnh lưu có điều khiển thường yêu cầu góc điều khiển α thay đổi trong toàn bộ dải 0÷180º. Tuy vậy do các chế độ làm việc hạn chế sự thay đổi góc điều khiển, sơ đồ phải có khả năng áp đặt phạm vi điều chỉnh của góc a trong phạm vi cho phép, αmin÷αmax , không phụ thuộc sự thay đổi của điện áp lưới. Điều này minh hoạ trên Hình 2.2.

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

Khâu tạo xung và khuyếch đại xung sẽ tạo ra xung có đủ biên độ, độ rộng để đưa đến các tiristo trong mạch lực. Xung truyền đến cực điều khiển của tiristo qua các mạch cách ly dùng biến áp xung hoặc các phần tử photocoupler.

2.1.1 Khối đồng pha và tạo điện áp tựa

Khối đồng pha có chức năng đảm bảo quan hệ về góc pha cố định với điện áp của mạch lực nhằm xác định điểm gốc để tính góc điều khiển a và hình thành điện áp có dạng phù hợp làm xung nhịp cho hoạt động của khâu tạo điện áp tựa phía sau nó.

Thực tế khâu này có quan hệ ảnh hưởng qua lại chặt chẽ với khâu tạo điện áp tựa, nên trong một số trường hợp đơn giản, hai chức năng trên được gộm trong một mạch duy nhất, mà thông thường mạch đồng pha là luôn chức năng đồng bộ.

Để thực hiện chức năng đồng bộ thông thường người ta sử dụng máy biến áp (tùy thuộc vào loại chỉnh lưu một pha hay ba pha sẽ có khâu đồng bộ là máy biến áp một pha hay ba pha) hoặc các phần tử cách ly quang.

Một điều cần chú ý là khi sử dụng MBA đồng bộ cho chỉnh lưu 3 pha là: cách đấu các cuộn dây sơ cấp ảnh hưởng rõ rệt tới pham vị điều chỉnh góc αmin÷αmax, vì van không mở ngay được khi điện áp lưới bắt đầu dương mà chậm hơn thời điểm này 300 (thời điểm chuyển mạch tự nhiên). Với cách đấu máy biến áp ∆/Y ta sẽ có phạm vi điều chỉnh α=00÷1800 , và điện áp đồng bộ udpA lấy theo tỷ lệ điện áp dây uAC, do đó điểm qua 0 của điện áp này vào đúng giao điểm cắt nhau của hai điện áp pha A và C, mà điểm này tương đương với góc α=00 của van lực pha A (nghĩa là sử dụng điện áp dây uAC là điện áp đồng pha cho V1, trong sơ đồ chỉnh lưu hình tia hoặc hình cầu ba pha).

Hình 2.3 Biến áp đồng pha cho chỉnh lưu ba pha (a) Đấu ∆/Y, (a) Đấu Y/Y Hình 2.3 Hình 2.3 Hình 2.3

Khi MBA đấu Y/Y, điện áp đồng pha sẽ là điện áp pha A của lưới, do đó điểm qua 0 của điện áp này sớm pha hơn 300 so với điểm tương ứng góc α=00. Như vậy phạm vi điều chỉnh góc mở α=00÷1500

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

Điện áp điều khiển được biến đổi thành góc điều khiển a tại khâu so sánh nhờ so sánh với điện áp tựa. Có hai dạng điện áp tựa là dạng hình cosin và dạng răng cưa (sườn xuống hoặc sườn lên).

a. Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống Điện áp tựa răng cưa sẽ mô tả theo (2.1), góc mở a được xác định là giao điểm

( ) t

( ) ru t ( ) u t . r

giữa điện áp

( ) u t U

c m ,

U c m , p

a =

u U

c m ,

 -  

   

Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống Hình 2.4 Hình 2.4 Hình 2.4

(2.1) ﬁ

( ) u t r

U c m , p

b. Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên (2.2).

a ﬁ =

u dk U

c m ,

Hình 2.5 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên Hình 2.5 Hình 2.5 Hình 2.5

(

)

cos

(2.2)

(2.3)

arccos

U U

c m ,

  

  

Nhận xét: Trong mạch điều khiển chỉnh lưu dùng dạng răng cưa đi lên sẽ cho quan hệ giữa điện áp răng cưa và góc điều khiển a tỉ lệ thuận (nghĩa là điện áp điều khiển lớn thì góc mở a lớn). Mặt khác ta cũng biết rằng quan hệ giữa góc điều khiển a và điện áp đầu (nghĩa là a tăng ra chỉnh lưu nhận được lại tuân theo qui luật tỉ lệ nghịch dU giảm). Như vậy tương ứng với việc tăng điện áp điều khiển sẽ dẫn đến giảm điện áp thì chỉnh lưu, điều này nhiều khi không thuận lợi cho hệ thống điều khiển vòng kín. Để quan hệ này thuận, ta có thể sử dụng dạng răng cưa sườn xuống. c. Với điện áp tựa hình côsin như trên Hình 2.6, góc a được xác định bằng:

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

Hình 2.6 Điện áp tựa dạng cosin Hình 2.6 Hình 2.6 Hình 2.6

(

)

Trong sơ đồ chỉnh lưu điện áp phụ thuộc góc điều khiển theo quy luật = , do đó với điện áp tựa dạng côsin thì điện áp chỉnh lưu sẽ phụ thuộc Ua 0 cos d tuyến tính vào dku . Đây là một ưu điểm của dạng điện áp tựa này. Tuy nhiên điện áp tựa côsin thường được tạo ra trực tiếp từ máy biến áp đồng pha nên dễ bị ảnh hưởng của nhiễu và sự thay đổi của điện áp lưới. Trong thực tế người ta dùng chủ yếu là dạng điện áp tựa răng cưa.

Chú ý: Trong nhiều mạch điều khiển chỉnh lưu, điện áp tựa được tạo ra trong cả hai nửa chu kỳ bằng một mạch duy nhất. Lúc này khâu so sánh sẽ xác định góc điều khiển cho cả hai van thuộc cùng một pha của mạch lực (một van nằm ở chu kỳ dương, một van nằm ở chu kỳ âm của điện áp xoay chiều mạch lực). Do đó, cần thiết bổ sung thêm một phần gọi là mạch tách xung để đảm bảo van của mạch lực chỉ nhận tín hiệu điều khiển khi điện áp anot-katot là dương (uAK > 0).

2.1.2 Khâu so sánh

Khâu này có chức năng so sánh điện áp điều khiển với điện áp tựa (dạng răng cưa hoặc dạng cosin) để định góc mở a . Khâu so sánh có thể thực hiện bằng các phần tử như transitor hoặc khuếch đại thuật toán (hay được dùng hơn cả).

Hình 2.7 Mạch so sánh. (a) Một cổng; (b) Hai cổng. Hình 2.7 Hình 2.7 Hình 2.7

Có các IC chuyên dụng dùng cho việc so sánh các tín hiệu nhưng nguyên lý làm việc được giải thích nhờ khuyếch đại thuật toán. Mạch so sánh sử dụng tính chất có hệ số khuyếch đại hở mạch vô cùng lớn của OP.

Mạch so sánh một cổng, sơ đồ Hình 2.7a, dùng để so sánh hai tín hiệu khác dấu. Do dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có:

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

- = )

( i

R 2 + R R 1

R 1 + R R 1

(2.4)

)

( i

+> ( U i

2 , đầu ra OP về lý tưởng sẽ lớn bằng âm vô cùng. Tuy nhiên tín hiệu đầu ra sẽ bị hạn chế bởi điện áp nguồn nuôi và điện áp rơi trên tranzito khuyếch đại đầu ra, nên thực chất điện áp ra có giá trị bão hoà, nhỏ hơn nguồn nuôi 1,5 ‚ 2 V. Trong trường hợp này đầu ra bão hoà ở mức +1,5 V - Un.

- Nếu

)

, tương tự như vậy đầu ra bão hoà ở mức -1,5 V+Un

( i

+< ( U i

Nếu Mạch so sánh hai cổng, sơ đồ Hình 2.7b, dùng để so sánh hai tín hiệu cùng dấu. Do

dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có:

Nếu U1 > U2 thì Uo = +1,5 V - Un. Nếu U1 < U2 thì Uo = -1,5 V + Un.

Một IC điển hình thực hiện chức năng so sánh là LM339, trong đó có chứa 4 phần tử

khuếch đại thuật toán.

- = U V

Sau khâu so sánh ta đã nhận được xung có sườn dốc đứng, nhưng độ rộng xung lớn và

thường phụ thuộc vào góc điều khiển.

Xung đơn có thể được tạo ra từ một số IC như: Timer 555, hoặc một số IC chuyên dung

như CD4528.

(Bổ sung thêm hình vẽ) Một điều cần chú ý trong chỉnh lưu cầu ba pha Hình 2.8, tại một thời điểm bất kỳ, dòng phải chảy qua ít nhất là hai van, một thuộc nhóm catôt chung, một thuộc nhóm anôt chung. Nếu điều khiển các tiristo bằng các xung ngắn thì sơ đồ sẽ không khởi động được hoặc không làm việc được trong chế độ dòng gián đoạn. Trong thực tế vấn đề ngày được giải quyết bằng một trong hai cách sau đây.

Hình 2.8 Chỉnh lưu cầu ba pha sử dụng tiristor Hình 2.8 Hình 2.8 Hình 2.8

2.1.3 Khâu tạo xung

2.1.3.1 Khâu tạo xung kép

Theo cách này mỗi tiristo khi nhận được tín hiệu điều khiển mở thì xung điều khiển đó cũng được lặp lại ở tiristo đã vào làm việc ngay trước đó (xung điều khiển của van V2 được sử dụng là xung phụ cho van V1, để đảm khép kín được dòng điện). Như vậy mỗi tiristo sẽ nhận được hai xung điều khiển, mỗi xung cách nhau 60(cid:176) , như được minh hoạ trên đồ thị Hình 2.9.

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

Hình 2.9 Biểu đồ phát xung kép cho chỉnh lưu cầu ba pha Hình 2.9 Hình 2.9 Hình 2.9

Để thực hiện được các mẫu xung theo Hình 2.9, trước tiên ta tạo được các xung chính (thực chất là các xung đơn), sau đó tiến hành ghép xung đơn thành các xung kép sử dụng các phép toán logic như sau:

TX1 OR T1

TX2 OR T1

TX3 T4 OR

TX4 OR T4

TX5 OR T5

Hình 2.10 Sử dụng mạch logic đẻ xây dựng biểu đồ phát xung kép cho chỉnh lưu cầu ba pha Hình 2.10 Hình 2.10 Hình 2.10

TX6 OR T6

2.1.3.2 Khâu tạo xung chùm

Dạng xung chùm là dạng thông dụng nhất vì cho phép mở tốt van lực trong mọi trường hợp, với mọi dạng tải và nhiều sơ đồ chỉnh lưu khác nhau. Xung chùm thực chất là một chùm các xung có tần số cao gấp nhiều lần tần số lưới (fx = 6÷12kHz). Độ rộng xung của một chùm xung có thể được hạn chế trong khoảng (100÷130) độ điện, về nguyên tắc nó phải kết thúc khi điện áp trên van lực mà nó điều khiển đối dấu sang âm.

Hình 2.11 Biểu đồ phát xung chùm cho chỉnh lưu cầu ba pha Hình 2.11 Hình 2.11 Hình 2.11

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

uss

utựa

uss

≥ So sánh

udđ

uđk

uxc

AND

KĐX

π-α

uxc

Tạo xung chùm

udđ

Hình 2.12 Khâu tạo xung chùm có độ rộng bằng π-α Hình 2.12 Hình 2.12 Hình 2.12

p a

Cần chú ý mạch tạo xung chùm sẽ không có độ rộng xung cố định trong toàn dải a , vì chỉ cần đảm bảo nguyên tắc ngắt xung khi điện áp trên van lực đổi sang âm, có nghĩa là: -

p a

) > q ) < q

)

. xc p a- - q thì độ rộng xung chù bằng thì độ rộng xung chù bằng ( .

+ Nếu ( + Nếu ( Một số sơ đồ cụ thể về hệ thống điều khiển chỉnh lưu tia ba pha và cấu ba pha được giới thiệu trong trang 163 (tia ba pha), 165 (xung kép cho cầu ba pha) và 170 (xung chùm cầu ba pha) của tài liệu [2].

2.1.4 Khâu khuếch đại xung

(Xem mục 1.2.4)

2.1.5 Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh

Sơ đồ một mạch điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha cho trên Hình 2.13. Hệ thống gồm ba kênh, mỗi kênh chịu trách nhiệm điều khiển hai tiristo trên một pha của sơ đồ cầu. Dạng xung điện áp tại các điểm trên sơ đồ cho trên Hình 2.14.

Điện áp đồng pha lấy từ thứ cấp máy biến áp đồng pha, qua mạch lọc RC đưa đến đầu vào của OP U1A. U1A làm việc như một khâu so sánh nên đầu ra sẽ cho ra điện áp dạng xung chữ nhật đối xứng.Điện áp dạng xung chữ nhật đưa đến mạch vi phân gồm C2, R5, tạo nên dạng xung nhọn với biên độ bằng hai lần xung chữ nhật. Xung vi phân đưa đến khâu tạo xung U1B. Đầu vào (-) của U1B đặt dưới điện áp âm do phân áp R6, R7 và –Un tạo nên. Khi điện áp tại điểm C bằng 0V, các điôt D1, D2 sẽ thông làm đầu vào (-) của U1B âm hơn đầu vào (+), do đó đầu ra U1B sẽ bão hoà ở mức +Un. Khi xung nhọn ở điểm C có giá trị dương, D2 khoá, D1 thông làm đầu vào (-) dương hơn đầu vào (+), đầu ra U1B lật xuống mức bão hoà –Un. Khi điểm C có xung nhọn âm, D1 bị khoá, D2 thông dẫn đến đầu vào (+) sẽ bị âm hơn so với đầu vào (-), kết quả là đầu ra cũng bị lật xuống mức bão hoà –Un. Như vậy đầu ra của U1B tại điểm D có dạng xung chữ nhật với phần âm rất hẹp. Đây là điện áp đồng bộ cho khâu tạo xung răng cưa xây dựng từ U1C. Mạch tạo răng cưa làm việc theo nguyên lý đã mô tả ở phần 7.2.8. Khâu so sánh trên U1D so sánh điện áp điều khiển Uđk với điện áp răng cưa, xác định góc điều khiển a .

Tín hiệu điều khiển từ đầu ra của U1D, được cắt bỏ phần âm nhờ điện trở hạn chế và điôt D5, tín hiệu tại điểm F đưa đến mạch chia xung dùng JK trigơ D2A tạo nên xung có độ rộng 180º cho mỗi nửa chu kỳ. Đầu ra Q và Q của trigơ kết hợp với tín hiệu tại F qua mạch lôgic AND tạo nên xung điều khiển có độ rộng p a- , qua mạch AND thứ hai tín hiệu này trộn với xung trùm từ mạch NAND Smith D3A trở thành tín hiệu đã được băm ra

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

R6 R7

-Un

R10

E R13

+Un

R15

R11

R14

D1 D2

R12

U1D

U1A

U1B

Uđk

U1C

Uđk

R16

SET

+24V

CLR

D3A

D2A

D1A

D2C

R19

R22

R17

R20

D2B

D2D

R18

R21

Uđk Ux

Hình 2.13 Hệ thống điều khiển Tiristor nhiều kênh Hình 2.13 Hình 2.13 Hình 2.13

tần số cao. Khâu khuếch đại xung cuối cùng dùng tranzito và biến áp xung đưa tín hiệu đến cực điều khiển G và catôt K của tiristo

Sơ đồ trên đây là một mạch điều khiển chất lượng cao. Bằng cách bố trí biến áp đồng pha hợp lý, có thể dùng để điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha, bộ biến đổi xung áp ba pha. Mạch chỉnh lưu cầu một pha sẽ chỉ cần một kênh của sơ đồ là đủ nếu mạch khuyếch đại xung cuối cùng bổ sung thêm hai cuộn thứ cấp cho biến áp xung.

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

360(cid:1)

180(cid:1)

Hình 2.14 Dạng tín hiệu tại các điểm trên sơ đồ hệ thống điều khiển Hình 2.14 Hình 2.14 Hình 2.14

2.1.6 Sử dụng IC chuyên dụng làm driver cho chỉnh lưu phụ thuộc

Hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc (chỉnh lưu, biến đổi xung áp xoay chiều) có thể được xây dựng rất thuận tiện nếu sử dụng vi mạch chuyên dụng TCA785 của

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

1. GND chân nối đất,

2. Q2 đầu ra 2 đảo, 3. QU đầu ra U,

4. Q1 đầu ra 1 đảo 5. VSYNC đầu vào đồng

bộ,

6. Inhibit đầu vào cấm, 7. QZ đầu ra Z, 8. VSTOP =VREF điện áp chuẩn, xác định biên độ của răng cưa. 9. R9 điện trở mạch tạo

răng cưa,

10. C10 tụ điện mạch tạo

răng cưa,

11. V11 điện áp điều khiển, 12. C12 tụ tạo độ rộng

xung,

13. Tín hiệu tạo điều

khiển bằng xung rộng,

Hình 2.15 Sơ đồ cấu trúc của TCA785. Hình 2.15 Hình 2.15 Hình 2.15

14. Q1 đầu ra 1, 15. Q2 đầu ra 2, 16. VS nguồn cung cấp

Simens. Sơ đồ cấu trúc của TCA785 và ký hiệu chân ra được cho trên hình 7.25. Có thể thấy rằng TCA785 tích hợp các khâu đồng bộ, tạo điện áp tựa dạng răng cưa, khâu so sánh và cả việc tạo ra dạng xung điều khiển với độ rộng thích hợp, sẵn sàng đưa ra để điều khiển các thyristor trong mạch lực.

Nguyên lý hoạt động của TCA785 được thể hiện qua đồ thị dạng xung trên các chân như được minh họa trên hình 7.26.

Điện áp đồng bộ được đưa tới chân số 5 qua một điện trở có giá trị lớn đưa đến khâu xác định điểm điện áp nguồn qua không (Zero Detector), đầu ra của nó đưa tín hiệu đến thanh ghi đồng bộ (Synchron. Register) để xác định các nửa chu kỳ của điện áp lưới. Thanh ghi đồng bộ cũng điều khiển mạch nạp tụ C10 bằng dòng không đổi, xác định bởi điện trở R9, tạo ra răng cưa ở mỗi nửa chu kỳ của điện áp đồng bộ. Điện áp điều khiển đưa vào ở chân 11, V11, so sánh với răng cưa tại khâu so sánh (Control Comparator), thời điểm hai giá trị này bằng nhau xác định góc điều khiển a được đưa đến khâu Logic để sử lý tạo độ rộng xung. Góc a thay đổi được từ 0(cid:176) đến 180(cid:176) tùy thuộc giá trị của V11 so với biên độ của răng cưa, về giá trị bằng VS-2V.

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

VSYNC

V10

V11

V15 Q2

V14 Q1

V15 Q2 (nếu chân 12 nối xuống GND V14 Q1 (nếu chân 12 nối xuống GND V2 Nếu chân 12 nối xuống GND V4 (Nếu chân 12 nối xuống GND )

180(cid:1)

Hình 2.16 thị dạng xung của TCA785. Hình 2.16 Hình 2.16 Hình 2.16

Với mỗi nửa chu kỳ, tại góc điều khiển a

đến 180(cid:176) . Tín hiệu U ở chân 3 có độ rộng a

, xuất hiện hai xung có độ rộng khoảng 30m S tại hai đầu ra Q1 và Q2. Độ rộng này có thể làm rộng ra tới 180(cid:176) bằng tụ C12. Nếu chân 12 nối đất xung điều khiển sẽ kéo dài từ a + 180(cid:176) có thể được dùng vào các mục đích khác. Tương tự như vậy là tín hiệu Z ở chân 7 có giá trị bằng NOR giữa Q1 và Q2. Dùng chân 13 có thể nhận được tín hiều điều khiển kiểu xung rộng (180(cid:176) -a ). Tín hiệu cấm ở chân 6 sẽ xóa bỏ tín hiệu ra Q1, Q2 và Q1, Q2 .

2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor

dku

( ) PIG s

dku

( ) s

u K u=

( ) PIG s

DCXG

r dk

dR E

Hình 2.17 Hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu Tiristor (a) Sơ đồ khối, (b) mạch điện Hình 2.17 Hình 2.17 Hình 2.17 tương đương

2.2.1 Mô hình hóa khối điều chế độ rộng xung

(

)

m 2

p = cho chỉnh lưu một pha,

p = 6

Theo [11], điện áp trung bình của đầu ra chỉnh lưu Tiristor loại p xung: p a = u U sin cos (2.5) p p p      

cho chỉnh lưu ba pha).

mU giá trị định của điện áp dây đặt vào mạch chỉnh lưu.

Từ (2.1), mối quan hệ giữa góc mở a của Tiristor với điện áp điều khiển theo (2.6), khi

Trong đó: p độ đập mạch điện áp chỉnh lưu đầu ra (

= p

(2.6)

u U

c m ,

 - 1  

   

Từ (2.5), (2.6) ta có mối quan hệ giữa điện áp đầu ra Tiristor và điện áp điều khiển

Tiristor là:

điện áp tựa có dạng sườn răng cưa đi xuống.

= -

(2.7)

sin

m 2

u dk U

p U

  

u d u dk

c m ,

  

  

Hệ số

rK thay đổi phụ thuộc vào điện áp điều khiển

   dku và được xác định cho từng điểm làm việc cụ thể. Mặc dù vậy, với mục đích thiết kế bộ điều chỉnh (hệ thống chỉnh lưu phải

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

rK được

,r mK được xác định như sau:

sin

(2.8)

r m ,

m 2

p U

p  p 

  

c m ,

,r mK theo (2.8).

hoạt động ổn định trong toàn dải điều chỉnh), ta sẽ sử dụng giá trị lớn nhất của định nghĩa là

T p 2

  

  

(2.9)

( ) s

DCX

K e , r m

( ) u s d ( ) s u

K r m ,  T +  s p 2 

  

( ) s

(2.10)

( ) G s i

Đối với điện áp tựa răng cưa có dạng sườn lên, ta cũng thu được hệ số Mối quan hệ giữa điện áp đầu ra và điện áp điều khiển được thể hiện: - »

)

( ) E s

1 ( + 1

Trong đó: T là chu kỳ điện áp lưới. Từ mạch điện tương ta có mối quan hệ giữa dòng điện và điện áp đầu ra chỉnh lưu: i d ( ) u s d

T s d

R d

Trong đó: Hằng số thời gian

T d

L d R d

Sử dụng bộ điều chỉnh PI có cấu trúc theo:

sT z

( ) 1 =

(2.11)

G s PI

K s

 + 1 

  

1 sT i

( )

p Điểm không (zero) của bộ điều chỉnh

PIG s được lựa chọn bằng điểm cực của đối

( )

tượng

iG s nghĩa là:

(2.12)

T z

T d

L d R d E

dku

sT z

)

1 sT+

( R 1d

r mK  T +  s p 2 

  

Hình 2.18 Mạch vòng điều khiển dòng điện của hệ chỉnh lưu Tiristor Hình 2.18 Hình 2.18 Hình 2.18

Hàm truyền kín của mạch vòng dòng điện khi có sự tham gia bộ điều chỉnh PI được viết lại như sau (coi thành phần sức điện động E là nhiễu và sẽ được triệt tiêu nhờ vào thành phần tích phân của bộ điều chỉnh dòng điên):

(

)

, r m

(2.13)

( ) G s k

( ) s ( ) s

i d * i d

= =

R T T d p d (

)

R T T d p d

, r m

2 p T Đây là dạng hàm truyền chuẩn bậc hai có dạng:

2 n

+ +      

(2.14)

( ) G s 2 c

2 n

= + + w s w zw 2

2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor

(

)

2 n

r m ,

R T T d p d

Từ (2.13), (2.14) hệ số bộ điều chỉnh PI được xác định theo (2.15):

 w   zw  

p T

(2.15)

z = » Thông thường lựa chọn 0, 71 , từ (2.15) ta có: 1 2

K T ,r m pR d

(2.16)

( ) G s k

( ) s ( ) s

T p 2

T p

  

  

  

  

(2.17) Từ (2.13) hàm truyền kín mạch vòng dòng điện khi có bộ điều chỉnh tham gia vào: i d * i d

Trong hệ thống điều khiển nối cấp (cascade) thì hàm truyền kín của mạch vòng dòng điện sẽ được xấp xỉ theo (2.18) để thuận lợi cho tổng hợp các mạch vòng điều chỉnh phía ngoài cùng.

( ) G s k

( ) s ( ) s

i d * i d

T p

1   

  

» (2.18)

)

1 sT+

( R 1d

dku

sT z

r mK  T +  s p 2 

  

Hình 2.19 Đánh giá tác động nguồn sức điện động E lên mạch vòng dòng điện Hình 2.19 Hình 2.19 Hình 2.19

Từ ta tìm được hàm truyền đạt giữa nguồn sức điện động và dòng điện đầu ra theo

(2.19).

  

 1  

= -

(2.19)

( ) G s d

( ) s i d ( ) E s

( ) s

* i d

)

( 1

sT d

R d

     

  

  

 1  

 T  p 2      

  1   

T 2 p = , nghĩa là thay đổi của nguồn sức điện đông E không ảnh

Lấy giới hạn

( ) sG s d

Sau khi xác định được tham số cho bộ điều chỉnh dòng điện, cần phải đánh giá ảnh hưởng nhiễu do nguồn sức điện E tác động lên mạch vòng dòng điện với các tham số bộ điều chỉnh đã được xác định.

lim s 0

hưởng đến dòng điện đầu ra, với các tham số

T T được chọn theo (2.12) và (2.16). ,z Chú ý: Hoàn toàn tổng hợp tham số bộ điều chỉnh PI theo tiêu chuẩn tối ưu modul, chi

tiết xem thêm trong trang 300, tài liệu [5].

ﬁ

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

2.3 Kết quả mô phỏng

2.3.1 Chỉnh lưu cầu một pha

i -

Thyristor1

Thyristor3

U_a

Th1&Th2

+ -

g a

Va1

Th1&Th2

iA & iB

U_dk

Th3&Th4

i -

iB1

Udk

DRIVER

+ -

Th3&Th4

Scope

220V/50Hz 1-phase Source

Thyristor4

Thyristo2

g a

TIRISTOR 1PHA

a. Sơ đồ mô phỏng

b. Sơ đồ mạch lực

350

300

250

200

)

(

150

A A

( d U

-1

100

-2

-3

-4

-50

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

d. Dòng điện pha đầu vào chinh lưu

c. Điện áp đầu ra chỉnh lưu

0.03

0.02

0.07

0.04

0.08

0.06

0.1

0.03

0.02

0.04

0.06

0.07

0.08

0.1

0.01 0.05 0.09 e Dạng sóng điều khiển Tiristor1&2

0.01 0.05 0.09 f. Dạng sóng điều khiển Tiristor3&4

Hình 2.20 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha Hình 2.20 Hình 2.20 Hình 2.20

Tham số mô phỏng: Điện áp nguồn 220V/50Hz; Tải trở cảm R=100Ω, L=20mH.

2.3 Kết quả mô phỏng

2.3.2 Chỉnh lưu cầu ba pha

2.3.2.1 Điều khiển vòng hở

i -

Th1

U_ac

Th2

U_bc

Thyristor1

Thyristor3

Thyristo5

Th3

g a

Th4

U_ba

Mux

Th5

iA & iB

i -

0.6

U_dk

iB1

Th6

Udk

DRIVER

i -

+ -

iB12

Synchronization Voltages

-1

+ -

TIRISTOR 3PHA

Vab

Gain1

Scope

+ -

-1

Vbc + -

Vca

Gain

Thyristor4

Thyristo6

Thyristor2

g a

380V/50Hz 3-phase Source

b. Sơ đồ mạch lực

a. Sơ đồ mô phỏng

600

500

400

)

300

)

(

( d U

B & A

200

-2

100

-4

-6

-100

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

c. Điện áp đầu ra chỉnh lưu

d. Dòng điện pha đầu vào chinh lưu

0.01

0.03

0.02

0.06

0.04

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 f. Dạng sóng điều khiển Tiristor4

0.05 e Dạng sóng điều khiển Tiristor1

Hình 2.21 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha Hình 2.21 Hình 2.21 Hình 2.21

Tham số mô phỏng: Điện áp nguồn 380V/50Hz; Tải trở cảm R=100Ω, L=20mH; Điều khiển theo phương pháp xung kép với độ rộng xung 20e-5s.

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

2.3.2.2 Điều khiển vòng kín

,r mK được xác định như sau: p

380 2

sin

161, 22

(2.20)

r m ,

m 2

6 10

  

  

p   

  p  ms

, c m T

và hệ số đập mạch điện áp của chỉnh lưu cầu ba pha

U Chu kỳ điện áp lưới

   20 p = . Từ (2.12), (2.16) ta tính tham số bộ điều khiển PI:

Tham số mô phỏng: Điện áp nguồn 380V/50Hz; Tải sức phản điện động R=100Ω, L=20mH, E= 100V; Điều khiển theo phương pháp xung kép với độ rộng xung 20e-5s; Lượng đặt dòng điện thay đổi từ 2÷5(A) tại thời điểm 0,04s. Hệ số

(2.21)

= -

0, 0054

L d R d K T , r m pR d

900

800

700

600

)

500

)

(

V ( d U

B & A

400

-2

300

-4

200

-6

100

-8

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.03

0.01

0.04

0.02

0.07

0.06

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

c. Điện áp đầu ra chỉnh lưu

0.05 t(s) d. Dòng điện pha đầu vào chinh lưu

Id*

)

A ( * d

( k d U

& d

-1

0.01

0.02

0.04

0.08

0.03

0.07

0.06

0.09

0.1

0.03

0.08

0.04

0.06

0.07

0.02

0.01

0.09

0.1

0.05 t(s) f. Dòng điện thực và dòng điện đặt

0.05 t(s) e Điện áp điều khiển Hình 2.22 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha Hình 2.22 Hình 2.22 Hình 2.22

= =  = T  z    T 

2.4 Bài tập

Bài tập 1: Thiết kế hệ truyền động động cơ một chiều có tham số chỉ ra trong Bảng 1, sử dụng chỉnh lưu cầu ba pha điều khiển hoàn toàn sử dụng Tiristor.

Bảng 1.1 Tham số động cơ một chiều 200Hp kích từ độc lập

Điện trở phần ứng Điện cảm phần ứng Điện trở phần kích từ Điện cảm phần kích từ Điện cảm hỗ cảm Moment quán tính Điện áp kích từ Tốc độ định mức Điện cảm nối tiếp mạch phần ứng Ra = 0.0597Ω La =0.0009H Rf = 150Ω Lf = 112,5H Laf = 2,621 J = 5kgm2 Uf = 150V 1750 vòng/phút Lu =15e-3H động cơ

• Tính chọn mạch lực. • Điều khiển vòng hở, sử dung hai phương pháp phát xung sau đây để điều khiển mạch lực cầu ba pha Tiristor.

(

)

Rad s

120

100

( ) t s Hình 2.23 Lượng đặt tốc độ cho hệ truyền động một chiều Hình 2.23 Hình 2.23 Hình 2.23

o Điều khiển theo phương pháp xung kép (độ rộng xung là 20e-5s). o Điều khiển theo phương pháp xung chum (Tần số xung chùm fx = 10kHz). o Yêu cầu: Thu thập dữ liệu về điện áp phần ứng, dòng điện phần ứng và tốc độ quay động cơ bằng phần mềm Matlab. • Tổng hợp mạch vòng dòng điện, tốc độ đảm bảo tốc độ động cơ bám theo tốc độ đặt

o Yêu cầu: Thu thập dữ liệu về điện áp phần ứng, dòng điện phần ứng và dòng điện phần ứng đặt (đầu ra bộ điều chỉnh tốc độ), tốc độ quay của động cơ và tốc độ đặt phần mềm Matlab. • Tài liệu tham khảo.

khoa học kỹ thuật.

o Bài giảng điều khiển điện tử công suất. o Phạm Quốc Hải, Hướng dẫn thiết kế Điện tử Công suất, Nhà xuất bản

o Nguyễn Phùng Quang, Matlab/Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động, Trang 323÷324 và trang 300÷324, Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật. o File dc3_example.mdl trong Matlab 2010.

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC

Bài tập 2: Thiết kế bộ nguồn dòng dùng chỉnh lưu Tiristor, là đầu vào của thiết bị biến đổi cho lò nấu thép trung tần Hình 2.24.

Hình 2.24 Sơ đồ mạch lực nghịch lưu cộng hưởng nguồn dòng Hình 2.24 Hình 2.24 Hình 2.24

Mô tả: Lò nấu thép trung tần được sử dụng rộng rãi tại Việt Nam, với dải công suất nhỏ từ 100 đến 750kW, công suất lớn cỡ 1 đến 10MW. Bộ biến đổi thường dùng cấu trúc chỉnh lưu Tiristor cầu 3 pha, cùng với cuộn kháng một chiều, tạo nên nguồn dòng, nghịch lưu công hưởng nguồn dòng song song, tần số từ 500Hz đến 2400Hz (tần số thấp ứng dải công suất cao)

( )e t

nguồn sức điện động

bàng 2 lần tần số điện áp ra Sơ đồ thay thế tương đương bộ chỉnh lưu cầu ba pha tạo nguồn chỉ ra như , trong đó thể hiện ảnh hưởng của điện áp trên tải tác động ngược lại bộ ( )e t

380 ,50V

chỉnh lưu nguồn dòng. Tần số nguồn sức điện động (chỉnh lưu cầu Tiristor một pha).

dku

( ) PIG s

( )e t

Modulator

dku

u K u=

( ) PIG s

(a)

r dk

+ -

Hình 2.25 Sơ đồ thay thế chỉnh lưu cầu ba pha tạo nguồn dòng Hình 2.25 Hình 2.25 Hình 2.25

(b)

• Yêu cầu:

o Tính chọn tham số mạch lực của chỉnh lưu cầu ba pha tạo nguồn dòng cho nghịch lưu cộng hưởng, với tải là cuộn dây lò điện cảm ứng với các tham số sau: Công suất tải Pt = 300kW, Điện áp định mức trên cuộn dây: Ut = 800VAC và tần số làm việc là 1kHz, hệ số công suất tải cosφ = 0,4.

2.4 Bài tập

o Tổng hợp tham số bộ điều khiển dòng điện dựa vào sơ đồ thay thế Hình 2.25. o Mô phỏng kiểm chứng bằng Phần mềm Matlab. • Tài liệu tham khảo.

o Bài giảng điều khiển điện tử công suất. o Phạm Quốc Hải, Hướng dẫn thiết kế Điện tử Công suất, Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật. o Trần Trọng Minh, Giáo trình điện tử công suất, Chương 9, Nhà xuất bản giáo dục.

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

Bộ biến đổi DC/DC đa dạng về cấu trúc bộ biến đổi, và được phân loại theo chức năng: bộ biến đổi DC/DC giảm áp (buck converter), bộ biến đổi DC/DC tăng áp (boost converter), bộ biến đổi DC/DC tăng-giảm áp (buck-boost converter).

3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC

Quá trình thiết kế một hệ thống điều khiển thường được thực hiện theo các bước sau: xây dựng mô hình toán học của đối tượng điều khiển, phân tích hệ thống và tìm ra bộ điều khiển thích hợp, và cuối cùng là mô phỏng và thử nghiệm. Trong đó, việc mô hình hóa là cầu nối giữa đối tượng vật lý (bộ biến đổi DC/DC) và lý thuyết điều khiển (phương pháp thiết kế bộ điều chỉnh). Tính chính xác và đặc điểm của mô hình toán học tìm được là một yếu tố quyết định đến chất lượng hệ thống, và định hướng cho công việc thiết kế các bộ điều chỉnh sau này.

3.1.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái

+ t T s

( ) t

Giả thiết bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện liên tục (CCM). Giá trị trung bình của điện áp và dòng điện trong mỗi chu kỳ phát xung khóa bán dẫn S được chỉ ra theo (3.1).

( ) x t

t d

∫

1 T s

(3.1)

( ) x t

là giá trị tức thời.

( ) u t L

(3.2)

( ) t

i C

    C 

( ) i t L dt u C dt Nội dung phương pháp trung bình không gian trạng thái được thực hiện tổng quát theo

các bước dưới đây.

Trong đó Mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện trung bình qua phần tử thụ động L, C được chỉ ra như sau:

trong trạng thái 1 dưới dạng chuẩn hóa

Bước 1: Sử dụng các định luật Kirhoff viết phương trình mạch điện bộ biến đổi DC/DC

A x B + u 1

(3.3)

x d d t y =

   

C x D u + 1

Bước 2: Sử dụng các định luật Kirhoff viết phương trình mạch điện bộ biến đổi DC/DC

trong trạng thái 2 dưới dạng chuẩn hóa

3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC

A

B

(3.4)

C D

   

x d dt y = x+ 2

Theo [7], Mô hình trung bình mô tả một bộ biến đổi DC/DC với sự tham gia của hệ số điều chế d được viết như sau:

)

( + 1

)

( + 1

- - = d d A x+ d d B u A 1 B 1         (3.5) - - d x dt y = d d C x+ d d D u C 1 D 1             

Hay (3.5) được viết lại dưới dạng tổng quát:

=Ax+B u

(3.6)

x d dt =Cx D u y

    

Trong đó:

)

A

A 1

 

 

B

B 1

 

 

(3.7)

C 1

d ) ) C )

( + 1 ( + 1 ( + 1 ( + 1

D

D 1

  =  

   

 = A     C    

Điểm cân bằng của mô hình (3.5) được mô tả theo được xác định bằng cách cho đạo

hàm bằng không và các đại lượng ở trạng thái xác lập ta có:

(3.8)

=A X+B ss +

U ss =C X D

U ss

  Y 

Do mô hình (3.6) là phi tuyến, thể hiện qua phép nhân giữa hệ số điều chế d và biến trạng thái x , nên muốn thiết kế bộ điều chỉnh theo phương pháp tuyến tính cần thiết phải tìm được mô hình khác phù hợp hơn để mô tả mô hình bộ biến đổi DC/DC dưới giác độ quan hệ hàm truyền đạt. Theo [7], mô hình tín hiệu nhỏ là giải pháp để thực hiện ý tưởng trên và phục vụ cho công việc thiết kế bộ điều khiển tuyến tính sau này. Mô hình tín hiệu nhỏ của bộ biến đổi DC/DC được viết lại như sau.

(

)

- -

A

ˆ x+

B

ˆ u

( A A X B B U

ˆ d

 

(3.9)

)

  (

- -

C

ˆ x

D

( C C X D D U

ˆx d dt ˆ y

ˆ u

ˆ d

 

 

    

Trong đó:

)

A

A 1

 

 

B

B = ss

B 1

 

 

(3.10)

C 1

D ) ) C )

( + 1 ( + 1 ( + 1 ( + 1

D

D 1

  =  

   

     C    

Mối quan hệ giữa giá trị trung bình, giá trị xác lập và tín hiệu nhỏ được chỉ ra:

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

(3.11)

= ˆ  x X x  = + ˆ u U u   = + ˆ y y Y   = ˆ d D d 

Các giá trị trong (3.11) phải thỏa mãn điều kiện:

X

ˆ x≫

≫

ˆ u

(3.12)

≫

ˆ y

≫

ˆ d

      

Trong thực tế, khi thiết kế bộ điều chỉnh ta cần thiết biết được mối quan hệ giữa hàm truyền đạt trên miền toán tử Laplace. Do đó, từ (3.9) tính ra mối quan hệ giữa hàm truyền đạt trên miền toán tử Laplace như sau:

u = ). 0

+ Hàm truyền đạt giữa đầu ra và hệ số điều chế (khi cho ˆ

(

)

(

)

(

)

- = - - - - - C s I A

) + A A X B B

) + U

( ) ˆ y s ( ) ˆ d s

( ) ˆ u s

(3.13)

d = ). 0

C C X D D U + 2        

) 1

(

(3.14)

+ Hàm truyền đạt giữa đầu ra và đầu vào (khi cho ˆ ( ) ˆ y s ( ) ˆ u s

( ) ˆ d s

+ Hàm truyền đạt giữa biến trạng thái và hệ số đều chế (khi cho ˆ

- = - I A C B s + ss D ss

u = ). 0

(

)

(

)

(3.15)

- = - - - s I A

) + A A X B B

U    

( ) ˆ x s ( ) ˆ d s

( ) ˆ u s

d = ). 0

) 1

(

- -

I A s

(3.16)

B ss

+ Hàm truyền đạt giữa biến trạng thái và đầu vào (khi cho ˆ ( ) ˆ x s ( ) ˆ u s

( ) ˆ d s

Phương pháp trung bình không gian trạng thái trên đây có ưu điểm là có cơ sở toán học rõ ràng. Các bước tính toán chỉ dựa trên các phép biến đổi ma trận và có thể tự động hóa bằng một số công cụ hữu hiệu như Matlab, Mathcad, … Tuy nhiên việc sử dụng công cụ toán học thuần túy làm tách rời ý nghĩa vật lý, dẫn đến những khó khăn khi giải thích các đặc tính thu được và tiến hành hiệu chỉnh trong quá trình thiết kế.

Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt (switching network averaging) với xuất phát ban đầu từ trung bình hóa phần tử đóng cắt (switch averaging) là cách làm từ đầu khi muốn mô hình hóa các mạch điện tử công suất. Ngày nay phương pháp này lại gây được sự quan tâm vì mô hình thu được gần với mô hình vật lý, có thể mô tả cả các phần tử gây tổn thất như điện trở khi dẫn dòng của van, sụt áp trên van, một số mạch điện ký sinh (ví dụ

3.1.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt

3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC

như mô hình tụ điện ở tần số cao là một mạch RLC). Phương pháp cũng có thể được dùng cho các sơ đồ cộng hưởng, cho sơ đồ một pha, ba pha, các loại bộ biến đổi DC-DC, DC- AC, AC-DC. Trung bình hóa phần tử hay mạng đóng cắt đều dùng thay thế một phần của mạch điện bằng một mạng hai cửa với các biến là điện áp, dòng điện ở cửa vào và cửa ra Tùy theo điện áp hay dòng điện có thể coi là biến độc lập (ví dụ điện áp nguồn vào, đầu vào điều khiển, điện áp ra trên tải), các biến này được mô tả bởi nguồn áp hay nguồn dòng độc lập. Hai biến còn lại sẽ trở thành các nguồn dòng hay nguồn áp phụ thuộc, tùy theo chức năng hoạt động của sơ đồ. Nếu phần tử được thay thế bằng một mạng hai cửa thì có thể đặt nó vào bất cứ sơ đồ nào để phân tích tiếp. Tuy nhiên vị trí trong sơ đồ của phần tử khác nhau dẫn đến mô hình có thể phức tạp không cần thiết. Vì vậy phương pháp trung bình mạng đóng cắt tỏ ra phù hợp hơn cho mục đích mô hình hóa.

Phương pháp trung bình hóa dựa trên cơ sở chính là các đại lượng cần quan tâm được điều khiển hay thay đổi với tần số thấp hơn nhiều (ít nhất là 10 lần), so với tần số đóng cắt của sơ đồ. Khi đó có thể bỏ qua độ đập mạch của điện áp hay dòng điện và chỉ cần quan tâm đến giá trị trung bình của chúng trong một chu kỳ đóng cắt Ts. Sau khi trung bình hóa ta sẽ loại bỏ được phần tử đóng cắt và thu được mô hình phi tuyến cho tín hiệu lớn DC. Tiếp theo sẽ tiến hành tuyến tính hóa quanh điểm làm việc cân bằng bằng cách đưa vào các biến động nhỏ đối với các biến, cuối cùng sẽ thu được mô hình cho tín hiệu lớn DC và tín hiệu nhỏ AC.

Mạch điện Hình 3.1a được xem như mạng điện hai cửa, từ phân tích dạng điện áp và dòng điện của mạng hai cửa này, trong trạng thái xác lập ta có mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện như sau:

=  U  = I DI 1

(3.17)

( ) ( ) d t u t ( ) ( ) t d t i 2

( )  u t 2  ( ) = i t  1

ti 1

ti 2

tu 1

tu 2

( ) 1: d t

1: D

Hệ phương trình (3.17) mô tả một mạng điện hai cửa là máy biến áp lý tưởng với hệ số truyền áp là D và được biểu diễn dưới dạng sơ đồ mạch điện như Hình 3.1b. Từ (3.17)mô hình trung bình của mạng hai cửa cũng được viết lại theo (3.18), đây cũng được coi như ( )d t máy biến áp lý tưởng với hệ số truyền áp là và được biểu diễn dưới dạng sơ đồ mạch điện như Hình 3.1c. = (3.18)

Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC

Để thiết bộ điều chỉnh, mô hình bộ biến đổi DC/DC cần phải được tuyến tính hóa tại điểm làm việc cân bằng, khi đó các đại lượng điện áp và dòng điện được viết theo (3.19).

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

1 +

i 1

I =

ˆ i 1 +

2 +

( ) ( ) + D d t d t ( ) ( ) + ˆ u t U u t 1 1 ( ) ( ) = t t ( ) ( ) t

( ) ˆ u t U u t ( ) t

ˆ i 2

i 2

        

(3.19)

)

Từ (3.18), (3.19) ta có:

(

(3.20)

)( ˆ + ˆ D d U u 1 )( )

= (

ˆ + D d

ˆ i 2

I 1

ˆ + = i 1

ˆ ˆ du 1

(3.21)

ˆ I d 2

ˆ ˆ di 2

 + ˆ U u  2     ˆ ˆ ˆ u U d Du  1 1  ˆ ˆ =  i Di 1 2

Hệ phương trình (3.21) được viết lại: =

(3.22)

ˆ  ˆ ˆ u U d Du  1 1 2  ˆ ˆ ˆ =  i Di I d 2 2 1 Hệ phương trình (3.21) được biểu diễn dưới dạng sơ đồ mạch điện như Hình 3.2b.

( ) t

ˆi

( ) t

ˆi

( ) 1: d t

ɵ ( ) 1U d t

( ) 2u t

( ) 1u t

( ) 1ˆu t

( ) 2ˆu t

ɵ ( ) 2I d t

Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng

Từ mạng điện hai cửa được biểu diễn bằng mạch điện tương đương với tin hiệu trung bình và mạch điện tương được được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng, ứng dụng mô hình bộ biến đổi Buck, Boost, Buck-Boost.

3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck

ti 1

( ) 1: d t

( ) d t

-  1

 

Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi Boost

3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck

Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 2 (c)

3.2.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái

Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck converter trong trạng thái 1.

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

= - - L r i L L + u o u in

= - (3.23) i L u C i d L d t u d C t d R + R r C 1 + R r C

(

)

= + r i C L u C     C     u  R + R r C

Hệ phương trình (3.23) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận

r L

)

Rr 1 C + L R r C

R 1 ( + L R r C

;

- - được xác định theo (3.24).      

= D 0

;

A 1

B 1

C 1

  

  

Rr R C + + R r R r C C

1 L 0

   

   

1 +

)

R 1 ( + C R r C

1 ( C R r C

      

      

(3.24) Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi

buck converter trong trạng thái 2.

= -

r i L L

(3.25)

i L

u C

i d L d t u d C t d

R + R r C

1 + R r C

(

)

r i C L

u C

    C    u  

R + R r C

Hệ phương trình (3.25) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.4) với ma trận

r L

(

)

Rr C + R r C

R + R r C

(3.26)

;

- - được xác định theo (3.26).      

B

C

= D 0

A

  0   0  

  

  

Rr R C + + R r R r C C

(

)

(

)

R + R r C

1 + R r C

      

      

Như vậy, bộ biến đổi kiểu Buck converter được mô tả trên không gian trạng thái theo

)

(3.27)

)

dạng chuẩn (3.6) như sau:         =  

+ - - r L d       Rr 1 C + L R r C R 1 ( + L R r C = +       i L u C    ɺ i L ɺ u C - 0      1  uL   1 + R 1 ( + C R r C 1 ( C R r C       

      Rr R C + + R r R r C C            u    i L  u  C Theo (3.7) ma trận hệ thống trong hệ phương trình (3.27) được chỉ ra như dưới đây:

3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck

r L

)

  

  

Rr 1 C + L R r C

R 1 ( + L R r C

- -

A

;

B

;

C

;

= D 0

1 L

  

  

Rr R C + + R r R r C C

   

   

1 +

)

R 1 ( + C R r C

1 ( C R r C

      

      

(3.28) Theo (3.8), điểm làm việc cân bằng của bộ biến đổi Buck được tính như sau:

C RI

=  U U o  = U   U 

r I L L

< 1D£

, theo (3.29) bộ biến đổi buck

(3.29)

converter mang đặc điểm bộ giảm áp.

Sử dụng Toolbox Symbolic Math trong Matlab (chương trình chi tiết nằm ở phần phụ lục), ta sẽ tìm được các hàm truyền bộ biến đổi Buck dạng tổng quát theo các công thức (3.13), (3.14), (3.15), (3.16).

(3.30)

+ Hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế. ( 1 +

(

( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

) Cr s c ) L Rr C Rr C r r C s L

+ + R r L

L C

) 2 RLC r LC s C

( ) s

ˆ u in

+ Hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào.

Cr s c

(3.31)

( 1 +

(

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s u in

+ R r L

) ) L Rr C Rr C r r C s L

L C

) 2 RLC r LC s C

( ) ˆ d s

Hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và hệ số điều chế được chỉ ra theo có điểm zero nằm

= -

(3.32)

zero 1

bên trái mặt phẳng phức, và có xác định như sau: 1 r C c

Do 0

< 1D£

, nên điểm zero có giá trị âm (nghĩa là nằm bên trái trục ảo). Vì vậy hệ

Do hệ số điều chế ở điểm làm việc xác lập 0

(3.32) được mô tả theo hàm truyền là hệ pha cực tiểu. = ). 0

(3.33)

RU + R Ls RLCs

Hàm truyền bộ biến đổi Buck (giả thiết r L + Hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế. ( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

( ) s

ˆ u in

= r c

(3.34)

+ Hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào. ( ) ˆ u s o ( ) ˆ s u in

( ) ˆ d s

(3.35)

( U RCs in +

) 1 + R Ls RLCs

0 + Hàm truyền giữa dòng điện chảy qua cuộn cảm và hệ số điều chế. ( ) ˆ s i L ( ) ˆ d s

( ) s

ˆ u in

= + DR + R Ls RLCs

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

3.2.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt

1iɵ

2iɵ

ɵ 1U d

1ˆu

ɵ 2I d

1ˆu

2ˆu

0ˆu

Từ mô hình mạch điện tương đương thay thể phần tử đóng cắt lắp Hình 3.2 vào sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck, ta có mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ như Hình 3.5.

Hình 3.5 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ.

Từ sơ đồ Hình 3.5 ta có:

Hình 3.5 thể hiện sơ đồ Buck Converter có tính tới các giá trị điện trở thuần trong mạch cuộn cảm và ESR trong mạch tụ. Khi có những yếu tố thực tế này trong mạch hình dạng dòng i2 và điện áp trên tụ vC sẽ không còn dạng tuyến tính nên khi lấy trung bình trong một chu kỳ Ts tính toán sẽ phức tạp hơn. Tuy nhiên nếu lưu ý rằng rL và rC cố giá trị thực tế rất nhỏ thì những giả thiết về dạng tuyến tính của i2 và vC vẫn có thể áp dụng, do đó mạch điện trung bình cho mạng đóng cắt có thể áp dụng mà không cần thay đổi gì. Từ đó những yếu tố thực tế này sẽ chỉ thay đổi dạng của hàm truyền tín hiệu, như sẽ chỉ ra sau đây.

ˆ u

viết dưới miền ảnh Laplace:

(3.37)

( ) ˆ u s 2 ɵ ( ) d s

( ) ˆ u s 1

Mặt khác từ sơ đồ Hình 3.5 ta tìm được hàm truyền:

(3.38)

RC +

Trong đó

là trở kháng song song giữa mạch tụ lọc C và tải R;

sr C C +

R +

)

( ) ˆ u s o ( ) ˆ u s 2 ( ) + 1 ( sC R r C

là trở kháng mạch điện cảm L. Như vậy hàm truyền giữa hệ số điều chế với

r L

)

( 1

sr C C

ɵ + ˆ Du U d (3.36) 1 Trước hết ta xét hàm truyền từ hệ số điều chề đến điện áp đầu ra, từ (3.36) hàm truyền

sL Z đầu ra điện áp ra sẽ là: ( ) ˆ u s o ɵ ( ) d s

( ) ˆ u s 2 ɵ ( ) d s

( ) ˆ u s o ( ) ˆ u s 2

R + R r L

( ) ˆ u s 1

2 s LC

s C r C

  

  

Rr L + R r L

L + R r L

  

  

+ R r C + R r L (3.39)

Nếu xét hàm truyền từ đầu vào đến điện áp đầu ra thì

, do đó trở thành:

( ) ˆ u s 2 ( ) ˆ u s 1

ɵ( ) d s

(cid:215) (cid:215) (cid:215)

3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost

)

( 1

sr C C

( ) ˆ u s 0 ( ) ˆ u s 1

( ) ˆ u s 0 ( ) ˆ u s 2

( ) ˆ u s 2 ( ) ˆ u s 1

R + R r L

( ) ˆ d s

2 s LC

s C r C

  

  

Rr L + R r L

L + R r L

  

  

(cid:215) (cid:215) (cid:215)

+ R r C + R r L (3.40) Từ (3.39), (3.40) cho thấy hàm truyền từ đầu vào điều khiển đến đầu ra và từ đầu vào , gọi là điểm zero ESR. Hệ số khuếch đại

)

( R R r+

đến đầu ra đều xuất hiện điểm zero âm 1/ Cr C DC cũng thay đổi theo hệ số .

3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost

iC rC

uin

a) io

iC rC

uin

b)

c)

Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 2 (c)

3.3.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái

Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi boost converter trong trạng thái 1.

= - L + r i L L u in

(3.41) u C i d L t d u d C t d  = -      1 + R r C

= u      C     u  R + R r C

Hệ phương trình (3.41) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận được xác định theo (3.42).

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

r L

1 L

A

;

D 0 (3.42)

B 1

C 1

R + R r C

  

  

1 L 0

   

   

1 +

)

1 ( C R r C

     

     

Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi boost converter trong trạng thái 2.

- - L + u u i L r i L L di L dt  = -      Rr C + R r C R + R r C

= - (3.43) i L u C du C dt       R + R r C 1 + R r C

(

)

= + u r i C L R + R r C      C     u 

Hệ phương trình (3.43) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.4) với ma trận được xác định theo (3.44).

r L

)

  

Rr 1 C + L R r C

- -

A

;

B

;

C

;

= D 0 2

  

  

Rr R C + + R r R r C C

1 L 0

   

   

R 1 ( + L R r C 1 +

)

   R 1 ( + C R r C

1 ( C R r C

      

      

(3.44) Như vậy, bộ biến đổi kiểu Boost converter được mô tả trên không gian trạng thái theo

)

( 1

( + - 1 r L

(

)

1 L

Rr C + R r C

1 R ( + L R r C

  

  

  

i L u C

  

- - -

)

   

 1  uL  in 0 

( 1

(3.45)

1 +

)

1 R ( + C R r C

1 ( C R r C

      

      

ɺ i L ɺ u C - -

)

( 1

  

  

     

Rr R C + + R r R r C C

dạng chuẩn (3.6) như sau:               u  

i L u C Theo (3.7) ma trận hệ thống trong hệ phương trình (3.45) được chỉ ra như dưới đây:

)

( 1

( + - r 1 L

(

)

1 L

Rr C + R r C

R 1 ( + L R r C

   

   

- - -

A

)

( 1

(3.46)

1 +

)

1 R ( + C R r C

1 ( C R r C

      

- -

)

B

C

= D 0

;

( 1

;

Rr R C + + R r R r C C

  

  

1 L 0

          

   

Theo (3.8), điểm làm việc cân bằng của bộ biến đổi Boost được tính như sau:

3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost

) D RI

(3.47)

(

)

) r I L L in ) + D R r C

< 1D£

, theo (3.47) bộ biến đổi boost

- = + R r c -   = U U  C o  ( = - U 1   ( U  U (  1 

converter mang đặc điểm bộ tăng áp.

Sử dụng công thức (3.13), (3.14), (3.15) ta có hàm truyền của bộ biến đổi kiểu boost

Do hệ số điều chế ở điểm làm việc xác lập 0

(giả thiết

= = ). 0 r c r L

)

(3.48)

- -

( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

+ Hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế. (  R 1  ( R D

D U I Ls c )2 + + 1

  Ls RLCs

( ) s

ˆ u in

)

(3.49)

D +

( R D

Ls RLCs

+ Hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào. ( R 1 )2 + 1

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s u in

( ) ˆ d s + Hàm truyền giữa dòng điện chảy qua cuộn cảm và hệ số điều chế.

D RCU s c

(3.50)

) + +

( ) ˆ s i L ( ) ˆ d s

+ U I R c ( R D

( 1 )2 + 1

Ls RLCs

( ) s

ˆ u in

Hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và hệ số điều chế được chỉ ra theo có điểm zero nằm

bên phải mặt phẳng phức, và có xác định như sau:

( 1

) D U

(3.51)

zero 1

< 1D£

Do 0

, nên điểm zero có giá trị dương (nghĩa là nằm bên phải trục ảo). Vì vậy hệ (3.48) được mô tả theo hàm truyền là hệ pha không cực tiểu, đây là vấn đề quan trọng để thiết kế bộ điều chỉnh cho bộ biến đổi boost converter sau này.

3.3.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt

(3.52)

) ˆ D u U d 2 ) ˆ D i 1

Từ mô hình Hình 3.3b mô tả bộ biến đổi Boost với các tín hiệu trung bình. Sử dụng công thức (3.19)để tuyến tính quanh điểm làm việc xác lập, ta thu được mô hình tín hiệu nhỏ của phần tử đóng cắt trong sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Boost. (  = - ˆ 1 u  1  ( = - ˆ i 1  2

ˆ I d 1 Từ mạch điện được mô tả theo (3.52) kết hợp với sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Boost, ta

có mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ (chú ý rằng

ˆ u

ˆ ,o u U U 2

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

2iɵ

1iɵ

ɵ oU d

2ˆu

ɵ 1I d

1ˆu

ˆinu

0ˆu

Hình 3.7 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ.

) ɵ D i 1

ɵ ˆ I d i 1 2

Viết phương trình cho nút dòng điện qua tụ C, chỉ xét với các thành phần xoay chiều: ( + = - 1

( 1

) ɵ D i 1

ɵ + I d 1

là trở kháng mạch tải.

(3.53) ﬁ

r C

R +

)

1 sC

  

  

ˆ u = - o Z ( ) + sr C 1 C ( + sC R r C

Trong đó:

)

(

(3.54)

Viết phương trình cho mạch vòng dòng điện qua cuộn cảm: ( ˆ + - sL U d 1

) ˆ D u

ˆ u in

ˆ i 1

ˆi ở (3.53) vào (3.54) và viết dưới dạng toán tử Laplace:

Thay biểu thức dòng 1

+ = - r L

(

)

( 1

ɵ ( ) d s

(3.55)

r L

( ) ɵ ( ) s U d s o

ˆ u in

( ) ) ˆ D u s o

I 1 D

( ) ˆ u s o ) D Z

( 1

   

   

)

r L

- - - -

) +

)

(3.56)

( 1

( ) = ˆ u s o

( ) ɵ ( ) + s U d s o

ˆ u in

( + r L

)

( ( 1

sL ) D Z

I 1 D

( 1

Biểu thức (3.55) được viết lại: +   

sẽ xác định được:

Từ đó có thể thấy với

;

( ) G s vg

( ) G s vd

( ) s

d s

ˆ u in

- - - -

( ) ˆ u s o ɵ ( ) d s )

(3.57)

( ) G s vg

d s

) D R +

( + 1 )

)

sr C C ( + - 1

) 2 D R

( + 1

( ) ˆ u s o ( ) ɵ( ) ˆ s u in

r L

sr C C

   RC ( ) ˆ u s o ( ) ɵ( ) ˆ s u in ( 1 ) (  

 1 

)

) D R U

( 1

( + r L

sr C C

I 1 D

(3.58)

( ) G s vd

( ) s

ˆ u in

)

( ) ˆ u s o ɵ ( ) d s

( + - 1

 ) ( + 1   ) 2 D R

( + 1

( sC R r C    ( sC R r C

r L

sr C C

) (  

 1 

- - -

Hàm truyền đạt có hai điểm zero là: ( 1

zero 1

) D I r 1 L I L 1

(3.59)

= -

zero 2

     

1 r C c

- -

3.4 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost

Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 2 (c)

3.4.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái

Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck - boost converter trong trạng thái 1.

= - L u + r i L L

= - u (3.60) di L dt du C dt 1 + R r C

= u C     C    u   R + R r C

Hệ phương trình (3.60) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận được xác định theo (3.61).

r L

1 L

(3.61)

A

;

= D 0

B 1

C 1

R + R r C

  

  

1 L 0

   

   

1 +

)

1 ( C R r C

     

     

Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck - boost converter trong trạng thái 2

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

= - - L u r i L L

= - i u . (3.62) di L dt du C dt R + R r C 1 + R r C

(

)

= + u r i C L     C    u   R + R r C

Hệ phương trình (3.62) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận

r L

)

  

Rr 1 C + L R r C

R 1 ( + L R r C

;

- -

A

B

C

= D 0 2

  0   0  

  

  

Rr R C + + R r R r C C

1 +

)

   R 1 ( + C R r C

1 ( C R r C

      

(3.63) Như vậy, bộ biến đổi kiểu buck - boost converter được mô tả trên không gian trạng thái

theo dạng chuẩn (3.6) như sau:

- được xác định theo (3.63).       

)

( 1

(

)

( 1

)

- - - - - d d r L 1 L Rr C + R r C R 1 ( + L R r C       = + u   d   0         i L u C    ɺ i L ɺ u C - - d (3.64) 1 + 1 R ( + C R r C 1 ( C R r C              

)

( 1

= - d    i L u C    R + R r C Rr C + R r C            u  

      Theo (3.7) ma trận hệ thống trong hệ phương trình (3.45) được chỉ ra như dưới đây:

)

( 1

r L

)

(

)

1 L

Rr C + R r C

R 1 ( + L R r C

   

   

- - - - -

A

)

( 1

(3.65)

1 +

)

R 1 ( + C R r C

1 ( C R r C

      

      

- -

)

( 1

;

= D 0

C

B

  d   0  

  

  

R + R r C

Rr C + R r C Theo (3.8), điểm làm việc cân bằng của bộ biến đổi Boost được tính như sau:

(3.66)

)

) D RI + r I L L ( 1

)( DU in ) + D R r C

Tương tự như bộ biến đổi kiểu buck, sử dụng Toolbox Symbolic Math trong Matlab ta

cũng tìm được các hàm truyền của bộ biến đổi kiểu buck-boost.

- + R r C = -   = U U  C o  ( = - U 1   (  U  

3.5 Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM)

3.4.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt

3.5 Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện

gián đoạn (DCM)

Trong phần 2.3 đã tiến hành mô hình hóa bộ biến đổi trong chế độ dòng liên tục (Continuous Current Mode – CCM). Trong chế độ CCM các bộ biến đổi đều có quan hệ vào ra có dạng M(D), tức là hệ số truyền điện áp từ đầu vào đến đầu ra chỉ phụ thuộc vào hệ số điều chế D, là tỷ số giữa thời gian điều khiển mở van với chu kỳ đóng cắt Ts, mà không phụ thuộc vào tải R. Điều này nghĩa là trong mô hình các bộ biến đổi phía đầu ra coi là nguồn điện áp. Trong các mô hình trung bình tín hiệu lớn DC và nhỏ AC, có thể xác định hàm truyền đạt giữa đầu vào đến đầu ra Gvg(s) và giữa điều khiển với đầu ra Gvd(s). Cả hai hàm truyền này đều có đặc trưng là có cặp điểm cực (double pole) ở tần số thấp do mạch LC quyết định. Thông thường tần số ở cặp điểm cực này chỉ cỡ 0,01 ÷0,05 fs, trong đó fs là tần số đóng cắt của bộ biến đổi (nghĩa là khoảng 1 kHz đến 5 kHz nếu fs = 100 kHz). Khi mô tả tính tới tổn hao trên cuộn cảm (rL) và điện trở nối tiếp hiệu dụng trên tụ (rC hay ESR – effective series resistant) xuất hiện điểm zero âm, gọi là ESRzero, ở tần số cao, cỡ 0,1 fs. Điểm ESRzero làm giảm độ dự trữ về pha trong mạch vòng điều chỉnh dẫn tới hệ mất ổn định. Đối với hàm truyền từ điều khiển đến điện áp đầu ra, hai loại bộ biến đổi cơ bản boost converter và buck-boost converter có xuất hiện điểm zero bên phải trục ảo. Điểm zero dương cũng làm giảm độ dự trữ về pha trong mạch vòng điều chỉnh và làm cho boost và buck-boost converter trở nên các hệ pha không cực tiểu. Vì vậy bộ điều chỉnh cho boost và buck-boost converter phải có dạng phức tạp, ít nhất là bao gồm 2 điểm cực và hai điểm zero, trong khi đối với buck converter bộ điều chỉnh có thể chỉ bao gồm 2 phần tử, 1 điểm cực và 1 điểm zero.

Các bộ biến đổi đều có thể rơi vào chế độ làm việc dòng gián đoạn (Discontinuos Current mode – DCM). Chế độ dòng gián đoạn đặc trưng bởi dòng qua cuộn cảm bắt đầu từ 0 và kết thúc cũng bằng 0 trước khi kết thúc chu kỳ đóng cắt Ts. Do dòng gián đoạn quan hệ điện áp vào ra sẽ phụ thuộc vào tải, M(D,K), trong đó K là một hệ số phụ thuộc tải. Như vậy mô hình bộ biến đổi phía đầu ra sẽ không thể coi là nguồn áp được nữa. Phương pháp trung bình phần tử đóng cắt vẫn được dùng để mô hình hóa bộ biến đổi. Từ mô hình trung bình thu được tiến hành tuyến tính hóa để có được mô hình tín hiệu nhỏ AC. Hàm truyền thu được sẽ cho thấy chỉ có một điểm cực ở tần số thấp và một điểm cực ở tần số rất cao, gần với tần số đóng cắt fs. Do đó trong chế độ DCM việc thiết kế mạch vòng điều chỉnh sẽ đơn giản hơn, so với CCM.

3.5.1 Mô hình trung bình

Để xây dựng mô hình trung bình cho bộ biến đổi DC/DC làm việc ở chế độ dòng điện gián đoạn, trước hết xét ví dụ bộ biến đổi Buck. Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck được chỉ ra trên Hình 3.9.

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

Hình 3.9 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck

( ) t

i 2

i 1

iL(t)

ipk

dTs

0 vL(t) vL(t) Vg-Vo

-Vo

i1(t)

v1(t)

i2(t)

v2(t)

d1Ts

d2Ts d3Ts

Xét sơ đồ bộ biến đổi buck cho trên hình 2-23. Ta sẽ theo phương pháp như ở phần 2.3.2 để xây dựng mạch điện trung bình tương đương cho dạng sóng dòng điện, điện áp tại hai cửa của mạng mạch đóng cắt. Dạng sóng dòng điện, điện áp trong chế độ DCM cho trên hình 3-1. Theo dạng sóng dòng điện, điện áp, ta cần xác định các giá trị trung bình của ( ) ( ) theo các biến trạng thái của các đầu vào, đầu ra của mạng đóng cắt u t u t , 1 sơ đồ là dòng qua cuộn cảm, điện áp trên tụ, biến đầu vào là điện áp nguồn vg, và các khoảng thời gian điều khiển d T d T . ,s 1

Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện bộ biến đổi Buck trong chế độ DCM

( )

( ) 1u t

gu t nên ta có:

Điện áp đầu vào của mạng đơn giản chính là điện áp nguồn

( ) u t 1

( ) u t g

(3.67)

= ( ) 2u t

Điện áp đầu ra của mạng đóng cắt là điện áp trên điôt, có giá trị trung bình bằng:

3.5 Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM)

(cid:215) + 0

( ) ( ) = d t u t

( ) ( ) d t u t

( ) u t 2

( ) ( ) d t u t 1

( ) ( ) + d t u t 1

(3.68)

( ) d t 2 ( ) t

Dòng điện đầu vào mạng có giá trị trung bình là diện tích hình tam giác q1 bôi đen

2 d 1

trên hình 3-1.

( ) t

(

)

( ) t

t d

i 1

t i 1

( ) u t g

( ) u t o

∫

( ) t T s L 2

1 T s

- (3.69)

( ) d t 1

( ) d t T s

(

)

t i 2

( ) u t g

( ) u t o

∫

+     = = - Dòng i2(t) trung bình bằng: ( ) ( ) t t t d (3.70) i 2 2 L 1 T s

0 Giá trị trung bình của điện áp trên cuộn cảm ( ) t

( ) t

0 0

( ) d t 1

( ) (cid:215) = d t 3

 

- -

 

 

(3.71)

( ) = d t 2

( ) d t 1

( ) 0 t = , nên ta có: Lv ( ) ( ) ( ) +  d t v t v t  0 ( ) ( ) v t t 0 ( ) v t o

- ﬁ

(

( ) = - d t 3

( ) + d t 1

) ( ) = - d t 2

( ) d t 1

( ) t g ( ) v t o

Từ ta có thể biểu diễn giá trị trung bình dạng sóng dòng điện, điện áp tại hai cửa của

mạng đóng cắt dưới dạng đơn giản như sau:

ﬁ

= v

( ) v t 1 ( ) v t 2

2 d 1

(3.72)

( ) t

( ) v t 1

( ) v t 2

= -    

( ) v t 1

( ) v t 2

( ) t

( ) t ( ) v t o ( ) t T s L 2 ( ) 2 t T d 1 s L 2

( ) v t 1 ( ) v t 2

Mô hình trung bình cho chế độ DCM có thể xây dựng (3.72). Dòng đầu vào

trong

( ) t

(3.72) được viết lại:

-     = (cid:215)       i 1    i 2 

( ) v t 1

 

 

( ) t

(3.73)

i 1

( ) v t 2 )

( R d 1 e

)

Trong đó

( R d 1 e

L 2 ( ) t T s

2 d 1

Coi Re(d1) là điện trở ảo tương đương. Thực chất không có điện trở nào trong bộ biến đổi vì ta đang giả thiết các phần tử đều là lý tưởng. Công suất giả tưởng tiêu thụ bởi Re được chuyển ra ngoài qua cổng ra của mạng. Phương trình (3.73) cho thấy trong chế độ dòng gián đoạn DCM bộ biến đổi được mô tả bởi mô hình điện trở không tổn hao (Loss- Free Resistance – LFR).

Từ Error! Reference source not found. mô hình trung bình được thể hiện bằng sơ đồ

trên hình 3-2 bởi điện trở ảo Re(t) và một nguồn công suất phụ thuộc bằng:

( ) v t 1

 

 

( ) p t

(3.74)

( ) v t 2 ( ) R d e 1

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

)

( eR d

( )p t

Hình 3.11 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) với tín hiệu trung bình

( eR D

Từ mô hình trung bình cho bộ biến đổi Buck trong chế độ DCM Hình 3.11, ta có thể tiến hành phân tích chế độ xác lập để có được mối quan hệ giữa điện áp vào ra và điều khiển. Khi phân tích chế độ xấp lập, ta ngắn mạch các cuộn cảm vì ở tần số bằng 0 trở kháng điện cảm bằng 0 và hở mạch các tụ điện vì ở DC trở kháng của tụ bằng vô cùng. )

Hình 3.12 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) ở trạng thái xác lập

U o R

(3.75) -

U 2 R U U 1 R e

Từ Hình 3.12 ta có mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện ở chế độ xác lập như sau:  = I    = I 1 

vì đang xét sơ đồ lý tưởng, không tổn hao, rút ra được quan hệ điện áp vào P P=

I V 2

Cho ra như sau:

2 V o R

V V = o g R e

V I 1 1 2 V g R e Rút ra được quan hệ điện áp vào ra như sau:

(3.76) ﬁ -

= U U o

2 + 1 4

R R / e

(3.77)

U U

)

Theo quan hệ vào ra của buck converter trong chế độ DCM phụ thuộc vào hệ

( R D e

L 2 2 D T s

số điều chế D (thông qua ) và thông số của tải R.

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC

Các bộ điều chỉnh được thiết kế cho bộ biến đổi DC/DC theo hai nguyên lý: Điều khiển điện áp và điều khiển dòng điện.

3.6.1 Nguyên lý điều khiển điện áp (Voltage mode)

Hình 3.13 minh họa cấu trúc điều khiển bộ biến đổi DC/DC chỉ có một mạch vòng phản hồi điện áp ra, đầu ra bộ điều chỉnh điện áp chính là hệ số điều chế sẽ được đưa đến khối PWM để đưa ra xung đóng cắt cho bộ biến đổi DC/DC (một số tài liệu còn gọi là cấu trúc điều khiển trực tiếp – direct mode).

Hình 3.13 Sơ đồ khối điều khiển trực tiếp (direct mode) cho bộ biến dổi DC/DC

Đối với cấu trúc điều khiển được xây dựng theo nguyên lý này, cần tìm được hàm

( ) G s vd

( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

( ) s

ˆ u in

= truyền đạt giữa điện áp đầu ra và hệ số điều chế .

Hiện nay, cũng có một số IC chuyên dụng được chế tạo sử dụng nguyên lý điều khiển điện áp: UC38xx...

3.6.2 Nguyên lý điều khiển dòng điện (Current mode)

Nguyên lý này được thực hiện với hai mạch vòng nối cấp (trong mạch vòng dòng điện và ngoài là mạch vòng điện áp). Đầu ra bộ điều chỉnh điện áp chính là lượng đặt cho bộ điều chỉnh dòng điện, đầu ra bộ điều chỉnh dòng điện là hệ số điều chế sẽ được đưa đến khối PWM (nguyên lý điều khiển dòng điện trung bình – Average current mode Hình 3.14a ) hoặc nối đến cổng R của Flip-Flop kiểu RS (nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh – Peak current mode Hình 3.14b) – một số tài liệu gọi là cấu trúc điều khiển gián tiếp (indirect mode). Nguyên lý điều khiển theo dòng điện đỉnh được sử dụng phổ biến cho các bộ biến đổi DC/DC và tích hợp trong một số IC chuyên dụng như: UC38xx, TPS6103...

Đối với cấu trúc điều khiển Hình 3.14, nhiệm vụ của vòng dòng điện là phải có thời gian đáp ứng nhanh đảm bảo dòng điện thực bám theo dòng điện đặt và có băng thông rộng. Do đó, hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và lượng đặt dòng điện cho mạch vòng dòng điện, được xấp xỉ gần đúng là hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và dòng điện thực (dòng điện chảy qua cuộn cảm), để thiết kế bộ điều chỉnh điện áp vòng ngoài.

(3.78)

( ) G s vd

( ) ˆ u s o ( ) ˆ * s i L

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s i L

( ) s

ˆ u in

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

Hình 3.14 Sơ đồ khối điều khiển gián tiếp (indirect mode) cho bộ biến đổi DC/DC, a) điều khiển nguyên lý dòng điện trung bình, b) điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh

3.6.2.1 Mô hình bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện

( ) G s vd

( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

( ) s

ˆ u in

= = (3.79) . Đối với bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh cần tìm được hàm truyền đạt giữa điện áp ra và dòng điện thực theo (3.78). Điều này có thể thực hiện bằng các phương pháp đại số, sử dụng khi mô hình hóa bộ biến đổi DC/DC theo phương pháp không gian trạng thái trung bình ở mục 3.2.1 như sau: ( ) ( ) ˆ ˆ d s u s o ( ) ( ) ˆ ˆ s i s i L L

( ) ˆ d s ( ) ˆ s i L

( ) s

ˆ u in

Trong đó hàm truyền đạt được xác định theo (3.15). Tuy nhiên, để có thể

thấy được ý nghĩa vật lý của nguyên lý điều khiển theo dòng điện, ta sử dụng phương pháp trung bình mạch đóng cắt.

( ) t

a. Xét ví dụ cho bộ biến đổi Buck có sơ đồ mạch lực Theo mạch điện Hình 3.2a công suất trung bình cân bằng giữa đầu vào và đầu ra mạng

( ) u t 1

( ) u t 2

i 1

 

  ,  

(3.80)

( ) t i 2 ( ) u t i 1 1

( ) t ( ) t

i L

i 2

. Phương trình (3.80) được viết lai: =

(3.81)

( ) đặt trong mọi điểm làm việc, nghĩa là i t c ( ) = t

( ) t ( ) t

( ) t

  nên ta có: ( ) ( ) u t i t 2 ( ) = Chú ý rằng đối với bộ biến đổi Buck thì t Giả thiết bộ mạch vòng điều khiển dòng điện sẽ đảm bảo cho dòng thực bám theo dòng = i ( ) u t i L

( ) u t i c

( ) u t i 1 1

điện hai cửa

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC

1 1

Thay công thức (3.19) vào(3.81), kết hợp với biểu thức cân bằng công suất ở chế độ xác = lập ( , I I ) ta có: = U I U I 2 2

ɵ i 1

( ) t

ɵ i

( ) t

(3.82)

( ) ˆ u t 2

( ) ˆ u t 1

U U

I c U

I 1 U

( ) t

. Dòng

1 Phương trình (3.82) được mô tả trên mạch điện hình Hình 3.15. Từ (3.82) ta có mô hình tín hiệu nhỏ cho buck converter, điều khiển bằng dòng điện như thể hiện trên hình 4-8. Hình 4-8 cho thấy cổng ra mạng đóng cắt thể hiện là nguồn dòng, có giá trị ɵ ci

ɵ ci ( ) t

thể hiện

ɵ ov

( ) t

bằng nguồn dòng độc lập và liên quan đến

thể hiện bằng nguồn dòng phụ thuộc, còn

điện ở cổng vào được phân làm ba thành phần. Thành phần liên quan đến

ɵ gv

( ) t

thành phần liên quan đến

thể hiện qua điện trở ảo âm

, thể hiện đặc tính của

U I 1

nguồn thu công suất đầu vào.

1iɵ

2iɵ

ˆ u

2ˆu

ˆinu

1ˆu

ˆ i c

ˆ ci

cI U

U I

0ˆu

U U

Hình 3.15 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck theo nguyên lý điều khiển dòng điện với tín hiệu nhỏ

Theo sơ đồ mạch điện Hình 3.15 ta có:

ɵ di

(3.83)

( ) 2ˆ u t

( ) ˆ u t o

( ) t dt

Từ mạch tương đương Hình 3.15 có thể thấy rằng đầu ra mạng đóng cắt là nguồn dòng ( ) qua cuộn cảm L tới tải. Vì là nguồn dòng nên cuộn cảm không thể ảnh hưởng tới s

ɵ ci

quan hệ giữa

. Do đó hàm truyền từ điều khiển đến đầu ra có dạng đơn giản sau:

( ) ˆo u s ( ) ɵ i s

(cid:5)

(3.84)

( ) G s vc

ɵ v

1 sC

 =  

  

( ) ˆ u s o ( ) ɵ i s Như vậy điều khiển theo dòng điện biến buck converter thành nguồn dòng. Hình 3.15

cũng nói lên rằng hàm truyền từ điện áp vào đến điện áp ra bằng 0:

(3.85)

( ) G s vg

ɵ i c

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s u in

Phương trình (3.85) nói lên rằng sự thay đổi điện áp vào vg(t) không ảnh hưởng đến điện áp ra vì dòng qua cuộn cảm L chỉ phụ thuộc vào điều khiển ic(t). Hệ thống điều khiển sẽ hiệu chỉnh hệ số điều chế d để giữ dòng qua cuộn cảm không đổi, không phụ thuộc vào sự thay đổi của điện áp vào.

b. Xét ví dụ cho bộ biến đổi Boost có sơ đồ mạch lực ở ... Theo mạch điện Hình 3.2a công suất trung bình cân bằng giữa đầu vào và đầu ra mạng

( ) t

( ) u t 1

i 1

( ) u t 2

i 2

 

  ,  

  nên ta có:

điện hai cửa

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

( ) t

( ) u t i 1 1

(3.86)

( ) t ( ) t

i L

i 1

( ) u t i 2 ( ) = Chú ý rằng đối với bộ biến đổi Boost thì t Giả thiết bộ mạch vòng điều khiển dòng điện sẽ đảm bảo cho dòng thực bám theo dòng i

( ) t i c ( ) = t

( ) t

( ) u t i 1 c

( ) t L ( ) u t i (3.87) L Thay công thức (3.19) vào(3.81), kết hợp với biểu thức cân bằng công suất ở chế độ xác ( ) t

. Phương trình (3.80) được viết lai: ( ) t đặt trong mọi điểm làm việc, nghĩa là ( ) u t i 1 1

( ) t

( ) ˆ ˆu t i 2 2

1 1

= ) và thành phần ta có: lập ( , I , = U I U I 2 2 I 1

ɵ i

( ) t

(3.88)

ɵ i

( ) t

( ) ˆ u t 2

( ) ˆ u t 1

U U

I 2 U

( ) ˆ ˆ u t i c 1 I c U

2 Ở chế độ xác lập của bộ biến đổi Boost ta có: ) D U ) D I 1

(3.89)

( = -  U 1  ( = - 1   =  U U 2  U   I

Và ta cũng có mối quan hệ sau:

( ) t

(3.90)

( ) ˆ u t 1

ˆ u in

( ) di t c dt

Từ (3.88), (3.89), (3.90), phương trình (3.88) viết dưới dạng toán tử Laplace sau:

)

(3.91)

ɵ i

( ) s

( ) t

ɵ i

ˆ u in

( ) ˆ u t 2

1 ) D R

sL ) D R

1 R

( 1

 ( ) ( t 1  

  

Phương trình (3.91) được mô tả dưới dạng sơ đồ mạch điện như sau:

2iɵ

1iɵ

- - - - -

)

( ˆ 1 i c

ˆinu

ˆ ci

1ˆu

2ˆu

ˆ inu ) D R

( 1

sL )2 D R

( 1

0ˆu

   

   

- - - -

Hình 3.16 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck theo nguyên lý điều khiển dòng điện với tín hiệu nhỏ

Cấu trúc bộ điều khiển tuyến tính cho DC/DC được thiết kế trên miền tần số. Do đó, việc nắm vững kiến thức về đồ thị Bode (đặc tính tần biên-pha) đóng vai trò quan trọng trong việc thiết kế các bộ điều chỉnh.

Xét hệ thống tuyến tính được mô tả bằng hàm truyền đạt sau:

3.6.3 Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC

(

)

( ) G s

m n

+ +

+ ⋯ + ⋯

( ) Y s ( ) U s

b 0 a 0

b s 1 a s 1

b s m a s n

£ (3.92)

)

( w G j

( ) G s

w j

Hàm đặc tính tần được hiểu là: =

(3.93) ( )G s phải nằm bên trái trục ảo.

( G jw Đồ thị bode biểu diễn ) =

)

. Đơn vị là dB.

Theo [6], (3.93) chỉ đúng khi tất cả các điểm cực của ) thành hai thành phần.

( w )

( w G j )

20 log ( w arcG j

+ Góc pha Theo [6], ta có thể kiểm tra tính ổn định của hệ kín khi đã biết được hàm truyền đạt của

hệ hở

( )G s theo các bước sau :

)

+ Nếu

có đoạn nằm phía trên trục hoành thì

( w G j

( L w

sup £ <¥ w 0

)

với đường tròn đơn vị là giao điểm của

với trục hoành.

+ Điểm cắt của

( G jw

> . 1 ( L w

)

với trục hoành.

c =

w + Tần số cắt )

( j w

( L w là hoành độ giao điểm của ( ) j w

+ Góc

( w G j

arc

) là tung độ cả c ( j w

)

nằm phía bên đường

tại tần số cắt . ( ) p = . j w

c + Hệ kín sẽ ổn định nếu

)

+ Biên độ là: ( j w

Hình 3.17 Minh họa đồ thị Bode của

[6]

( G jw

Khi hệ kín ổn định và tín hiệu vào là hằng số thì sau quá trình quá độ, tín hiệu ra cũng sẽ là hằng số. Tuy nhiên, tín hiệu ra có bằng tín hiệu vào (không tồn tại sai lệch tĩnh) thì không được đảm bảo.

Việc đánh giá sai lệch tĩnh thường được thực hiện với một dạng cụ thể của tín hiệu vào. Ví du, đối với tín hiệu đầu vào là bước nhảy và hàm truyền đạt hệ hở có ít nhất một điểm cực là gốc tọa độ thì sai lệch tĩnh sẽ bằng không; đối với tín hiệu đầu vào là tăng đều và hàm truyền đạt hệ hở có ít nhất hai điểm cực là gốc tọa độ thì sai lệch tĩnh sẽ bằng không [6].

Khái niệm về dự trữ pha (PM) và dự trữ biên độ (GM) liên quan đến sự ổn định của hệ

thống được minh họa trên Hình 3.18.

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

b) a)

Hình 3.18 Dự trữ pha và dự trữ biên độ của hệ hở a) Hệ không ổn định b)Hệ ổn định

)

( T jw

3.6.4 Một số bộ bù sử dụng trong cấu trúc điều khiển DC/DC converter

= ở dải tần số cao.

Hàm truyền của bộ bù Lead (PD) có dạng như sau:

(3.94)

( ) G s G

 + 1   + 1  

      

f và hệ số p được xác

,z f axmfj

Nhiệm vụ của người thiết kế bộ bù là phải xác định được các tần số coG trong hàm truyền (3.94). Theo [7], pha của bộ bù lớn nhất tại tần số định theo (3.95).

(3.95)

ax m Do đó, để hệ có độ dự trữ pha lớn nhất tại =

cf thì ta phải có : f f .

(3.96)

)

tại tần số lớn nhất

được xác định:

Mặt khác, góc pha của

( cG jw

a. Bộ bù Lead (PD): Bộ bù này có tác dụng cải thiện độ dự trữ pha, mở rộng dải băng thông của mạch vòng phản hồi (feedback loop) và giảm sống hài bậc cao (có một điểm không và một điểm cực). Thêm vào điểm zero (thành phần đạo hàm – D) vào hàm truyền của hệ số khuếch đại vòng hở (loop gain) ở tần số fz đủ nhỏ so với tần số cắt cf (crossover frequency). Tuy nhiên khi có thành phần D, hệ số khếch đại ở dải tần số cao cũng tăng lên, do đó ta cần thêm vào thành phần P để vẫn đảm bảo được

ax

f f

= —

(3.97)

(

arctan

= ) ax

      

      

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC

Phương trình (3.97) được viết lại như sau: f = (3.98) - q q f + 1 sin 1 sin

Do đó, từ (3.96) và (3.98) ta xác định được :

- = f f q q (3.99)

f ): p

= f f q q -        1 sin + 1 sin + 1 sin 1 sin

- - + Xác định q (để tính toán Dự trữ pha hệ hở bao gồm bộ bù và đối tượng được định nghĩa như sau: )

(

)0180

arc

(3.100)

( w hG j

w w =

)

arc

(3.101)

Mặt khác pha của hệ hở được định nghĩa theo (3.101): ( w + G j h

( w G j c

w w =

w w

( w G j dt w w

)

Từ (3.100), (3.101) góc pha bộ bù tại tần số cắt q + 0180

arc

(3.102)

( w G j c

cf được tính như sau: ( w G j dt

w w =

fp ||Gc||

Gco

axm

fp/10 10fz

+45độ/decade

-45độ/decade 0

Hình 3.19 Đồ thị bode của bộ bù Lead có cấu trúc (3.94)

Với mục đích triệt tiêu sai lệch tĩnh điều chỉnh, bộ bù (3.94) được bổ sung thêm thành phần tích phân, lúc này cấu trúc bộ bù trở thành (3.103). Trong thực tế người ta vẫn sử dụng biến thển bộ điều chỉnh này sang cấu trúc theo ,được sử dụng làm bộ điều chỉnh điện áp trong chế điều khiển dòng điện (Current mode).

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

( ) G s G

1 s

  

 + 1      + 1  

      

(3.103)

Hàm truyền (3.103) còn gọi là bộ bù loại II, được thực hiện bằng các phần tử tương tự như sau:

Hình 3.20 Bộ bù (3.103) được thực hiện bằng các phần tử tương tự

z RG

Giá trị các phần tử điện trở và tụ điện trong Hình 3.20 có thể được xác định như sau: w = w

w - 1 (3.104) w   

= R 2 w    1 C 1  C     = C C     

b. Bộ điều chỉnh (PI): Tăng hệ số khếch đại ở dải tần số thấp, giảm nhiễu ở tần số thấp và giảm sai lệch tĩnh. Muốn vậy người ta đưa thêm 1 điểm “không” nghịch đảo (inverted zero) vào hệ số khếch đại vòng lặp ở tần số Lf .

Để không thay đổi độ dự trữ pha q mong muốn ở tần số

cf (đã tạo ra nhờ thành phần (vì thành phần I làm giảm độ dự trữ pha). Hàm truyền của bộ bù Lead

£ f f / 10

PD) thì (PD) có dạng như sau:

( ) G s G

L s

 + 1 

  

(3.105)

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC

Hình 3.21 Đồ thị bode của bộ bù có cấu trúc (3.105)

( ) cG s có

c. Bộ điều chỉnh PID: Kết hợp cả 2 bộ điều khiển ở trên, ta được điều khiển

( ) s .

DTG

L s

  

  

     

cấu trúc theo (3.106) được thiết kế cho đối tượng

( ) G s G

( ) s

G G co

PID

 + 1  

   

(3.106)

w vẫn được xác định theo (3.99). coG có giá trị để thỏa mãn biên độ của hệ thống có giá trị bằng 1 ở tần số

Tần số

(

( w

)

cf ), tức là : ) w j G .

cắt

PID

w và Thành phần cf (đảm bảo tần số cắt của hệ bằng G G . co

= |

G c

(

( w

)

1 ) w j G .

PID

(3.107)

+ w

d. Bộ bù có hai điểm không, hai điểm cực:

( ) G s G

+ w

      

             

      

(3.108)

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

) (

)

( w cG j

)

( cG jw

—

Hình 3.22 Đồ thị bode của hàm bộ bù (3.108)

Với mục đích triệt tiêu sai lệch tĩnh điều chỉnh, bộ bù (3.108) được bổ sung thêm thành

( ) G s G

p 1 Hàm truyền (3.109) còn gọi là bộ bù loại III, được thực hiện bằng các phần tử tương tự

phần tích phân, lúc này cấu trúc bộ bù trở thành: s s + 1 1 w + w = (3.109) 1 s    s s + 1 1 w + w                        

như sau:

Hình 3.23 Bộ bù (3.109) được thực hiện bằng các phần tử tương tự

= w

w 2

Giá trị các phần tử điện trở và tụ điện trong Hình 3.23 có thể được xác định như sau w = w = (giả thiết là và ). w 2

3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC

z RG

= C C

  

R 2

   1 C 1 R 1

R 3

(3.110)

  

  

1 R 3

                  

( ) t

3.6.5 Tuyến tính hóa khâu điều chế độ rộng xung

( ) d t

dk U

c m ,

(3.111)

( ) t

ˆ u

   

dk Thay (3.112) vào (3.111) ta có:

ˆ u

( ) t

( ) + D d t

(3.113)

c m ,

Mặt khác ở chế độ xác lập ta cũng có:

(3.114)

U U

c m ,

Từ (3.113), (3.114)ta có:

ˆ u

( ) ˆ d t

(3.115)

( ) t dk U

, c m Mặt khác, đại lượng điều khiển được tính toán ở chu kỳ hiện tại đến chu kỳ tiếp theo mới tác động đến đối tượng điều khiển, như vậy giữa hệ số điều chế và hàm điều khiển đưa

(3.112) Tuyến tính hóa quanh điểm làm việc xác lập theo công thức sau: ( ) ( ) + = D d t d t ( ) + = t U

chu kỳ phát xung (

1 2

1 2 sT ) [11].

đến sẽ bị trễ

sT 2

(3.116)

( ) s

PWM

( ) ˆ d s ( ) ˆ s u

1 U

, c m

Phương trình giữa hệ số được viết dưới dạng hàm truyền đạt:     

    

1 T s 2

Tuy nhiên, tần số phát xung PWM rất lớn ( sT rất bé so với tần số thực hiện các phương pháp mô hình bộ biến đổi DC/DC), vì vậy trong thiết kế bộ điều chỉnh DC/DC người ta chỉ sử dụng hàm truyền đạt (3.117) để mô hình hóa khối PWM.

- »

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

( ) s

PWM

( ) ˆ d s ( ) ˆ s u

c m ,

= = G (3.117) 1 U

PWMG

Hàm truyền khối PWM theo (3.117) sử dụng thiết kế mạch vòng điều khiển sử dụng các IC tương tự: UC38xx...Tuy nhiên, đối bộ điều chỉnh được thiết kế và thực thi trên vi điều khiển, thông thường người ta sử dụng hàm truyền đạt ( ) 1 s =

3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck

Nhiệm vụ: Thiết kế bộ bù cho bộ biến đổi kiểu Buck có thông số như sau: điện áp nguồn 28V, điện áp ra 15V cho dòng tải 5A (R = 3Ω), L =50µH, C= 500µF, tần số phát xung 100kHz.

3.7.1 Điều khiển trực tiếp

( ) G s vd

vdo

( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

Từ (3.33) hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế được viết lại dưới dạng như sau: 1 = = (3.118) G s + 1 s Q w  +  w    

vdo

V in

(3.119)

kHz 1

0 p 2

p 2

Trong đó:

= Q R

9,5

(19, 5dB)

C L

(3.120)

DR + R Ls RLCs

Từ (3.34) hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào. ( ) ˆ u s o ( ) ˆ s u in

ﬁ

( ) vgG s

*ˆou

ˆou

ˆd

( ) vdG s

( ) cG s

Hình 3.24 chỉ ra cấu trúc điều khiển trực tiếp cho bộ biến đổi kiểu buck. ˆinu

Hình 3.24 Cấu trúc điều khiển trực tiếp bộ biến đổi kiểu buck

3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck

Bode Diagram

)

System: Gvd Frequency (Hz): 101 Magnitude (dB): 29

System: Gvd Peak gain (dB): 48.5 At frequency (Hz): 1e+003

B d ( e d u

t i

n g a M

System: Gvd Frequency (Hz): 5.44e+003 Magnitude (dB): -0.0481

-20 0

-45

-90

) g e d ( e s a h P

-135

System: Gvd Phase Margin (deg): 1.16 Delay Margin (sec): 5.95e-007 At frequency (Hz): 5.42e+003 Closed Loop Stable? Yes

-180

2 10

3 10

4 10

Frequency (Hz)

Hình 3.25 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118)

cf = 10kHz (bằng

Khi không có bộ bù, theo đồ thị Bode Hình 3.25 có tần số cắt xấp xỉ 5,5kHz và độ dự trữ pha là PM = 1,160. Ta sẽ thiết kế bộ bù có cấu trúc theo (3.94) để có tần số cắt đạt được

1/10 tần số phát xung) và có độ dự trữ pha mong muốn là 550.

(3.121)

-11.0568dB

0.28

vdo

f f

  

055

và độ dữ trự pha của hàm truyền đạt (3.118) là

1,16

Theo (3.99) với

ﬁ Biên độ tại tần số 10kHz của hàm truyền đạt (3.118) được tính là:   

53,84

. Do đó, theo (3.99) tần số của

Vì vậy, theo (3.102) pha của bộ điều khiển sẽ là điểm không và điểm cực của bộ bù được tính như sau:

q =

3, 26

kHz

) )

( 1 sin 53,84 ( 1 sin 53,84

(3.122)

30, 63

kHz

) )

( 1 sin 53,84 ( 1 sin 53,84

       

Theo (3.107) thành phần

có giá trị để thỏa mãn biên độ của hệ thống có giá trị

_co PDG

bằng 1 ở tần số cắt

cf (đảm bảo tần số cắt của hệ bằng

cf ), nghĩa là :

co PD _

vdo

(3.123)

f f

  

  

1,13

= G co

ﬁ

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

Bode Diagram

)

System: sys Frequency (Hz): 9.89e+003 Magnitude (dB): 0.0574

-50

B d ( e d u t i n g a M

-100 45

-45

-90

System: sys Phase Margin (deg): 54.5 Delay Margin (sec): 1.52e-005 At frequency (Hz): 9.94e+003 Closed Loop Stable? Yes

) g e d ( e s a h P

-135

-180

2 10

3 10

4 10

5 10

6 10

Frequency (Hz)

Hình 3.26 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.94)

L s

( ) = s G

c PID

co PID _

w s + + 1 1 w    Sử dụng cấu trúc điều khiển PID có dạng:          G (3.124) s w  + 1      

Các điểm cực và điểm không được giữ nguyên theo (3.122), và

w w được lựa chọn bằng (sự lựa chọn này chỉ là gợi ý, trong thực tế ta có thể thay đổi như trong w được chọn bằng 1/20 của tần số cắt ) để hạn chế sự thay đổi dự trữ

_co PID

1/10 tần số cắt ví dụ trên tần số pha như mong muốn là 550. Theo (3.107) thành phần G

cf (đảm bảo tần số cắt của hệ bằng

co PID _

vdo

(3.125)

f f

  

  

  

  

bằng 1 ở tần số cắt có giá trị để thỏa mãn biên độ của hệ thống có giá trị cf ), nghĩa là :

1,12

= G co

ﬁ

3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck

Bode Diagram

100

)

B d ( e d u t i n g a M

-50

-100 0

-45

-90

System: sys Phase Margin (deg): 51.6 Delay Margin (sec): 1.45e-005 At frequency (Hz): 9.88e+003 Closed Loop Stable? Yes

) g e d ( e s a h P

-135

-180

1 10

2 10

3 10

4 10

5 10

6 10

Frequency (Hz)

Hình 3.27 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.124)

ˆinu

( ) vgG s

ou = *ˆ

ˆou

ˆd

( ) vdG s

( ) cG s

Xét ảnh hưởng điện áp nguồn tác động điện áp ra bộ biến đổi kiểu Buck

Hình 3.28 Cấu trúc để đánh giá ảnh hưởng điện áp đầu vào và đầu ra bộ biên đổi kiểu Buck

( )

cG s tham gia

(3.126)

( ) T s

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s u

( ) G s vg ( ) ( ) G s G s

( ) * 0ˆ u s

(3.127)

= p 2 100 =

0, 0033 ( ) w T j

arc

76, 77

Sử dụng lệnh [mag,phase]=bode(T,2*pi*100) ta có: ( ) w  T j   ( ) j w 

= p 2 100

2 100

p Do đó, nếu điện áp đầu vào có dao động với biên độ 1V tại tần số 100Hz, ảnh hưởng

(3.128)

p = 2 100 =

= -

)

arc

0 0, 61

0,54 ( w G j vg

và Hàm truyền giữa điện áp đầu ra và điện áp đầu vào khi có bộ điều chỉnh ou = . *ˆ 0

p = 2 100

2 100

điện áp đầu vào tác động điện áp đầu ra chỉ còn là 0,0033V. Sử dụng lệnh [mag,phase]=bode(Gvg,2*pi*100) ta có: ( )  w G j  vg  ) ( j w 

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

Như vậy nếu không có bộ bù, khi điện áp đầu vào có dao động với biên độ 1V tại tần số 100Hz, ảnh hưởng điện áp đầu vào tác động điện áp đầu ra sẽ là 0,54V.

150

uC(ref)

iL(a)

uC(s)

)

100

(

uC(a)

)

(

a r

p a

n e

iL(s)

m a c n o u c a u q n e

d g n o D

-50

0.007

0.006

0.004

0.003

0.002

0.001

0.009

0.008

0.01

0.006

0.001

0.002

0.003

0.004

0.007

0.008

0.009

0.01 0.005 t(s) b. Dòng điện chảy qua cuộn cảm lọc, iL(s)-mô hình vật lý, iL(a)-mô hình trung bình

a. Kết quả mô phỏng khi sử dụng bộ bù (3.94)

0.005 t(s) a. Điện áp ra, uC(s)-mô hình vật lý, uC(a)-mô hình trung bình Hình 3.29 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.94)

14.56

uC(ref)

14.55

uC(s)

uC(a)

14.54

)

14.53

( a r p a n e

( a r p a n e D

14.52

14.51

14.5

0.02

0.022

0.024

0.026

0.028

0.032

0.034

0.036

0.038

0.04

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

0.03 t(s)

b. Đập mạch điện áp ra (zoom)

a. Điện áp ra, uC(s)-mô hình vật lý, uC(a)-mô hình trung bình

Hình 3.30 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz

b. Kết quả mô phỏng khi sử dụng bộ bù (3.124)

3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck

150

uC(a)

iL(a)

)

100

uC(s)

(

)

uC(ref)

( a r p a n e

iL(s)

m a c n o u c a u q n e

d g n o D

-50

0.006

0.004

0.003

0.002

0.001

0.007

0.009

0.008

0.01

0.001

0.002

0.003

0.004

0.006

0.007

0.008

0.009

0.01

0.005 t(s) b. Dòng điện chảy qua cuộn cảm lọc, iL(s)-mô hình vật lý, iL(a)-mô hình trung bình

0.005 t(s) a. Điện áp ra, uC(s)-mô hình vật lý, uC(a)-mô hình trung bình Hình 3.31 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124)

15.008

15.006

uC(a)

15.004

uC(s)

)

15.002

( a r p a n e

( a r p a n e D

14.998

14.996

14.994

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.02

0.022

0.024

0.026

0.028

0.032

0.034

0.036

0.038

0.04

0.05 t(s)

0.03 t(s)

b. Đập mạch điện áp ra (zoom)

a. Điện áp ra, uC(s)-mô hình vật lý, uC(a)-mô hình trung bình

Hình 3.32 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

3.7.2 Điều khiển gián tiếp

ˆinu

( ) vgG s

*ˆ Li

*ˆou

ˆou

ˆd

( ) ciG s

( ) vdG s

( ) cvG s

ˆ Li

( ) idG s

ˆinu

( ) igG s

3.7.2.1 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện trung bình

Hình 3.33 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện trung bình bộ biến đổi kiểu buck

Theo (3.35) hàm truyền giữa dòng điện chảy qua cuộn cảm và hệ số điều chế.

( ) G s id

ido

( ) ˆ s i L ( ) ˆ d s

( ) s

ˆ u in

1  +  w 

s w  + 1     = = G (3.129) s + 1    s w Q 0

Trong đó:

ido

0 p 2

= = G V in R 28 3 w 1 = = = f kHz 1 p 2 LC (3.130)

= ﬁ = Q R 9,5 (19, 5dB) C L

= = 666.66 Hz f 1 1 RC

Từ (3.33) và (3.35) hàm truyền giữa điện áp đầu ra và dòng điện chảy qua cuộn cảm được viết lại theo (3.131).

( ) G s ui

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s i L

( ) s

ˆ u in

s w

  

  

(3.131)

3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck

Bode Diagram

)

System: Gid Frequency (Hz): 8.89e+004 Magnitude (dB): 0.0262

B d ( e d u t i n g a M

-20 90

) g e d ( e s a h P

-45

System: Gid Phase Margin (deg): 90 Delay Margin (sec): 2.8e-006 At frequency (Hz): 8.91e+004 Closed Loop Stable? Yes

-90

0 10

1 10

2 10

3 10

4 10

5 10

Frequency (Hz)

Hình 3.34 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.129)

(3.132)

Căn cứ vào đồ thị bode Hình 3.34 và yêu cầu muốn triệt tiêu được sai lệch tĩnh, ta lựa

ci o _

Li s

 + 1 

  

chọn sử dụng cấu trúc điều khiển PI cho bộ điều chỉnh dòng điện. ( ) G s G

bằng 1/10

w Để hạn chế ảnh hưởng sự thay đổi của độ dự trữ pha, ta lựa chọn tần số

tần số cắt

(xấp xỉ 89kHz) của hàm truyền đạt (3.129).

(

)

Hệ số

( ) w w G j G j

_ci oG được lựa chọn để

= w w

(3.133)

ci o _

id o _

w w

f f

  

w   w 

  

  

  

  

Ngoài ra, ta sử dụng lệnh [mag,phase]=bode(Gid,2*pi*89e+3) ta có:

)

(3.134)

= -

)

p = 2 89 3 e = arc

0 0, 61

0,54 ( w G j id

( w  G j  id  ) ( j w 

= p 2 100

2 89 3

= . 1

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

Bode Diagram

)

-10

B d ( e d u t i n g a M

-20

-30 0

-45

System: Gui Phase Margin (deg): 109 Delay Margin (sec): 0.00101 At frequency (Hz): 300 Closed Loop Stable? Yes

) g e d ( e s a h P

-90

0 10

1 10

2 10

3 10

4 10

Frequency (Hz)

Hình 3.35 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.131)

(3.135)

( ) G s G

cu o _

Lu s

 + 1 

  

uC*

)

(

)

iL*

( a r p a n e D

m a c n o u c a u q n e d g n o D

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

a. Điện áp ra

b. Dòng điện chảy qua cuộn cảm

Căn cứ vào đồ thị bode Hình 3.35 và yêu cầu muốn triệt tiêu được sai lệch tĩnh, ta lựa chọn sử dụng cấu trúc điều khiển PI cho bộ điều chỉnh điện áp.

Hình 3.36 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện trung bình

3.8 Bộ biến đổi kiểu boost

ˆ Li

*ˆ Li

*ˆou

ˆou

( ) 1

iG s »

( ) uiG s

( ) cvG s

3.7.2.2 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh

Hình 3.37 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu buck

(3.136)

cu o _

Lu s

 + 1 

  

Bộ điều khiển điện áp sử dụng bộ điều chỉnh điện áp kiểu PI ( ) G s G

( )

tượng

uiG s nghĩa là:

(3.137)

p 2 RC được lựa chọn thông qua kết quả mô phỏng (thường lựa chọn bằng 1 để

Hệ số

_cu oG hạn chế độ quá điều chỉnh)

uC*

)

(

)

iL*

( a r p a n e D

m a c n o u c a u q n e d g n o D

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

b. Dòng điện chảy qua cuộn cảm

0.05 t(s) a. Điện áp ra

Điểm zero của bộ điều chỉnh (3.136) được chọn bằng điểm cực của hàm truyền đạt đối

Hình 3.38 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh`

3.8 Bộ biến đổi kiểu boost

Nhiệm vụ: Thiết kế bộ bù cho bộ biến đổi kiểu Boost có thông số như sau: điện áp nguồn 10V, điện áp ra 15V, tải R = 5Ω, L =62µH, C= 300µF, rC =0,187Ω (ESR) và tần số phát xung 100kHz.

Từ (3.48) hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế được viết lại dưới dạng như sau:

3.8.1 Điều khiển trực tiếp

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

  

  

   

esr

( ) G s vd

vdo

( ) ˆ u s o ( ) ˆ d s

 +  w 

RHP 2   

s w Q 0

(3.138)

Trong đó:

- 1 = D 0,6667 U = in U 10 = 15

vdo

c D

= = = G 22, 5 - U 1 15 0,6667

)

esr

esr p 2

= = I A 4,5 - D U ( 1 (3.139) R w = = = f kHz 2,84 p 2

0 p 2

( 1 p 2

- w 1 r C c ) D = = = f Hz 778,02

RHP

)

RHP p 2

( ) D 1 ( + LI R r C

- w LC RU = = = f kHz 5, 53 p 2

)

B d ( e d u t i n g a M

-10 360

315

270

) g e d ( e s a h P

225

System: Gvd Phase Margin (deg): 16.5 Delay Margin (sec): 5.04e-006 At frequency (Hz): 9.07e+003 Closed Loop Stable? Yes

180

1 10

2 10

3 10

4 10

5 10

Bode Diagram

Frequency (Hz) Hình 3.39 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.138)

Sử dụng bộ bù có hai điểm cực và hai điểm zero (3.108) được sử dụng để thiết kế trong của bộ biến đổi chế độ điện áp. Theo [], Tần số cắt f

RHP được đặt gần tần số

cf được chọn dưới tần số f=

( ) cG s là

= ) và tần số tại hai điểm zero của bộ bù ( 5 f kHz

3.8 Bộ biến đổi kiểu boost

1pf được lựa chọn nhỏ (trong ví dụ này chọn

0f (Trong ví dụ này ( ) cG s là pf 1 khuếch đại lớn ở vùng tần số thấp. Tần số điểm cực thứ hai

) để đưa ra hệ số 0,92 2pf được chọn trong lân cận .

kHz 3

tần số của điểm zero do thành phần ESR của tụ gây ra và lựa chọn

Sử dụng lệnh [mag,phase]=bode(Gvd,2*pi*5000) ta có biên độ và pha của đối tượng ( )

)

= w w

(3.140)

)

1, 42 ( w G j

arc

202,96

= w w

w w

vdG s tại tần số 155.6Hz là: ( w  vdG j   ( ) j w 

Biên độ của bộ bù được xác đinh:

)

(3.141)

( w G j c

w w =

)

1 ( w G j vd

w w =

Hay:

)

( w G j vd

= w w

(3.142)

= = 700 Hz f f ). Tần số điểm cực thứ nhất của bộ điều chỉnh

z 1 9,38

= G co

Bode Diagram

)

B d ( e d u t i n g a M

-20

-40 360

315

270

) g e d ( e s a h P

225

180

System: untitled1 Phase Margin (deg): 87.8 Delay Margin (sec): 0.000315 At frequency (rad/sec): 4.86e+003 Closed Loop Stable? Yes

-1

0 10

1 10

2 10

3 10

4 10

5 10

6 10

Frequency (rad/sec)

ﬁ

Hình 3.40 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt vòng hở (Gvd.Gc)

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

u0*

)

(

)

m a c

n o u c

a u q

( a r p a n e D

n e d

g n o D

-5

0.01

0.02

0.03

0.06

0.04

0.07

0.08

0.09

0.01

0.04

0.03

0.02

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s) a. Điện áp ra

0.05 t(s) b. Dòng điện chảy qua cuộn cảm

Hình 3.41 Kết quả mô phỏng bộ Boost theo nguyên lý điều khiển điện áp

ˆ Li

*ˆ Li

*ˆou

ˆou

( ) 1

iG s »

( ) uiG s

( ) cvG s

3.8.2 Điều khiển gián tiếp

Hình 3.42 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu Boost

(xem thêm phần phụ lục).

Sử dụng phần mềm Matlab để tìm hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và dòng điện qua

( ) G s ui

( ) 0ˆ u s ( ) ˆ s i L

cuộn cảm

3.8 Bộ biến đổi kiểu boost

Bode Diagram

)

-5

-10

B d ( e d u t i n g a M

-15

-20 0

System: Gui Phase Margin (deg): 130 Delay Margin (sec): 0.00141 At frequency (Hz): 256 Closed Loop Stable? No

-45

) g e d ( e s a h P

System: Gui Phase Margin (deg): 93.4 Delay Margin (sec): 5.41e-006 At frequency (Hz): 4.79e+004 Closed Loop Stable? No

-90

1 10

2 10

3 10

4 10

5 10

Frequency (Hz)

( )

Hình 3.43 Đồ thị bode của hàm truyền đạt

uiG s biến đổi kiểu Boost

Sử dụng bộ bù (3.103) cho mạch vòng điều chỉnh điện áp

( ) q

cvG s để cho hệ hở có tần số 045

RHP

cf Sử dụng lệnh [mag,phase]=bode(Gui,2*pi*5000) ta có biên độ và pha của đối tượng ( )

uiG s tại tần số 5000Hz là: )

= w w

(3.143)

= = cắt 5 kHz (dưới tần số ) và có dự trữ pha bằng 5,53 kHz f

)

(

)

arc

0 290, 43

0,18 ( w G j ui

w w

w w =

( w  G j  ui  ( ) j w 

Do thành phần tích phân có góc pha không đổi -900, nên từ dự trữ pha mong muốn của hệ và theo (3.102) ta sẽ tính dự trữ pha của thành phần Lead (một điểm zero và một điểm cực) như sau:

= -

)

arc

+ 0 180

arc

w w =

( w G j ui

1 w j

  

w w =

(3.144)

- -

(

)

   )

+ 90

= - PD

( Theo (3.99) tần số của điểm không và điểm cực của bộ bù được tính như sau:

ﬁ - -

3,19

kHz

0 1 sin 25 0 1 sin 25

(3.145)

7,85

kHz

      

0 1 sin 25 0 1 sin 25

Theo (3.107) thành phần

coG có giá trị để thỏa mãn biên độ của hệ thống có giá trị bằng

1 ở tần số cắt

cf (đảm bảo tần số cắt của hệ bằng

cf ), nghĩa là :

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

)

= 1

( w G j c

( w G j ui

w w

w w =

(3.146)

0,18 1

(

)

1 w j

Kết hợp với (3.143)

(3.147)

= G co

w w = + 1,11 e Bode Diagram

)

B d ( e d u t i n g a M

-20 -90

System: untitled1 Phase Margin (deg): 45.7 Delay Margin (sec): 2.68e-005 At frequency (Hz): 4.74e+003 Closed Loop Stable? Yes

-135

) g e d ( e s a h P

-180

1 10

2 10

3 10

4 10

5 10

6 10

Frequency (Hz) ( )

ﬁ

Hình 3.44 Đồ thị bode của hàm truyền đạt

uiG s và bộ bù (3.103) biến đổi kiểu Boost

u0*

)

(

)

iL*

( a r p a n e

m a c n o u c a u q g n o D

0.01

0.04

0.02

0.03

0.07

0.08

0.06

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.07

0.08

0.09

0.1

0.04

0.06

0.05 t(s) a. Điện áp ra

0.05 t(s) b. Dòng điện chảy qua cuộn cảm

Hình 3.45 Kết quả mô phỏng bộ biến đổi Boost theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh

3.9 Bài tập

Tham số bộ biến đổi Buck, Boost, Buck-Boost

B(cid:9)ng 3.1 B(cid:9)ng 3.1 B(cid:9)ng 3.1 B(cid:9)ng 3.1

Bộ biến đổi Buck, Boost, Buck-Boost có tham số Bảng 3.1 làm việc trong chế độ dòng điện liên tục (CCM) và được điều khiển theo phương pháp điều chế độ rộng xung PWM, và khóa bán dẫn là lý tưởng.

Tham số bộ biến đổi Buck

Tham số bộ biến đổi Boost

Tham số bộ biến đổi Buck-Boost

Điện áp uin = 28V, điện áp ra uo = 15V Điện cảm L = 50µH Tụ điện C = 500µF và rC = 0,1Ω Tần số phát xung fx = 100kHz. Tải R = 3Ω Điện áp uin = 10V, điện áp ra uo = 15V Điện cảm L = 62µH Tụ điện C = 300µF và rC = 0,187Ω Tần số phát xung fx = 100kHz. Tải R = 5Ω Điện áp uin = 30V, điện áp ra uo = 15V Điện cảm L = 100µH Tụ điện C = 697µF và rC = 0,01Ω Tần số phát xung fx = 100kHz. Tải R = 5Ω

1. Xây dựng mô hình tín hiệu trung bình của các bộ biến đổi trên theo phương pháp không gian trạng thái, nhận xét đặc điểm mô hình.

2. Tính điểm làm việc xác lập của mô hình. 3. Xây dựng mô hình tín hiệu nhỏ dựa trên phương pháp mô hình mạng đóng cắt và không gian trạng thái (SSA). 4. Thiết kế cấu trúc điều khiển cho bộ biến đổi trên theo chế độ

a. Điều khiển điện áp. b. Điều khiển dòng điện. 5. Kiểm chứng kết quả mô hình hóa và thiết kế bằng phần mềm Matlab

Hình 3.46 Sơ đồ mạch lực của các bộ biến đổi DC/DC

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

3.10 Bộ biến đổi PFC

3.10.1 Sơ đồ mạch lực

su si

n i u

( )d t

( ) d t

-  1

 

Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi PFC sử dụng một cầu chỉnh lưu không điều khiển diode và bộ biến đổi DC/DC kiểu Boost.

Hình 3.47 Bộ biến đổi PFC, a) Sơ đồ mạch lực, b) Mô hình trung bình, c,d) Đặc tính dòng điện, điện áp của sơ đồ mạch lực

Sử dụng mô hình trung bình bộ biến đổi Boost, bỏ qua sụt áp trên cuộn cảm, và giả thiết điện áp đầu ra chỉ có thành phần DC.

U u

(

)

sin

ﬁ = - d

- (3.148)

d ( ) t được tính như sau:

Theo sơ đồ Hình 3.47 dòng điện

(

) =

)

( = - 1

sin

( w cos 2

i d

) = d i L

U U

1 2

U U

1 2

U U

(3.149)

i d

= i d =

2 w

)

(

sin

( w sin

Trong đó:

i L

Từ (3.149) nhận thấy thành phần dòng điện

( ) t gồm hai thành phần: thành phần DC

( ) t

2di

( dI ) và thành phần sóng hài bậc hai

2di

Trong bộ biến đổi PFC, giá trị tụ điện đầu ra lớn nên chỉ có thành phần sóng hài bậc hai dI chảy qua điện trở tải tương

( ) của dòng điện ( t ) chảy vào tụ, và thành phần DC đương. Do đó, đập mạch điện áp đầu ra trên tụ được tính:

ﬁ -

3.10 Bộ biến đổi PFC

(

)

( ) t

i d 2 d

∫

1 C

(3.150)

( ) t

= -

)

) = -

)

( w cos 2

( w sin 2

( ) t

( ) w t d

Từ (3.149), (3.150) đập mạch điện áp trên tụ được viết lại:

V d

∫

I L 2

w 4

U 1 C U

2du U I s L CU

(3.151)

(

)

sin

inu

3.10.2 Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC

Hình 3.48 Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC

inu trong mỗi chu kỳ điện áp lưới được xác đinh:

(3.152)

u dt in

1 t T ∫ T

Gián đoạn (3.152) ta có:

i u in

∑

(3.153)

u in

i u T . in s

i u in

∑

1 T

= i n N

= i n

1 T T / s

inu - là giá trị điện áp vào ở thời điểm lấy mẫu thứ i.

Trong đó:

T - là chu kỳ điện áp lưới. sT - là chu kỳ trích mẫu. N - Số lượng mẫu giá trị điện áp

inu trong một chu kỳ điện áp lưới.

Gía trị trung bình điện áp đầu vào

Từ mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ Hình 3.7 tại tần số cao (khi đó tụ điện đầu ra bị ngắn mạch, do trở kháng xấp xỉ bằng không), ta có thể xấp xỉ gần đúng mối quan hệ giữa hệ số điều chế và dòng điện trung bình qua cuộn cảm như sau (coi cuộn cảm, tụ điện là phần tử lý tưởng):

3.10.2.1 Thiết kế mạch vòng dòng điện

(3.154)

( ) G s id

U o sL

( ) ˆ s i L ( ) ˆ d s

( ) s

ˆ u in

Lựa chọn bộ bù cho mạch vòng điều chỉnh dòng điện, để hệ hở có độ dự trữ pha là 600 ,, tần số cắt của mạch vòng điện áp fci = 20kHz, và có điểm cực tại gốc tọa độ để triệt tiêu sai lệch tĩnh.

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

( ) G s G

s w = (3.155) 1 s s w  + 1   + 1         

3.10.2.2 Thiết kề mạch vòng điện áp

Từ mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ làm việc theo nguyên lý điều khiển dòng điện, ta có hàm truyền đạt giữa dòng điện đặt (thực chất là dòng qua cuộn cảm) và điện áp đầu ra như sau:

( ) G s ui

( ) s ( ) s

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s i c

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s i 2

ˆ i 2 ˆ i c

( ) s

ˆ u in

   

       

   

(3.156)

(cid:5)

(3.157)

R 2

1 sC

  

  

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s i 2

( ) s

ˆ u in

1 RC 2

  

 +  

     

     

(3.158)

Theo mạch điện ta có:

Mặt khác, tại tần số thấp có thể coi cuộn cảm bị ngắn mạch, quan hệ trở thành : ( ) s ( ) s

ˆ i 2 ˆ i c

( ) s

ˆ u in

Từ , ta có:

(3.159)

( ) G s ui

U R s U 2

( ) ˆ u s o ( ) ˆ s i c

( ) s

ˆ u in

1 RC 2

  

 +  

     

     

Lựa chọn bộ bù cho mạch vòng điều chỉnh điện áp, để hệ hở có độ dự trữ pha là 450, tần

số cắt của mạch vòng điện áp fcv = 15Hz.

( ) G s G

(3.160)

1 s

 + 1   + 1  

      

Thiết kế cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC có các tham số sau. 1. Thiết kế mạch vòng dòng điện theo mục 3.10.2.1. 2. Thiết kế mạch vòng điện áp theo mục 3.10.2.2. 3. Tính toán khâu bù điện áp đầu vào (Feedforward voltage). 4. Mô phỏng bằng phần mềm Matlab để kiểm chứng kết quả thiết kế.

3.10.3 Bài tập

3.10 Bộ biến đổi PFC

Tham số bộ biến đổi kiểu PFC

B(cid:9)ng 3.2 B(cid:9)ng 3.2 B(cid:9)ng 3.2 B(cid:9)ng 3.2

Điện áp đầu vào xoay chiều (rms) Us,rms = 120V Tần số lưới điện Điện áp đầu ra bộ PFC Công suất thiết kế Tần số switching Tụ điện đầu ra

f= 50Hz 250V 250W fs = 100 kHz C = 220 µF rC = 100mΩ L = 1mH R = 250Ω Giá trị điện cảm Tải tương đương

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

Bộ biến đổi kiểu nghịch lưu độc lập là các kiểu bộ biến đổi sử dụng phổ biến hiện nay. Phạm vị ứng dụng của bộ biến đổi này rộng rãi: hệ thống truyền động xoay chiều ba pha, bộ cấp nguồn độc lập hoặc bộ biến đổi nối lưới. Nội dung phần này đi sâu vào phương pháp điều chế độ rộng xung và các bộ điều khiển cơ bản cho nghịch lưu độc lập nguồn áp kiểu AC/DC hoặc DC/AC ứng dụng như bộ cấp nguồn độc lập hoặc nối lưới.

4.1 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi nghịch lưu độc lập

Hình 4.1 Sơ đồ mạch lực nghịch lưu độc lập kiểu nguồn áp, a) Một pha, b) Ba pha Hình 4.1 Hình 4.1 Hình 4.1

4.2 Mô tả toán học nghịch lưu áp

4.2.1 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp một pha

aS ,

bS như sau:

Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp một pha được mô tả bởi các khóa chuyển mạch

4.2 Mô tả toán học nghịch lưu áp

2dcU

Hình 4.2 Mô hình nghịch lưu nguồn áp một pha được mô tả bởi khóa chuyển mạch Hình 4.2 Hình 4.2 Hình 4.2

(4.1)

U dc 2

aS = hoặc 1

aS = -

Giá trị hàm chuyển mạch 1 Giá trị trung bình điện áp đầu ra mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế (trung bình

ngắn hạn)

aNu được xác định:

+ t T s

(4.2)

u dt aN

∫

1 T s

dcU bằng phẳng (do chất lượng của mạch lọc trước khi vào

Giả thiết điện áp một chiều mạch nghịch lưu), giá trị trung bình

aNu được viết lại như sau:

Điện áp pha a và điểm trung tính của sơ đồ Hình 4.2 được xác định như sau:

(4.3)

Tương tự, điện áp pha b và điểm trung tính của sơ đồ Hình 4.2 được xác định như sau:

(4.4)

= = u S m a U dc 2 U dc 2

S= u bN U dc 2 Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu

abu được chỉ ra: (

)

(4.5)

= - - u u u S S = bN U dc 2

Thông thường hai hàm điều chế được lựa chọn trái dấu (điều chế đơn cực), nghĩa là = m m a

= - m b

. Do đó, giá trị trung bình điện áp đầu ra mạch nghịch lưu được xác định: )

(

(4.6)

Trong nhiều ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp một pha, giá trị trung bình

hình sin. Do dó, hàm điều chế tỷ lệ thuận với điện áp

+ j

)

(

abu có dạng abu và được viết dưới dạng tổng quát: sin (4.7)

= m M

Trong đó: M - gọi là hệ số điều chế và w - là tần số cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu.

= - u mU m m b U = dc 2

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

4.2.2 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp ba pha

aS ,

bS ,

cS như sau:

2dcU

Hình 4.3 Mô hình nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi khóa chuyển mạch Hình 4.3 Hình 4.3 Hình 4.3

Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi các khóa chuyển mạch

(4.8)

U dc 2 U dc 2 U dc 2

 u    u    u   Điện áp giữa các pha của sơ đồ Hình 4.3 được xác định như sau:

Điện áp pha và điểm trung tính của sơ đồ Hình 4.3 được xác định như sau:

(

)

(

)

(4.9)

(

)

U dc 2 U dc 2 U dc 2

 u    u    u  

Khi mạch tải đấu tam giác thì điện áp trên tải là điện áp pha theo (4.9), khi mạch tải đấu

(4.10)

1 0

0 1

u bc u

   - 

    

hình sao ta có điện trên tải được dẫn dắt theo các bước sau:  u    

    

    

u bn u cn

(4.11)

1 1

u bc 0

  1   1  Nếu tải ba pha cân bằng, (4.10) có thể viết lại:  0  1   1 

 1  0   1 

    

    

    

u bn u cn

- -

(4.12)

1 3

- -

u bc 0

bc 0

     Điện áp trên tải được xác định:  1    1 

  1   

    

 1    2 1 

    

    

  =   

    

    

- -

4.2 Mô tả toán học nghịch lưu áp

Phương trình được viết lại:

1 3

  

  

u bc

- (4.13)

1 2

1 1

u bn u

    

    

     Từ (4.9) và (4.13), điện áp trên tải được viết lại dựa trên hàm chuyển mạch như sau:

- -

(

- - 2 S =

(

- - S S 3 S 2 = (4.14)

(

) S U c dc 2 ) S U c dc 2 ) S U a dc 2

- - 2 S 3 S =  u    u    u  

(4.15)

3 Điện áp giữa điểm trung tính sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha và điểm trung tính của tải được xác định: -

)

= u

( + S

+ S

= nN

U dc 6

ﬁ -

)

(

Như vậy, giá trị trung bình điện áp tải đầu ra mạch nghịch lưu được xác định: 2

- -

)

(

(4.16)

- -

)

(

m m m U b dc 2 m m m U a dc 2 m m m U b dc 2

- -

 u    u    u  

Đối nghịch lưu nguồn áp ba pha, hàm điều chế m m m có thể được viết như sau :

(

)

sin

= m M

w t

(4.17)

sin

= m M

w - t      

sin

= m M

Công thức hàm điều chế

w t p 2 3 p 2 3            

sin PWM. Do

a 0

m a

(4.18)

m b

m c

U dc 2 U dc 2 U dc 2

 u    u    u  

sinPWM khi biết điện áp một chiều

Từ (4.18), ta có thể xác định các hàm điều chế của nghịch lưu ba pha theo phương pháp dcU đặt vào mạch nghịch lưu và điện áp đầu ra tải

+ +    m m m theo (4.17) chính là ba sóng sin chuẩn trong phương = , nên (4.16) có thể viết lại như sau: m m m b c

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

u , u , u mong muốn. Ngoài ra, theo (4.18) ta thấy được biên độ điện áp ra tải lớn nhất cn

dcU 2

mạch nghịch lưu nguồn áp được điều chế theo phương pháp sinPWM là .

(

Còn đối với phương pháp SVM, giá trị trung bình điện áp tải đầu ra mạch nghịch lưu được viết lại: - - 2 d =

(

- - 2 d d 3 d = (4.19)

(

) d U c dc 2 ) d U c dc 2 ) d U a dc 2

- - d 3 d 2 = 3  u    u    u  

4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha

PWM

Udc

Cdc

PWM

-m

PWM

Hình 4.4 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, a) Điều chế lưỡng cực, b) Hình 4.4 Hình 4.4 Hình 4.4 Điều chế đơn cực

Để có thể phân tích nguyên lý làm việc của phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, ta giả thiết các van bán dẫn ở mạch nghịch lưu là phần tử lý tưởng. Theo [], có 2 phương pháp điều chế độ rộng xung (Pulse Width Modulation: PWM) để tạo điện áp hình sin (còn gọi là kỹ thuật biến đổi DC – AC) cho cầu NL 1 pha. • Điều chế đơn cực (Unipolar Voltage Switching), với nguyên lý thực hiện được chỉ ra trong Hình 4.4a. • Điều chế hai cực (Bipolar Voltage Switching), với nguyên lý thực hiện được chỉ ra trong Hình 4.4b.

4.3.1 Phương pháp điều chế hai cực

Hai cặp van S1/S2 và S3/S4 được ĐK bởi 2 tín hiệu có trạng thái lôgic phủ định nhau. Cách ĐK này dẫn đến: Trong mọi chu kỳ của điện áp cần tạo, phụ tải luôn nhận điện áp ngược dấu Udc hoặc –Udc (do đó có tên hai cực). Nếu thực hiện bằng kỹ thuật Analog, có thể tạo hai tín hiệu lôgic bằng các so sánh tín hiệu điều khiển m với chuỗi xung răng cưa ur

4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha

(tần số chuỗi xung răng cưa lớn hơn nhiều lần so với tần số tín hiệu điều khiển) như Hình 4.5.

Hình 4.5 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế hai cực, a) Sóng mang và tín hiệu điều Hình 4.5 Hình 4.5 Hình 4.5 khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu

Hình 4.6 Trạng thái mạch nghịch lưu theo phương pháp điều chế hai cưc Hình 4.6 Hình 4.6 Hình 4.6

Như vậy, giải pháp điều chế hai cực ta chỉ cần một kênh PWM để điều khiển mạch nghịch lưu một pha.

4.3.2 Phương pháp điều chế đơn cực

Nếu phương pháp hai cực chỉ dùng 1 tín hiệu điều khiển m (hình 3) để ĐK hai cặp van S1/S4 và S3/S2, thì phương pháp đơn cực lại dùng 2 tín hiệu ngược dấu nhau m và – m (Hình 4.7) chỉ để ĐK cặp van phía trên S1/S3. Còn hai van phía dưới được ĐK hoàn toàn phụ thuộc 2 van đó: S4 nhận trạng thái lôgic phủ định của S1, còn S2 nhận trạng thái lôgic phủ định của S3. Dễ dàng nhận thấy: Trong phạm vi nửa chu kỳ của điện áp cần tạo, phụ tải chỉ nhận điện áp một dấu (do đó có tên đơn cực).

100

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

Tín hiệu điều khiển (m,-m)

Chuỗi xung răng cưa sóng điều chế ur

uao

Udc

ubo

Udc

uab

Udc

-Udc

Hình 4.7 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế đơn cực, a) Sóng mang và tín hiệu điều Hình 4.7 Hình 4.7 Hình 4.7 khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu

Hình 4.8 Trạng thái mạch nghịch lưu trong phương pháp điều chế đơn cực Hình 4.8 Hình 4.8 Hình 4.8

Phương pháp điều chế PWM nói trên chủ yếu được thực hiện bằng linh kiện Analog. Để hiểu rõ hơn bản chất, đồng thời tạo điều kiện thực hiện thuận lợi bằng kỹ thuật Digital (sử dụng cho vi điều khiển), ta có thể nhận thức vấn đề dưới góc nhìn vector cho phương pháp điều chế đơn cực như sau. Nếu định nghĩa trạng thái lôgic của hai điểm A, B (hai đầu của điện trở tải) là 1 khi chúng được nối với cực dương, là 0 khi chúng được nối với cực âm của mạch DC. Khi ấy, một nghịch lưu đơn với 2 nhánh van có thể tạo được 22 = 4 trạng thái lôgic với sơ đồ mạch minh họa ở hình dưới:

4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha

101

Các trạng thái lôgic ở hình 10 ứng với các vector điện áp chuẩn (trạng thái 10),

0,3u

(trạng thái 01) và (trạng thái 00, 11) biểu diễn ở hình 11. Vị trí vector này nằm

= = trên hệ tọa độ tĩnh αβ như Hình 4.9. Biên độ vector chuẩn này được xác định như sau: u u 1 (4.20) = =

u

dcU 0

Hình 4.9 Biểu đồ vector của kỹ thuật điều chế vector đơn cực Hình 4.9 Hình 4.9 Hình 4.9

  

Bước 1: Xác định vị trí của vector điện áp

abu , vị trí góc J cho ta biết được thông tin

abu đang nằm trong góc phần tư nào.

abu ở hai góc phần tư Q1 và Q4), từ Hình 4.9 1T , khoảng thời gian còn

1u trong khoảng thời gian

)

hiện tại vector điện áp

vector lại (

Bước 2: Tính thời gian thực hiện các vector chuẩn. Trong nửa chu kỳ dương (vị trí vector abu được thực hiện bằng vector T- thực hiện vector không

0,3u , thời gian 1T được xác định như sau: J

u

J cos

u

cos

T s

ab U

(4.21)

 T  1   = T  0

T s

u 1 T 1

Trong nửa chu kỳ âm (vị trí vector

abu ở hai góc phần tư Q2 và Q3), từ Hình 4.9 vector 2T , khoảng thời gian còn lại

)

T-

abu được thực hiện bằng vector ( thực hiện vector không sT

2T được xác định như sau:

2u trong khoảng thời gian 0,3u , thời gian u cos

J cos

u

= -

= - T s

T s

ab U

(4.22)

u 1

 T  2   = T  0

T s

T 2

Tại 2 góc phần tư Q2, Q3, giá trị cosJ mang dấu âm. Do đó trong công thức (2.2) đã

xuất hiện dấu trừ.

102

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

Hình 4.10 Mẫu xung chuẩn đưa ra nghịch lưu một pha, a) nửa chu kỳ dương, b) nưa chu kỳ âm Hình 4.10 Hình 4.10 Hình 4.10

Bước 3: Muốn xác định được thời gian dẫn cho các van ta xây dựng được mẫu xung cho từng góc phần tư, tương ứng nửa chu kỳ dương (góc phần tư Q1&Q4) và nửa chu kỳ âm (góc phần tư Q2&Q3) Hình 4.10.

Bảng tổng hợp hệ số điều chế cho mỗi nhánh van mạch nghịch lưu

B(cid:9)ng 4.1 B(cid:9)ng 4.1 B(cid:9)ng 4.1 B(cid:9)ng 4.1

Hệ số điều chế cho van bán dẫn ở nhánh trên của mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế được tổng hợp trong Bảng 4.1

Góc phần tư Nhánh van trên

Q1&Q4

Q2&Q3 dS1 = d0/4 dS3 = d0/4+d1/2 dS1 = d0/4+d2/2 dS3 = d0/4

d 1

T 1 T s

T 2 T s

T 0 T s

Như vậy, giải pháp điều chế đơn cực ta phải dùng hai kênh PWM để điều khiển mạch

nghịch lưu một pha.

Trong đó :

Tham số mô phỏng sơ đồ Udc = 300V, tải của mạch nghịch lưu R= 5Ω, L = 2mH, điện áp đỉnh là 100V. Theo (4.6), ta tính được hàm điều chế khi biết giá trị điện áp một chiều Udc và biên độ điện áp đỉnh đầu ra mạch nghịch lưu.

4.3.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha

4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha

103

400

0.7

300

0.65

200

0.6

100

0.55

)

0.5

( b a U

0.45

-100

0.4

-200

0.35

-300

-400

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.02

0.022

0.028

0.026

0.024

0.036

0.032

0.034

0.038

0.04

0.05 t(s) a. Hệ số điều chế

0.03 t(s) b. Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu

)

(

-10

-20

-30

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

c. Dòng điện đầu ra mạch nghịch lưu

Hình 4.11 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế lưỡng cực Hình 4.11 Hình 4.11 Hình 4.11

400

0.7

300

0.65

200

0.6

100

0.55

)

0.5

( b a U

-100

0.45

-200

0.4

-300

0.35

-400

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

a. Hệ số điều chế

b. Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu

d. Phân tích phổ dòng điện

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

104

)

(

-5

-10

-15

-20

-25

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

c. Dòng điện đầu ra mạch nghịch lưu

Hình 4.12 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế đơn cực Hình 4.12 Hình 4.12 Hình 4.12

d. Phân tích phổ dòng điện

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

PWM

Hình 4.13 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha Hình 4.13 Hình 4.13 Hình 4.13

Tương tự như nghịch lưu một pha, để có thể phân tích nguyên lý làm việc của phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha, ta giả thiết các van bán dẫn ở mạch nghịch lưu là phần tử lý tưởng.

4.4.1 Phương pháp Sin PWM

Theo (4.17), (4.18) hàm điều chế cho nghịch lưu ba pha nguồn áp được xác định:

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

105

(

)

w = m M t sin

w - (4.23) = m M sin t      

w + = m M sin t p 2 3 p 2 3               

Trong đó hệ số điều chế M được xác định dựa trên biên độ điện áp tải ra mạch nghịch lưu và điện áp một chiều đặt vào mạch nghịch lưu như sau:

an U 0, 5

cn U 0,5

u u = = = M (4.24) u bn U 0,5

4.4.2 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM)

)

4.4.2.1 Khái niệm vector không gian

a +

Trong hệ thống điện áp 3 pha 3 dây thông thường, các giá trị điện áp ( dòng điện) được biểu diễn bởi các giá trị tức thời ( u u u . Bằng phép chuyển trục tọa độ Clarke đưa hệ thống 3 pha từ hệ tọa độ (abc) sang hệ tọa độ αβ, ta hoàn toàn có khả năng biểu diễn hệ 3 pha như 1 vector duy nhất với biên độ xác định và quay gốc tọa độ.

u

u (

)

(4.25)

2 3

a =

Trong đó:

1 = - + 2

3 2

Vector điện áp u được biểu điện trên tọa độ tĩnh αβ thông qua hai thành phần tương ứng

theo (4.26).

u

(4.26)

u a

ju b

Trong đó:

1 2

(4.27)

u a u

2 3

  

  

- -

u b u

    

          

 1     

3 2

1 2 3 2 Trong hệ tọa độ αβ điện áp 3 pha được biểu diễn bằng 1 vector quay có gốc tại tâm hệ

trục tọa độ, độ lớn xác định bằng

)

và quay xung quang gốc tọa độ với vận

2 u ( a

u b

q =

arctan(

)

tốc góc w q= ɺ (với

). Cách biểu diễn như vậy được gọi là 1 vector không

u a

gian.

Với hệ 3 pha cân bằng và đối xứng – các pha điện áp có biên độ bằng nhau, và góc lệch

tương ứng 2π/3.

106

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

= u U w cos( t )

= - — w cos( t (cid:1) u ) tw ( ) (4.28) = u U b

mU và quay quanh gốc tọa độ với vận tốc góc bằng w . Trong trường hợp tổng quát với hệ 3 pha đối xứng (có thể cân bằng hoặc không cân bằng) vector không gian điện áp 3 pha có thể biểu diễn bởi 2 thành phần thuận và nghịch.

+ t w cos( ) = u U c         p 2 3 p 2 3 Khi đó vector không gian u sẽ có độ lớn bằng

= u u

(4.29)

u n

m p

m n

q — U Trong đó q —  u   u 

Thành phần thuận

mU=u

U pu được coi như thành phần cơ bản của hệ, và quay cùng chiều với hệ khi hệ trong trạng thái cân bằng. Thành phần nghịch nu là thành phần bổ xung vào hệ, có chiều quay ngược chiều với thành phần thuận, là tác nhân gây ra tính chất mất cân bằng của hệ.

Trong hệ thống điện áp 3 pha có dạng sin và cân bằng, thì quỹ đạo của vector không gian u là một đường tròn, có bán kính bằng với biên độ điện áp pha . Còn nếu điện áp của hệ sin nhưng mất cân bằng, thì quỹ đạo vector u vẽ nên sẽ có dạng elip, đường , đường bán kính bán kính dài có độ lớn bằng biên độ thành phần thứ tự thuận

- -

pU=u u

u

= n

m p

m n

ngắn có độ lớn bằng hiệu biên độ thành phần thứ tự thuận và nghịch

Quĩ đạo điện áp ba pha sin và cân bằng

Quĩ đạo điện áp ba pha sin và mất cân bằng

u

Hình 4.14 Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ Hình 4.14 Hình 4.14 Hình 4.14

4.4.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian

Hình 4.13 thể hiện sơ đồ của 1 bộ nghịch lưu nguồn áp 3 pha với 3 cặp van bán dẫn IGBT. Ứng với 3 cặp van này ta có 8 trạng thái đóng ngắt các van, và tương ứng với mỗi trạng thái đóng ngắt van ta lại thu được 1 vector điện áp cố định (cả về hướng và độ lớn).

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

107

Bảng giá trị điện áp các vector chuẩn

B(cid:9)ng 4.2 B(cid:9)ng 4.2 B(cid:9)ng 4.2 B(cid:9)ng 4.2

Do đó ta sẽ thu được tổng cộng 8 vector điện áp cố định – được gọi là 8 vector biên chuẩn, như liệt kê dưới bảng sau:

u

abu

bcu

Van dẫn

, 0

, 0 2 / 3 0 dcU — , 2 / 3 0 p ( / 3)

— , 2 / 3 0 dcU dcU p (2 / 3) p — - , - 2 / 3 (

— - , 2 / 3 ) p ( 2 / 3)

dcU — dcU dcU dcU dcU dcU

p — - , - 2 / 3 ( / 3)

dcU dcU 0 - 0 dcU 0

dcU dcU 0

, 0 0 -1/3 dcU 2/3 dcU 1/3 dcU 1/3 dcU -1/3 dcU 2/3 dcU -2/3 dcU 1/3 dcU -1/3 dcU 1/3 dcU 0 0 -1/3 dcU -2/3 dcU 0 - -1/3 dcU 1/3 dcU -1/3 dcU 2/3 dcU -2/3 dcU 1/3 dcU 0 0 0 S S S , 4 6 S S S , 1 2 S S S , 1 2 3 S S S , 3 4 S S S , 4 5 S S S , 5 6 S S S , 6 1 S S S , 1 3 5

Vector chuẩn 0u 1u 2u 3u 4u 5u 6u 7u

108

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

Hình 4.15 Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn Hình 4.15 Hình 4.15 Hình 4.15

u

)

u ) đều có độ lớn là 2 / 3 dcU có

u

và các góc pha lệch nhau một góc

u u , , 1 , biên độ của 2 vector không còn lại (

,u 0

Ta thấy biên độ các vector chuẩn ( / 3p

/ 3p

độ lớn bằng không. Từ các cặp vector biên chuẩn này, không gian vector chia làm 6 sector đều nhau, có độ mở là

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

109

dcU

0u 7u

= = = = = = u u u u 2 / 3 u u 1 (4.30) = = u u 0    

Hình 4.16 Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ Hình 4.16 Hình 4.16 Hình 4.16

Su có thể nằm bất kỳ trong các sector trên hệ tọa độ tĩnh αβ. Do đó, bước đầu tiên trong thực hiện phương pháp điều chế vector không gian là phải xác định được vị trí hiện tại của vector điện áp đang nằm trong sector nào. Có nhiều phương pháp xác định vị trí vector điện áp dựa vào phân tính thành phần của nó trên hệ trục tọa độ tĩnh αβ [].

Hình 4.17 Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời usa, usb, usc Hình 4.17 Hình 4.17 Hình 4.17

Vị trí vector điện áp

Tuy nhiên, cũng có phương pháp khác cho phép ta có được thông tín về vị trị vector điện áp, chỉ bằng các xét dấu các thành phần điện áp dây, theo thuật toán Hình 4.18.

110

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

su b

su a

a s

+ a s

u 3 b s

( ) *

a s

u 3 b s

  u   u     u 

- -

Hình 4.18 Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector Hình 4.18 Hình 4.18 Hình 4.18

Su sẽ được tổng hợp từ 2 vector chuẩn trong mỗi sector đó, nên cần xác định được thời gian thực hiện hai vector chuẩn này trong mỗi chu kỳ điều chế, thời gian còn lại mạch nghịch lưu sẽ ở trạng thái các vector không.

Bước 2: Vector điện áp

u

u .

d 1

u . 1

Hình 4.19 Vector điện áp được điều chế trong Sector 1 Hình 4.19 Hình 4.19 Hình 4.19

+ = Sử dụng phương pháp đại số để xác định các hệ số điều chế cho vector điện áp từ hai vector chuẩn gần nhất trong mỗi sector (Hệ số điều chế là tỷ số giữa thời gian thực hiện vector chuẩn trong mỗi chu kỳ điều chế). u (4.31) d u d 1

u a

d 1

u a n u

n u b

u b

b m

  

  

 a  

  

  

     

   

(4.32) u m Trong đó u u là hai vector chuẩn trong mỗi sector. Biểu diễn (4.31) theo thành phần trên hệ tọa độ tĩnh ab    

u a

a m

- Từ tính được hệ số điều chế như sau: 1

(4.33)

A

a n u

d 1 d

b m

  

  

b S

   

 a   

   

   

Hê điều chế

   0d - thực hiện vector không sẽ được xác định: d

d 1

= - 1 Su nằm trong sector 1,

(4.34) Su được biểu diễn theo 2

Su được viết lại như sau:

Ví dụ trong trường hợp vector điện áp vector chuẩn u1, u2. Theo (4.32) vector điện áp

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

111

u a

2 3

d 1 d

u b

  

  

  

u a 1 u b 1

  

  

  

     

     

     

1 3 1 3

(4.35)

Theo (4.33) tỷ số ,d d được xác định như sau: 1 -

u a

u a S

2 3

A

d 1 d

u b

1 U

  

  

b S

  

  

  

  

  

  

3 2 3

3 2 0

    

    

     

     

1 3 1 3

nmA được tổng hợp theo bảng sau: Bảng tổng hợp ma trận

B(cid:9)ng 3.3 B(cid:9)ng 3.3 B(cid:9)ng 3.3 B(cid:9)ng 3.3

nmA trong mỗi sector sử dụng trong (4.33)

(4.36) Hoàn toàn tính toán tương tự khi vị trí vector điện áp nằm trong sector còn lại. Kết quả tính toán ma trận

2 3

3 2

- - - -

A

1 U

3 2 0

3 2 3

    

    

     

1 3 1 3

     

 -    

     

3 2 3 2

3 2

2 3

- - - - - - -

A

1 U

    

    

   - 

    

3 2

     

    - 

1 3 1 3

- -

2 3

3 2

- - - - -

A

3 2

1 U

3 2 0

    

    

     

Sector 2       Sector 4       Sector 6  1  3  1    3

1 3 1 3

     

     

3 2

3 2 3 2

- - - - - Sector 1 1  1  3  1    3 Sector 3 1  2  3     Sector 5  1  3  1    3

Bước 3: Bước tiếp theo từ hệ số điều chế thực hiện các vector chuẩn phải xác định hệ số điều chế cho mỗi van bán dẫn của mạch nghịch lưu. Để xác định hệ số điều chế cho mỗi van bán dẫn, cần phải xây dựng mẫu xung đưa ra cho mỗi sector. Mẫu xung này được đưa ra để đảm bảo các van bán dẫn trong mạch nghịch lưu phải chuyển mạch nhất.

Xét ví dụ trong sector 1, có các vector chuẩn u1, u2 và u0, u7.

Hình 4.20 Trạng thái logic của vector chuẩn trong Sector 1 Hình 4.20 Hình 4.20 Hình 4.20

Pha a Pha b Pha c

u1 1 0 0

u2 1 1 0

u7 1 1 1

u0 0 0 0

112

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

Như vậy, nếu trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước tương ứng với vector chuẩn u0, thì trình tự thực hiện để đảm bảo các van bán đẫn trong mạch nghịch lưu ít chuyển mạch nhất sẽ là: u0 → u1 → u2 → u7. Trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước tương ứng với vector chuẩn u7, thì trình tự thực hiện để đảm bảo các van bán đẫn trong mạch nghịch lưu ít chuyển mạch nhất sẽ là: u7 → u2 → u1 → u0. Ta có mẫu xung đưa ra trong sector 1 được chỉ ra trên Hình 4.21. Bằng cách đưa ra mẫu xung Hình 4.21 cho phép ta giảm các thành phần hài bậc cao do chuyển mạch giữa các van được lặp lại trong 1 chu kỳ trích mẫu, các

1 T s

thành phần hài sau phép điều chế sẽ có tần số là (với ) – điều chế đối

Hình 4.21 Mẫu xung chuẩn trong Sector 1 Hình 4.21 Hình 4.21 Hình 4.21

xứng.

d 1 2

d 0 4  d 0  4 

  

d 0 4

d 2 2

d 1 2

  

  

(4.37)

Từ mẫu xung chuẩn trong sector 1 Hình 4.21 ta tính được hệ số điều chế của từng van bán dẫn của mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế. Đối với nghịch lưu nguồn áp ba pha, ta chỉ cần tính được hệ số điều chế cho nhóm van bán dẫn ở nhánh trên (S1, S3, S5) để đưa vào kênh PWM của vi điều khiển. Còn trạng thái của nhóm nhánh van dưới (S4, S6, S2) được xác định dựa vào trạng thái nhóm nhánh van trên (S1, S3, S5).         

Tương tự thực hiện theo nguyên tắc trên ta có mẫu xung đưa ra trong các sector còn lại Hình 4.22 và bảng tổng hợp tính toán hệ số điều chế cho nhóm nhánh van trên của mạch nghịch lưu trong mỗi chu kỳ điều chế Bảng 4.3.

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

113

Hình 4.22 Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector Hình 4.22 Hình 4.22 Hình 4.22

Hệ số điều chế cho nhóm nhánh van của mạch nghịch lưu

B(cid:9)ng 4.3 B(cid:9)ng 4.3 B(cid:9)ng 4.3 B(cid:9)ng 4.3

Sector Thời gian đóng/cắt Sector Thời gian đóng/cắt

Sector 4 Sector 1

Sector 5 Sector 2

Sector 6 Sector 3 da = d0/2 db = d0/2 + d1 dc = d0/2 + d1 + d2 da = d0/2 + d1 db = d0/2 dc = d0/2 + d1 + d2 da = d0/2 + d1 + d2 db = d0/2 da = d0/2 + d1 + d2 db = d0/2 + d1 dc = d0/2 da = d0/2 + d1 db = d0/2 + d1 + d2 dc = d0/2 da = d0/2 db = d0/2 + d1 + d2

114

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

/ 3

dcU

/ 3

dcU 2

/ 2

dcU

Hình 4.23 Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba Hình 4.23 Hình 4.23 Hình 4.23 pha nguồn áp

dc = d0/2 + d1 dc = d0/2 + d1 Ngoài ra, trong một số ứng dụng người ta có thể sử dung phương pháp điều chế đặc biệt: Điều chế hai nhánh van, điều chế ngẫu nhiên...[].

4.4.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

600

Tham số mô phỏng sơ đồ Udc = 500V, tải của mỗi pha mạch nghịch lưu R= 5Ω, L = 2mH (tải đối xứng, đấu hình sao), và biên độ điện áp đỉnh mỗi pha là 200V. Theo (4.18) ta tính được hệ số điều chế cho mỗi pha mạch nghịch lưu.

0.9

400

0.8

0.7

200

0.6

)

0.5

( b a U

0.4

-200

0.3

0.2

-400

0.1

-600

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.03

0.04

0.02

0.01

0.08

0.07

0.06

0.09

0.1

0.05 t(s)

a. Điện áp dây đầu ra nghịch lưu ba pha

0.05 t(s) a. Hàm điều chế nghịch lưu ba pha

4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha

115

)

(

-10

-20

-30

-40

-50

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

a. Dòng điện đầu ra nghịch lưu ba pha

d. Phân tích phổ dòng điện

Hình 4.24 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM Hình 4.24 Hình 4.24 Hình 4.24

600

0.9

0.8

400

0.7

200

0.6

)

0.5

( b a U

0.4

-200

0.3

-400

0.2

0.1

-600

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

a. Hàm điều chế nghịch lưu ba pha

a. Điện áp dây đầu ra nghịch lưu ba pha

)

( a S

-10

-20

-30

-40

-50

0.01

0.02

0.03

0.04

0.06

0.07

0.08

0.09

0.1

0.05 t(s)

a. Dòng điện đầu ra nghịch lưu ba pha

d. Phân tích phổ dòng điện Hình 4.25 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian Hình 4.25 Hình 4.25 Hình 4.25

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

116

4.5 Bù thơi gian chết deadtime trong nghịch lưu nguồn áp

4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp

một pha

( ) s

PWMG

( ) cG s

4.6.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha

Hình 4.26 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha Hình 4.26 Hình 4.26 Hình 4.26

Phương trình cân bằng điện áp sơ đồ mạch điện Hình 4.26

Ri s

di s dt Phương trình (4.38) viết dưới dạng toán tử Laplace:

(4.38)

( ) G s i

)

( ) s ( ) u s L

1 = = = (4.39) - 1 ( + 1 R Ts i s ( ) u s s R s L R   

sT 2

( ) s

PWM

( ) u s s ( ) * u s s

)

1 sT+

( 1R

K s

sT 2

1  +  s 

  

Hình 4.27 Mô tả toán học mạch vòng điều khiển dòng điện Hình 4.27 Hình 4.27 Hình 4.27

 + 1  Mô hình toán học khâu điều chế độ rộng xung PWM : - = = » G e (4.40) + 1 s 1 T s 2

4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha

117

Tham số

K K của bộ điều chỉnh dòng điện có thể được tổng hợp theo phương pháp ở mục 2.2. Tuy nhiên, mục này ta có thể sử dụng một phương pháp khác tổng hợp tham số bộ điều chỉnh dòng điện sử dụng tiêu chuẩn tối ưu module.

(4.41)

( ) G s dt

)

1/ ( + 1

R Ts

( ) u s L

1 T s 2

 + 1 

  

Tuy nhiên, đối với nghịch lưu nguồn áp một pha lượng đặt dòng điện *

si luôn thay đổi, nếu sử dụng cấu trúc điều khiển PI thì luôn tồn tại sai lệch điều chỉnh. Vì vậy, cần nghiên cứu một cấu trúc bộ điều chỉnh dòng khác (cấu trúc điều chỉnh kiểu cộng hưởng PR) để giải quyết vấn đề này.

(4.42)

( ) G s c

K s i w +

2 0

Phương thức thiết kế bộ điều chỉnh này được thiết kế trên miền tần số, trên cơ sở lựa chọn băng thông (bandwidth) cho hàm truyền hệ thống kín []. Thông thường, băng thông được lựa chọn trong khoảng 10 lần tần số cơ bản và 1/10 tần số phát xung vào mạch nghịch lưu để đảm bảo hệ thống có đáp ứng động học đủ nhanh và ổn định.

Hàm truyền kín mạch vòng dòng điện

+ K s K

2 0

(4.43)

G s ( ) PR

(

( ) i s ( ) * s

+ (

) w ) + w L s K

2 0

w 2 0

2 0

( ) s

Đối tượng bộ điều khiển dòng điện: ( ) s i s ( ) * u s s

(

( K s p ) R s ( w 2 p

w 2 0

(

)

w j

(4.44)

+ 2

(

) ) w

(

)

w R

+ p

+ K L i

2 0

 

 

- -

) ) ( 2 w (

) +

w K

2 0

(

) =

arctan

w j

arctan

(4.45)

  2

 L  (

(

)

)( w

)

w R

K i w 2 0

+ p

2 0

   

   

   

   

- — - - -

(

)

w j

(4.46)

w L

(

)

(

)

Bước 1: Cho Ki = 0, phương trình (4.44) được viết lại:

Nếu băng thông

pK được xác định như sau để có hệ số suy

w được xác định thì hệ số

giảm biên độ là -3dB ( hay

)

1 / 2

). (

w L

= + R

22 R

(4.47)

= G jw (

(

)

2 0

(

)

(

)

(4.48)

+ R K

w L

2 p

2 bw w

  

  

Bước 2: Đưa thành phần tích phân vào biểu thức biên độ w - - -

kiểu PR bù sóng hài bậc 1 (sóng cơ bản).

Bước 3: Khảo sát mạch vòng dòng điện trên miền tần số với bộ điều chỉnh dòng điện

118

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

4.6.2 Ví dụ về thiết kế mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha

4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba

pha

( ) s

SVMG

( ) cG s

Hình 4.28 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp ba pha Hình 4.28 Hình 4.28 Hình 4.28

4.7.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha

Phương trình cân bằng điện áp mạch điện tương đương Hình 4.26

Ri sc

di Sa dt di sb dt di sc dt

 u    u    u  

(4.49)

u a

a s

Ri a s

Phương trình (4.49) được viết lại trên hệ tọa độ tĩnh αβ thông qua phép chuyển vị tọa CLAKE.

u b

Ri b s

 u    u 

di a s dt di b s dt

(4.50)

Phương trình (4.49) được viết lại trên hệ tọa độ quay dq (tốc độ quay bằng tốc độ quay của vector dòng điện và điện áp), thông qua phép chuyển vị tọa CLAKE và PARK.

+ sq

- Ri L Li u

 u    u 

sq dt

(4.51) di sd dt di Ri L Li u

4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha

119

Hình 4.29 Biểu điện vector điện áp và dòng điện trên các hệ trục tọa độ Hình 4.29 Hình 4.29 Hình 4.29

4.7.1.1 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ

w Do lượng đặt dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ có dạng hình sin với tần số bằng

(tần số cơ bản dòng điện hình sin), ta sẽ sử dụng cấu trúc điều chỉnh kiểu cộng hưởng (PR) có tần số cộng hưởng để giải quyết vấn đề này.

( ) G s c

K s i w +

2 0

(4.52)

K K giống như đối với bộ điều chỉnh dòng điện kiểu cộng hưởng PR nghịch lưu nguồn áp một pha (Sẽ có hai kênh điều khiển dòng điện tương ứng với từng thành phần dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ). Cấu trúc bộ điều chỉnh PR cho nghịch lưu nguồn áp ba pha được chỉ ra trong Hình 4.30.

si a

su a

si a

si b

su b

si b

SVM

NLNA

ĐC dòng điện

αβ

abc

si a si b

Hình 4.30 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ Hình 4.30 Hình 4.30 Hình 4.30

Phương pháp tổng hợp để tìm tham số

Bộ điều chỉnh PI được thiết kế dựa trên mô hình dòng điện trên hệ tọa độ quay dq pt(3).

Nếu đặt ∆ud, ∆uq, ∆u0 là điện áp rơi trên cuộn cảm thì pt (3) được viết lại như sau:

4.7.1.2 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq

120

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

= D

w L i sq

= D

+ d + u q

Ld + Lq

w L i sd

 u  u 

(4.53)

i dt ) sd

Thành phần điện áp ∆ud, ∆uq sẽ được bù bởi bộ điều chỉnh dòng điện kiểu PI: + ) i sd

i dt ) sq

+ ) i Sq

 D = * u K i ( d sd  D = *  u K i ( q sq

,Ld

(4.54)

∫ * K i ( sd i ∫ * K i ( sq i Để tính tham số bộ điều chỉnh dòng ta bỏ qua tác động xen kênh dq và ảnh hưởng thành phần điện áp u – tác động này sẽ được bù feedforward trong mạch vòng điều khiển dòng điện như Hình 4.31. Vì vậy, ta có mô hình đối tượng điều chỉnh của mạch vòng dòng điện có hàm truyền đơn giản như sau (tổng quát cho cả thành phần dòng id, iq):

(4.55)

( ) G s i

( ) s i s ( ) * u s s

)

sT L

1 / R  T s  2 

 + 1 

Trong đó:

sT Chu kỳ điều chế LT Hằng số thời đối tượng trong mạch vòng điều chỉnh dòng điện:

( )

Hàm truyền

iG s có dạng khâu quán tính bậc hai, áp dụng tiêu chuẩn tối ưu độ lơn ta

tìm được tham số cho bộ điều chỉnh dòng có cấu trúc PI (Định lý 2.40 [6]):

(4.56)

L T s R T s

Góc

sdt

w= ∫

ba pha. Đối với ứng dụng nối lưới, góc

=      

với

là tần

PLL. Đối với ứng dụng nghịch lưu nguồn áp làm việc độc lập, góc

sdt

w= ∫

số cơ bản của điện áp đầu ra mạch nghịch lưu.

được xác định định phụ thuộc vào ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp q sẽ được xác định từ thuật toán vòng khóa pha q w

4.8 Bài tập

121

Ldu

duD

sdi

sdu

su a

sdi

sqi

squ

su b

quD

sqi

Lqu

sdi

si a

sqi

si b

1 s

Hình 4.31 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq Hình 4.31 Hình 4.31 Hình 4.31

4.8 Bài tập

Tham số sơ đồ mạch lực nghịch lưu nguồn áp một pha

B(cid:9)ng 4.4 B(cid:9)ng 4.4 B(cid:9)ng 4.4 B(cid:9)ng 4.4

Bài tập 1: Thiết kế bộ điều chỉnh cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu độc lập nguồn áp một pha có các tham số Bảng 4.4, sử dụng phương pháp điều chế đơn cực. Cấu trúc điều khiển đảm bảo biên độ lượng đặt dòng điện thay đổi từ 20÷30A.

Điện áp một chiều đặt vào mạch nghịch lưu Udc = 300V Tải mạch nghịch lưu

Tần số phát xung mạch nghịch lưu Tần số cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu R= 5Ω L = 2mH 5kHz 50Hz

Tham số sơ đồ mạch lực nghịch lưu nguồn áp một pha

B(cid:9)ng 4.5 B(cid:9)ng 4.5 B(cid:9)ng 4.5 B(cid:9)ng 4.5

1. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu PI. 2. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu cộng hưởng PR. 3. Nhận xét đánh giá kết quả thu được Bài tập 2: Thiết kế bộ điều chỉnh cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu độc lập nguồn áp ba pha có các tham số Bảng 4.5, sử dụng phương pháp điều chế vector không gian. Cấu trúc điều khiển đảm bảo biên độ lượng đặt dòng điện thay đổi từ 20÷30A.

Điện áp một chiều đặt vào mạch nghịch lưu Udc = 500V Tải mạch mỗi pha mạch nghịch lưu (tải cân bằng, đấu hình sao) Tần số phát xung mạch nghịch lưu Tần số cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu R= 5Ω L = 2mH 5kHz 50Hz 1. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu cộng hưởng PR trên hệ tọa độ tĩnh

122

4 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP

2. Sử dụng cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu PI trên hệ tọa độ quay dq, với tốc độ quay bằng

tần góc cơ bản đầu ra mạch nghịch lưu. 3. Nhận xét đánh giá kết quả thu được

5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số

123

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN

TỬ CÔNG SUẤT

Với công nghệ chết tạo các IC bán dẫn ngày càng hoàn chỉnh. Các IC analog được các hãng chế tạo sẵn giúp người sử dụng linh hoạt. Việc thiết kế hệ thống điều khiển analog là cách tốt nhất để người học hiển bản chất vật lý của các quá trình trong bộ biến đổi. Tuy nhiên, công nghệ chế tạo các vi xử lý cũng ngày càng hoàn thiện, mở ra chân trời rộng mở cho các ứng dụng dung điều khiển số, đặc biệt là cho các bộ biến đổi DC-DC vì số lượng lớn của chúng trong thực tế.

Ứng dụng vi xử lý trong điều khiển điện tử công suất mang lại những ưu thế sau: • Đa số các vi điều khiển dùng trong điều khiển có tích hợP PWM điều khiển thời gian thực. PWM có nhiều chế độ làm việc mang lại tính linh hoạt rất cao cho người sử dụng. Người dung có thể thay đổi tần số PWM, lựa chọn chế độ đầu ra tích cực cao, thấp (H,L), lựa chọn chế độ trích mẫu dòng điện, điện áp. • Các quá trình tính toán có thể được thực hiện chính xác, không bị “trôi” hoặc thay đổi theo nhiệt độ như trong mạch analog. • Tính chống nhiễu rất tốt nếu được thiết kế đúng vì vi điều khiển chỉ giao tiếp với bên ngoài qua mạch đo đầu vào và gửi xung điều khiển ở đầu ra. • Có thể thực hiện điều chỉnh hoặc thay đổi lượng đặt theo chương trình một cách dễ dàng.

• Có khả năng quản lý toàn bộ hệ thống năng lượng một cách hiệu quả vì chương trình quản lý tích hợp trong vi điều khiển không cần sử dụng nhiều tài nguyên lắm. Từ đó có thể tạo ra hệ thống dễ dung, thân thiện với người sử dụng. Những vấn đề khi thiết kế hệ thống điều khiển số: • Cần có kỹ năng thiết kế hệ thống điều khiển số. Biết cách gián đoạn hóa, biểu diễn hệ thống qua phép biến đổi Z. • Có hiểu biết về vi xử lý, vi điều khiển. Lựa chọn hệ vi điều khiển phù hợp và có kỹ năng thiết kế trên vi điều khiển.

• Có khả năng lập trình. Khác với hệ thống analog mạch được kiểu nghiệm bằng các phép đo dạng sóng vật lý dùng oxilograph, các hệ thống số cần được thử nghiệm bằng cách debug cẩn thận để tránh những “lỗi” không hiện ran gay.

Những hệ thống phát triển có tích hợp trên mô phỏng như MATLAB có thể trợ giúp quá trình thiết kế rất hiệu quả. Cần phải nắm được cách thiết kế dựa trên mô hình: Model base design, Hardware in loop simulation (mô phỏng bao gồm mạch phần cứng).

5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số

5.1.1 Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z

Đối tượng điều khiển được mô tả dưới dạng không gian trạng thái như sau:

124

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

+ Ax Bu

(5.1)

x d dt

Phương trình (5.1) được viết lại dưới dạng: -

A

- e Ax Bu x d d t (5.2) - -

A

« x Bu e e  =   ( ) =  t       d t d Lấy tích phân (5.2) trong khoảng từ 0 đến t ta có:

- -

A

( ) t

x

( ) 0

Bu

t d

∫

(5.3)

(

)

A

( ) t

( ) = t

x

A t e x

( ) + 0

t d

Bu

∫

( )tx

)

(

)

(

trong (5.3) là nghiệm của phương trình (5.1). Sử dụng kết quả này, ta sẽ đi tìm cách xây dựng phương trình sai phân từ phương trình trạng thái (5.1) của đối tượng điều khiển. Giả thiết ma trận ,A B là hằng số trong phạm vi một chu kỳ trích mẫu. Phương trình sai phân của đối tượng điều khiển mô tả như sau: ( T

( T u kT

) + 1k

(5.4)

H

G

x

 

 

Trong đó: T – là chu kỳ trích mẫu. Ta sử dụng kết quả (5.3) để tìm ma trận

và

. Trước hết, ta có trạng thái

)TG (

)TH (

x tại thời điểm (

như sau:

)1k T+

( + k 

 

(

A

) + 1 T

A

) + 1 T

A

 

 

 

 

(

( ) t

x

) 1

( ) 0

e t

Bu

t d

(5.5)

 

 

)1 T ∫

Và trạng thái x tại thời điểm (

)kT như dưới đây:

(

)

(

)

(

)

A

(

)

( ) t

x

( ) 0

e t

Bu

(5.6)

∫

t d

( )tu

chậm và như vậy

Giả thiết đại lượng đầu vào mô hình ( )tu

( + k 

 

được đưa tới qua một khâu trích mẫu – giữ

A

( ) + 1 T k 

 

( ) t

)

(

( x kT

e t

Bu

) 1

(5.7)

t d

x

 

 

cũng là hằng số trong một chu kỳ trích mẫu. Từ (5.5) và (5.6) ta có )1 T ∫

(

)

Hay

A

(

)

(

)

x

) 1

( x kT

Bu

 

 

∫

(5.8)

A

(

)

l «

x

( + k

) 1

) ( + x kT

B

u

 

=  T 

∫

  

0   

l = -

T t

và

Trong đó:

)TH (

được tính như sau:

A

)TG ( =

, ma trận ) (

G

(5.9)

A

l A

A

(

)

(

H

B

l d

= B A

) I B

∫

  

  

    

5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất

125

TeA được khai triển trực tiếp thành chuỗi lũy thừa.

)

(

)

(

Theo phương pháp này ¥

A

= +

…

(5.10)

I A

= ∑

A T 2

A T v !

Với chu kỳ trích mẫu đủ bé, loại bỏ các thành phần bậc cao, được lấy xấp xỉ:

» +

(5.11)

A Te

I A

)

( y kT được tính như sau: (

)

Đầu ra

Cx

D

y

( u kT

( (5.12) Sư dụng (5.4), (5.12) để thu được mô hình trạng thái gián đoạn của đối tượng điều khiển

(

( ) ) T u k

( ) + 1k ( ) = k

có dạng tổng quát như dưới đây: = x x H (5.13) y Cx

( ) G T ( ) + k

( ) + k ( ) u k

( ) z

D   

AX

x z

( ) u z

B

(5.14)

[

( ) = z [

- Lấy biến đổi z của hệ phương trình sai phân (5.13). ( ) + z Để tìm hàm truyền coi điều kiện đầu bằng không: B (5.15) - ﬁ -

] I A x z ( ) = z

( ) u z ] I A B z

( ) u z

x Đầu ra viết lại trên miền gián đoạn z: ( ) z

y

( ) u z

D

(5.16)

và đầu vào

( ) Cx z ( )zy

( ) u z

[

- - (5.17)

] 1 C I A B D

( ) G z

Từ (5.15), (5.16) hàm truyền giữa đầu ra ( ) y z ( ) u z

- - -

( ) G z

+ +

b 0 a

b z 2 a z 2

b z 1 a z 1

b z m a z n

(5.18) - - - Không mất tính tổng quát (5.17) được viết dưới dạng: + 2 ⋯ + ⋯

5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất

Cấu trúc hệ thống điều khiển số điện tử công suất:

126

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Hình 5.1 Hê thống điều khiển số cho thiết bị biến đổi điện tử công suất Hình 5.1 Hình 5.1 Hình 5.1

5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng

xung

/2 A Dn

A D

max / n 2 A D

max /A D

Hình 5.2 Biểu diễn dữ liệu vào ADC Hình 5.2 Hình 5.2 Hình 5.2

A D

U= D

(5.19)

max / n 2 A D

- Độ rộng lượng tử.

Trong đó:

qUD

5.3.1 Độ phân giải của A/D

5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung

127

- Điện áp vào lớn nhất cho phép của chuyển đổi ADC. U

/A D

max /A D

Để đảm bảo: - Số bit dùng để biểu diễn kênh ADC D U (5.20) < D qU

0UD

- Độ thay đổi lớn nhất của điện áp đầu ra.

A D

A D /

< D

⇒

(5.21)

A D /

Trong đó: Từ (5.19), (5.20)

max / U

U max / n 2

Hay có thể viết lại:

A D

(5.22)

log

A D /

max / U

  

  

Như vậy độ phân giải nhỏ nhất của chuyển đổi ADC cần có là:

A D

(

)

(5.23)

min

log

A D /

max / U

  

  

 =  

  

2, 0

Ví dụ:

V ⇒ D

max / A D = 3,3 2%

0, 066

= V

V 0

cần ADC 5bit

log

= ⇒ 5

A Dn

2, 0 0, 066

  

   =

–

= V 0    ⇒ D

   3, 3 1%

0, 033

= V

= V 0

V 0 = ⇒ cần ADC 6 bit

Với A Dn

–

Hình 5.3 Ví dụ dao động hệ số điều chế Hình 5.3 Hình 5.3 Hình 5.3

5.3.2 Yêu cầu độ phân giải DPWM

128

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

5.3.3 Đồng bộ giữa thời điểm trích mẫu ADC và khung thời gian điều chế độ rộng xung

Thời điểm trích mẫu đọc ADC được thực hiện ở chính giữa thời gian ton hoặc toff trong mỗi chu kỳ điều chế.

5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung

129

5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung

Hình 5.4 Nguyên tắc thực hiện chức năng điều chế độ rộng xung theo kỹ thuật số (DPWM) Hình 5.4 Hình 5.4 Hình 5.4

Hình 5.5 Single update mode Hình 5.5 Hình 5.5 Hình 5.5

sDT s

(5.24)

PWM

( ) ˆ s u MO ( ) ˆ m s

Đối với lấy Hình 5.5b ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : ( ) s

130

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

( ) s D T 1 s

- -

( ) s

PWM

(5.25) Đối với lấy Hình 5.5c ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : ( ) ˆ s u MO ( ) ˆ m s

)

( 1

( 1 s D

+ s

T s 2

( ) s

PWM

( ) ˆ s u MO ( ) ˆ m s

1 c

  

  

Hình 5.6 Double update mode Hình 5.6 Hình 5.6 Hình 5.6

Đối với lấy Hình 5.5d ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : - - - (5.26)

)

( s D 1

T s 2

( ) s

PWM

( ) ˆ s u MO ( ) ˆ m s

1 c

  

  

Đối với lấy Hình 5.6 ta có mô hình toán học giữa đầu vào và ra của khối DPWM : - - - (5.27)

5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số

Có hai cách tiếp cận khi thiết kế mạch vòng điều chỉnh số: • Phương pháp thiết kế gián tiếp: Trước hết ta sẽ thiết kế bộ điều chỉnh trên miền toán tử Laplace hoặc trực tiếp từ hệ phương trình vi tích phân mô tả đối tượng, sử dụng các phương pháp thiết kế tuyến (như đã có ở các mục trước) hoặc phương pháp thiết phi tuyến. Sau khi có được các bộ điều chỉnh, ta sẽ tìm cách xấp xỉ các bộ điều chỉnh để thu được phương trình sai phân cài đặt vào vi điều khiển.

• Thiết kế trực tiếp: Để thiết kế hệ điều chỉnh số trước hết ta cần số được mô hình gián đoạn của đối tượng. Phương pháp đưa ra mô hình gián đoạn (discrete time model) ảnh hưởng rất lớn đến tính hiệu quả của quá trình thiết kế như độ phức tạp, độ chính xác cũng như đáp ứng mong muốn của hệ thống. Phương pháp thiết kế này có ưu điểm đảm bảo được độ dự trữ về pha, bang thông và đáp ứng biến động tốt hơn so với phương pháp thiết kế gián tiếp.

5.5.1 Phương pháp thiết kế gián tiếp

Sử dụng các phương pháp thiết kế trên miền liên tục ta sẽ thu được các bộ điều chỉnh trên miền toán tử Laplace, sau đó sử dụng các phương pháp xấp xỉ sau để thu được bộ điều chỉnh trên miền z.

5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số

131

Hình 5.7 Minh họa các phương pháp xấp xỉ Hình 5.7 Hình 5.7 Hình 5.7

Các phương pháp gián đoạn

B(cid:9)ng 5.1 B(cid:9)ng 5.1 B(cid:9)ng 5.1 B(cid:9)ng 5.1

a. Phương pháp xấp xỉ từ toán tử Laplace sang miền gián đoạn z

1z zT

Phương pháp Mối quan hệ giữa s và z - Phạm vi ứng dụng f Backward Euler

fud f

Forward Euler

1z T

fud f

Tustin

fud

2 z T z

1 1 b. Phương pháp xấp xỉ ZOH: Giá trị trích mẫu được giữ nguyên đến thời điểm trích mẫu

mới (xấp xỉ hình chữ nhật).

c. FOH: Nội suy tuyến tính giữa hai giá trị trích mẫu Việc xấp xỉ từ miền liên tục sang miền gián đoạn sẽ được hỗ trợ thực hiện dựa trên phần mềm Matlab theo cú pháp: c2d(Gc(s),TS,METHOD) để tìm được hàm truyền gián đoạn ( ) cG z .

ˆou

*ˆou

ˆd

( ) cG z

( ) vdG s

Hình 5.8 Mạch vòng dòng điện sử dụng bộ điều chỉnh số Hình 5.8 Hình 5.8 Hình 5.8

Bỏ qua ảnh hưởng của khâu trích mẫu – giữ chậm, hàm truyền bộ điều chỉnh

( ) cG s có

cấu trúc như sau:

L s

  

  

  + 1   

(5.28)

( ) G s G

 + 1  

   

( ) Sử dụng lệnh c2d(Gc(s),TS,METHOD) để tìm được hàm truyền gián đoạn cG z .

5.5.1.1 Bộ biến đổi kiểu Buck

132

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

ˆsu

ˆd

ˆ si

*ˆ si

( ) cG z

2 dcU

1 Ls R+

Hình 5.9 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện thực hiện bằng kỹ thuật số Hình 5.9 Hình 5.9 Hình 5.9

5.5.1.2 Nghịch lưu nguồn áp một pha

sT 2

( ) s

DPWM

Xét ví dụ thiết bộ điều chỉnh cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu nguồn áp một pha. Chúng ta sẽ tìm cách xấp xỉ để tìm được hàm truyền đạt của khâu điều chế độ rông xung và khâu trễ do tính toán bộ điều khiển. Theo [], hàm truyền khâu DPWM được mô tả như sau: - = » (5.29) e G

1 s 1  T +  s 2    

sT s

Do trễ của vi điều khiển, nên giá trị tính toán ở thời điểm thứ k đến thời (k+1) mới tác động đến đối tượng diều khiển (nghĩa là trễ một chu kỳ điều chế). Như vậy, ta có hàm truyền mô tả trễ do vi điều khiển gây nên như sau:

(5.30)

-= e

( ) G s d

1 + T s s

Từ ta có hàm truyền mô tả trễ do tính toán và khâu điều chế độ rộng xung như sau: sT 3 2

 -  

  

(5.31)

( ) G s

  

 +  

1 T 3 s 2

Kết hợp mô hình dòng điện được xây dựng dựa trên phương trình cân bằng điện áp của nghịch lưu nguồn áp một pha, ta có mạch vòng điều chỉnh dòng điện được mô tả trên miền toán tử s như dưới đây.

)

1 sT+

( 1R

K s

1 sT 3 2

  

 +  

Hình 5.10 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện được xấp xỉ trên miền liên tục Hình 5.10 Hình 5.10 Hình 5.10

5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số

133

5.5.2 Phương pháp thiết kế trực tiếp

*ˆou

ˆou

ˆd

dsTe-

( ) cG z

( ) vdG s

dsTe-

( ) s

WP MG

( ) vdG s

( ) pG z

( ) s

1z -

ZOHG

( ) vdG s

( ) pG z

Hình 5.11 Mạch vòng điều chỉnh cho bộ biến đổi Buck theo điện áp Hình 5.11 Hình 5.11 Hình 5.11

Z e G

5.5.2.1 Bộ biến đổi kiểu Buck

( ) ( ) s G s vd

( ) G z p

PWM

 

- 

Hàm truyền đối tượng điều chỉnh điện áp được chuyển sang miền gián đoạn: dsT (5.32)

( ) s coi như khâu trích mẫu – giữ chậm ZOH, nên (5.32) được viết lại:

PWMG

sT s

)

( 1

sT d

( ) G z p

( ) G s vd

 =  Z e  

   

Hàm truyền - - - (5.33)

T= T d Mặt khác thời gian trễ do thực hiện thuật toán điều chỉnh là một chu kỳ trích mẫu (nghĩa là tín hiệu điều khiển tính toán được ở thời điểm thứ k thì đến thời điểm thứ (k+1) mới tác động lên đối tượng điều khiển, và trễ do thực hiện thuật toán điều khiển ). Nên (5.33) được viết lại:

)

( 1

( ) G z p

( ) G s vd s

( )

- - = - z Z z (5.34)      

dsT

( ) e G s

Matlab để tìm ra được hàm truyền Tuy nhiên, thực tế khi thiết kế bộ điều chỉnh thông thường chúng ta sử dụng phần mềm pG z theo các bước sau: - Bước 1: Khai báo hàm truyền theo pháp

vdG s ,den- là

cú ( ) sys = tf(num,den,'inputdelay',Td). Trong đó: num – là tử số của hàm truyền

mẫu số của hàm truyền

( ) vdG s . ( ) pG z được tìm theo cú pháp Gpz=c2d(sys,Ts,'zoh').

( )

Bước 2: Hàm truyền

pG z tìm được theo Script (phần

Ví dụ cho bộ biến đổi có tham số ở mục , hàm truyền

%Script tim ham truyen Gp(z) Uin=28; %28V R=3;%3ohm

mềm Matlab) như sau:

134

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

( )

(5.35)

( ) G z p

Kết quả hàm truyền

+ 0.05 73 5 + 3 9 0.9 4

L=50e-6;% 50uH C=500e-6;% 500uF Ts=1/(100e+3);%100kHz Td=0; %khong co tre do tinh toan sys = tf(R*Uin,[R*L*C L R],'inputdelay',Td); Gpz=c2d(sys,Ts,'zoh'); pG z tim được như sau: 0.05586 z z 1.989 Sử dụng công cụ sisotool trong Matlab ta sẽ thiết kế hệ hở có dự trữ pha PM=400 và tần số cắt . Bằng cách bổ sung thêm hai điểm không thực (real zero), một điểm cực thực (real pole), và một khâu tích phân. Tham số và cấu bộ bù được tính như sau (do công cụ sisotool tính ra).

)

(5.36)

( ) G z c

5.9861 (

z - 0.9041 - 0.05082

( z

)( z )( z

- 0.9687 ) -1

Open-Loop Bode Editor for Open Loop 1(OL1)

)

B d ( e d u t i

-20

n g a M

-40

-60

G.M.: 8.93 dB Freq: 23.1 kHz Stable loop

-80 0

-45

-90

-135

) g e d ( e s a h P

-180

-225

P.M.: 40.5 deg Freq: 10.3 kHz

-270

-2

-1

1 10

2 10

0 10 Frequency (kHz)

( )

( ) G z G z

Hình 5.12 Đồ thị bode của hàm truyền đạt Hình 5.12 Hình 5.12 Hình 5.12

= kHz

5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số

135

*ˆou

ˆou

ˆd

dsTe-

( ) cG z

( )G s

dsTe-

( ) s

( )G s

WP MG

( ) pG z

( ) s

1z -

( )G s

ZOHG

( ) pG z

Hình 5.13 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện thực hiện bằng kỹ thuật số, a) Mạch vòng dòng điện, Hình 5.13 Hình 5.13 Hình 5.13 b) Mạch điện tương đương, c) Mạch điện tương đương.

dsT

( ) ( ) s G s

Z e G

5.5.2.2 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha

( ) G z p

PWM

 

(5.37) Hàm truyền đối tượng điều chỉnh điện áp được chuyển sang miền gián đoạn: - 

( )

( ) z Z H s G s

T= ).

 

 

(5.38) T d Mặt khác thời gian trễ do thực hiện thuật toán điều chỉnh là một chu kỳ trích mẫu (nghĩa là tín hiệu điều khiển tính toán được ở thời điểm thứ k thì đến thời điểm thứ (k+1) mới tác động lên đối tượng điều khiển, và trễ do thực hiện thuật toán điều khiển ( ) pG z

)

( 1

ssTe

( ) H s

Trong đó hàm truyền của khâu trích mẫu –giữ chậm ZOH có dạng: - - = (5.39) s Từ (5.38), (5.39) ta có:

)

( 1

( ) G z p

( ) G s s

- - = - z Z z (5.40)      

( ) G s

, thay vào (5.40) ta có:

Theo (4.39) hàm truyền đối tượng của mạch vòng điều chỉnh nghịch lưu nguồn áp một

1 / L R

R + 1  

  

pha là

)

( 1

(5.41)

( ) pG z

1 R

  

  

L R

  

  

     

     

Tuy nhiên, thực tế khi thiết kế bộ điều chỉnh thông thường chúng ta sử dụng phần mềm

Matlab với đoạn Script dưới đây để tìm ra được hàm truyền

Kết quả hàm truyền

( ) pG z

( ) pG z . %Script tim ham truyen Gp(z) L=2e-3;% 2mH R=0.1;%0,1ohm

- - -

136

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

( ) pG z

0.0995 2 0.99

0.0995 z 1 0.99

Ts=2e-4;%200us (5kHz) Td=2e-4; sys = tf(1,[L R],'inputdelay',Td); Gpz=c2d(sys,Ts,'zoh');

( )

- (5.42) - - -

PG z theo tiêu chuẩn tối ưu

a. Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho đối tượng

module số.

)

( ) G z P

- - - + + + Trước hết ta sẽ viết lại (5.42) theo dạng tổng quát như sau: ( 1 - b z 3 b z 1 = z (5.43) - V s + 1 b z 2 a z 1

0.0995

=  b b b 1 3 2  = - a 0.99  1  = V s

Trong đó:

Theo [], lựa chọn cấu trúc điều khiển dòng điện kiểu PI theo (5.44), ta sẽ áp dụng tiêu

)

(

( 1

( ) G z PI

= -

0.99

a 1

- + = = (5.44) - V r V r - - chuẩn tối ưu module số ta có bộ tham số như sau: d z 1 1 z + z d 1 z 1 1

3.3501

1 +

(

)

+ 3 5 b 1

V s

b 7 2

b 9 3

 d   = V  r 

( )

Trong đó:

PG z theo phương pháp gán

b. Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho đối tượng

điểm cực Lựa chọn cấu trúc bộ điều chỉnh kiểu PI theo (5.44), từ (5.42), (5.44) ta có phương trình

đặc tính

)(

(

)

)(

0.99

) - + 1 z

(5.45)

0.0995 r

z 1

( )N z . ( ( ) = N z Trong đó: 1 z z , Phương trình (5.45) được viết lại (ta lựa chọn

d =

z =

0.99

- - - -

(

1 0.99

( ) N z

- + 2 z

0.99

+ z

(5.46)

z z 2 3

) ( = + V z d 1 z là ba điểm cực mong muốn (do người thiết kế lựa chọn). 3 và một điểm cực 1 0.99 ) ( ) +   z

 

( =

- - -

)( 0.2

0.5

ta sẽ tính được

2.1106

Chọn

2,3

) = V 0.0995 r rV =

–

5.5.2.3 Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat

5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh

137

Hình 5.14 Mạch điện thay thế nghịch lưu nguồn áp một pha Hình 5.14 Hình 5.14 Hình 5.14

SR »

Bỏ qua sụt áp trên điện trở ( 0 ), ta có phương cân bằng điện áp mạch điện Hình

5.14

di s dt Áp dụng công thức (5.4), (5.9) ta có phương trình cân bằng điện áp mạch điện Hình

- (5.47)

5.14 viết dưới dạng gián đoạn:

)

) 1

(5.48)

( i k s

( u k s

( u k L

 

 

T s L s

)

(nghĩa là, giá trị

) + = 1

( * i s

( Nhiệm vụ bộ điều chỉnh dòng điện phải áp đặt được i k s thực phải bám theo giá trị đặt sau đúng một chu kỳ trích mẫu).

)

) + + 1

) + - 1

) 1

( i k s

( u k s

( + u k L

 

 

T s L s

(5.49)

)

) + + 1

) + - 1

( i k s

( u k s

( u k L

 

 

T s L s

Lu là thành phần biến đổi chậm (đây là trường hợp phổ biến), )

nên ta coi như

. Phương trình (5.49) được viết lại:

) 1

Giả thiết rằng điện áp pha ( u k L

( u k L

= -

) +

)

) 1

(5.50)

( u k s

( i k s

( + i k s

( u k 2 L

 

) +  

(

được thay thế bởi

L s T s ) k (giá trị đặt cho bộ điều chỉnh dòng điện).

( si k +

)1 s T+

Phương trình (5.50) dùng để xác định điện áp đầu ra nghịch lưu ở thời điểm ( (dự báo trước một chu kỳ), và đảm bảo dòng điện thực sẽ bám theo dòng điện đặt sau đúng hai chu kỳ trích mẫu.

= -

Ở đây,

(5.51)

( ) k

) 1

( ) + u k s

( ) u k L

( u k s

* s

( ) +  i k  s

 

L s T s Bộ điều chỉnh dòng điện được thực hiện theo (5.51) có tên gọi là bộ điều chỉnh dòng

kiểu Deadbeat.

5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh

Các thuật toán điều khiển được xây dựng trong (mục 3), (mục 4) sẽ chưa thể cài đặt hay viết chương trình do biến còn chứa thứ nguyên vật lý. Để có thể cài đặt thuật toán vào DSP, cần thiết phải chuẩn hóa thuật toán. Nhiệm vụ chuẩn hóa, chuyển các biến sang dạng không có thứ nguyên mà không làm sai ý nghĩa vật lý ban đầu của chúng, tạo điều kiện cho công tác lập trình. Ngoài ra, DSP sử dụng là loại dấu phẩy tĩnh, nên từ tham số thu được sau khi chuẩn hóa sẽ xác định được cần thiết phải trượt vị trí dấu phảy bao nhiêu để đảm bảo độ chính xác thuật toán, việc trượt dấu phảy sẽ được thực hiện dựa trên thư viện toán học Iqmath() [].

Các giá trị thực hiện chuẩn hóa là dải đo lớn nhất do mạch đo lường quyết định (giới

hạn mạch đo lường), ví dụ giới hạn mạch đo lường được chỉ ra trong Bảng 5.2.

138

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Giới hạn đại lượng chuẩn hóa theo mạch đo lường

B(cid:9)ng 5.2 B(cid:9)ng 5.2 B(cid:9)ng 5.2 B(cid:9)ng 5.2

Giới hạn đo 800V Ký hiệu Udc_max

50A 350V Ý nghĩa Điện áp một chiều lớn nhất đặt vào mạch nghịch lưu nguồn áp. Biên độ dòng điện pha lớn nhất Biên độ điện áp pha lớn nhất IS_max US_max

a). Hệ số điều chế nghịch lưu nguồn áp một pha Hệ số điều chế cho nghịch lưu nguồn áp một pha được xác định:

u U

(5.52)

Udc_max và điện áp pha lớn nhất Us_max.

_ max

Chuẩn hóa (5.52) với điện áp một chiều lớn nhất đặt vào mạch nghịch lưu nguồn áp

dsp u s dsp U dc

_ max

   

(5.53)

 =    b). Thuật toán điều chế vector không gian cho nghịch lưu nguồn áp ba pha

Xét ví dụ trong sector 1, từ (4.36) tính được hệ số điều chế ,d d cho hai vector chuẩn

u1, u2. -

u a s

a s

u b s

_ max

- 2 3 = = (5.54) 1 U 1 U                   0 3 2 3 3 2 0                 1 3 1 3       Chuẩn hóa (5.54) với Điện áp một chiều lớn nhất đặt vào mạch nghịch lưu nguồn áp

dsp u b s

dsp a s

_ max

Udc_max và điện áp pha lớn nhất Us_max.    

_ max

dsp b s

d dsp dc

_ max

= - 3 2           (5.55) - 3 2 ) 3 u 1 dsp u dc ( 1 u  =       

i ) có cấu trúc kiểu PI được viết dưới dạng: sq

i ,sd

       c).Bộ điều chỉnh điện dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp Bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha hoặc nghịch lưu nguồn áp ba pha được thực hiện trên hệ tọa độ quay dq (bao gồm 2 kênh điều chỉnh thành phần dòng điện

(

)

(5.56)

* s

K s

  

   Thực hiện chuẩn hóa luật điều chỉnh (5.56) với giá trị dòng điện pha lớn nhất Is_max và

+ = -

điện áp pha lớn nhất Us_max

5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh

139

dsp

_ max

)

(

( ) k

dsp p

* i s

dsp i s

_ max

dsp

= - u       K U p I

s_ max

(

)

(

( ) k

) - + 1

( ) k

dsp u i

* s

dsp s

_ max

dsp

K T U i c = - (5.57) k i i      

( ) k

* i sd

dsp p

dsp u i

= + u I ( ) k

cT là chu kỳ trích mẫu thực hiện thuật toán (5.56).

        

Trong đó: d).Bộ điều chỉnh điện điện áp cho bộ biến đổi DC/DC kiểu Buck điều khiển theo điện áp Công thức (5.36) viết lại dưới dạng tổng quát như sau: - - - = = ) (5.58) - - G z ( c + + + + ( ) Y k X k ( ) b 1 b 4 b z 2 b z 5 b z 3 b z 6 Từ (5.58) ta có phương trình sai phân như sau:

(5.59)

y k ( )

x k ( )

x k (

- + 1)

x k (

y k (

b 2 b 4

b 3 b 4

b 5 b 4

b 6 b 4

- - - - -

b 1 b 4 Hay viết gọn lại : =

y k ( )

- + 1)

(5.60)

c x k ( ) 1

c x k ( 2

c x k ( 3

c y k ( 5

c y k ( 4 . Đầu ra d không thứ nguyên nên

- - - - -

2) cU

max

không cần chuẩn hóa. Với

là giá trị điện áp lớn nhất mà mạch đo có thể đo được.

max

Ta có:

Điện áp đầu ra u đã được chuẩn hóa với

) 1

( ) d k

c U 1

max

c U 2

max

( u k U

( ) u k U

max

(5.61)

)

) 1

c U 3

max

( c d k 4

( c d k 5

max c ( u k U

max

Từ phương trình trên ta thu được phương trình sai phân bộ điều chỉnh sau khi chuẩn

hóa:

DSP

- - - - -

)

(

( ) d k

c U . 1

max

c U . 2

max

(5.62)

DSP

( = (

) )

( ) k (

( )

)

) 1

c U . 3

max

( c d k 4

) 1 ( c d k 5

- - - - -

140

5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Võ Minh Chính, Phạm Quốc Hải, Trần Trọng Minh (2007) Điện tử công suất, NXB Khoa học và Kỹ thuật.

[2] Phạm Quốc Hải (2009) Hướng dẫn thiết kế Điện tử công suất, NXB Khoa học và Kỹ thuật, 2009.

[3] Trần Trọng Minh (2009) Giáo trình Điện tử công suất, NXB Giáo dục.

[4] Nguyễn Phùng Quang (2002) Truyền động điện thông minh; Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật.

[5] Nguyễn Phùng Quang (2206) Matlab&Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động; Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật.

[6] Nguyễn Doãn Phước, Phan Xuân Minh, Hán Thành Trung (2008); Lý thuyết điều khiển tuyến tính; In lần thứ 3, Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật.

[7] Robert W. Erickson, Dragan Masksimovíc (2004) Fundamentals of Power Electronic, Kluwer Academic Publishers.

[8] Ned Mohan (2003) First courses on power electronics and drives, Published by MNPERE.

[9] Remus Teodorescu, Marco Liserre, Pedro Rodríıguez (2011); Grid converters for photovoltaic and wind power systems; 2011 John Wiley & Sons, Ltd.

[10] Simone Buso, Paolo Mattavelli (2006) Digital Control in Power Electronics, LECTURES ON POWER ELECTRONICS.

[11] J. F. Silva and S. F. Pinto (2011) Advanced Control of Switching Power Converters, pp. 1038-1058.

[12] Robert Sheehan () Understanding and applying current-mode control theory

[13] Các bài báo đăng trên tạp chí và hội thảo về lĩnh vực Điện tử công suất.

5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh

141

Bài giảng môn học: Thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi điện tử công suất

Chủ đề:

Điện tử công suất

THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI

ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH

MỤC LỤC

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT

DANH MỤC BẢNG

DANH MỤC HÌNH VẼ

MỞ ĐẦU

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI

ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất

Hình 1.1

Hình 1.2

1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor

Hình 1.4

Hình 1.5

Hình 1.6

1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT

Hình 1.7

Hình 1.8

Hình 1.9

Hình 1.10

Hình 1.11

Hình 1.12

Hình 1.13

Hình 1.14

2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ

THUỘC

2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc

2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor

2.3 Kết quả mô phỏng

2.4 Bài tập

Bảng 1.1 Tham số động cơ một chiều 200Hp kích từ độc lập

3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC

3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC

A x B + u 1

x d d t y =

C x D u + 1

Bước 2: Sử dụng các định luật Kirhoff viết phương trình mạch điện bộ biến đổi DC/DC

A

B

C D

=Ax+B u

x d dt =Cx D u y

A

A 1

B

B 1

C 1

d ) ) C )

D

D

D 1

 = A     C    

=A X+B ss +

U ss =C X D

A

B

( A A X B B U

C

D

( C C X D D U

A

A

A 1

B

B 1

C 1

D ) ) C )

D

D

D 1

     C    

= ˆ  x X x  = + ˆ u U u   = + ˆ y y Y   = ˆ d D d 

X

ˆ x≫

) + A A X B B