Chương 1 Đa truy nhập nhân chia theo tần số đơn sóng mang

Chia sẻ: Đinh Trọng Thông | Ngày: | Loại File: DOC | Số trang:31

Thêm vào BST

Báo xấu

255
lượt xem 40
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Trong chương này, phần 1.2 sẽ trình bày về hai kỹ thuật xử lý tín hiệu trong miền tần số là ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) và truyền dẫn đơn sóng mang với cân bằng trong miền tần số (SC/FDE). Phần 1.3 sẽ trình bày chi tiết về công nghệ SC-FDMA, đồng thời so sánh ưu điểm nổi trội của nó so với OFDMA để giải thích vì sao SC-FDMA được chọn là công nghệ đa truy nhập ở đường lên trong các hệ thống 3GPP LTE....

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Chương 1 Đa truy nhập nhân chia theo tần số đơn sóng mang

CHƯƠNG 1 ĐA TRUY NHẬP PHÂN CHIA THEO TẦN SỐ ĐƠN SÓNG MANG (SC-FDMA) Trong chương này, phần 1.2 sẽ trình bày về hai kỹ thuật xử lý tín hiệu trong miền tần số là ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) và truyền dẫn đơn sóng mang với cân bằng trong miền tần số (SC/FDE). Phần 1.3 sẽ trình bày chi tiết về công nghệ SC-FDMA, đồng thời so sánh ưu điểm nổi trội của nó so với OFDMA để giải thích vì sao SC-FDMA được chọn là công nghệ đa truy nhập ở đường lên trong các hệ thống 3GPP LTE. 1.2. Kỹ thuật phân chia theo tần số trong các hệ thống không dây băng rộng 1.2.1. Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDMA là một hệ thống đa sóng mang có sơ đồn tổng quát được chỉ ra trong hình 1.1. Nó ghép dữ liệu trên nhiều sóng mang và phát chúng song song với nhau. OFDM sử e − j 2π f 0 t x Nối tiếp – Song song Ký hiệu đầu ra Khối dữ liệu x + đầu vào e − j 2π f1t x e − j 2π f N −1t Hình 1.1: Hệ thống điều chế đa sóng mang tổng quát dụng các sóng mang con trực giao và chồng lấn lên nhau trong miền tần số. Hình 1.2 cho thấy phổ của 5 tín hiệu trực giao với độ phân biệt tần số nhỏ nhất. Mỗi tín hiệu là không đổi trên một chu kỳ ký hiệu và phổ của nó có dạng sin ( x ) x . Do sử dụng các sóng mang con trực giao và chồng lấn lên nhau nên hiệu suất sử dụng phổ là rất cao khi so sánh với các hệ thống ghép kênh phân chia theo tần số (FDM) thông thường mà đòi hỏi thêm các khoảng băng bảo vệ giữa các băng tần con. 1.2.1.1. Quá trình xử lý tín hiệu
Ý tưởng cơ bản của OFDM là chia luồng tín hiệu số tốc độ cao thành nhiều tín hiệu có tốc độ thấp hơn và phát mỗi tín hiệu có tốc độ thấp hơn này trên một băng tần riêng biệt. Các tín hiệu có tốc độ chậm hơn được ghép kênh theo tần số đ ể tạo một dạng sóng, Nếu có các tín hiệu băng hẹp có tốc độ đủ thấp thì khoảng thời gian ký hiệu sẽ đủ dài để triệt bỏ nhiễu xuyên ký hiệu. Mặc dù fading nhanh là fading chọn lọc tần số xảy ra trên toàn bộ băng tần tín hiệu OFDM nhưng khi xét trong mỗi dải băng hẹp của các tín hiệu có tốc độ thấp thì có thể coi fading là phẳng như trong hình 1.3. Hình 1.2: Phổ tín hiệu OFDM Đáp ứng tần số của kênh Tần số Độ rộng một sóng mang con Hình 1.3: Đáp ứng của kênh và các sóng mang con trong miền tần số Biến đổi Fourier rời rạc (DFT) và phép biến đổi ngược của nó (IDFT) là các kỹ thuật xử lý tín hiệu trung tâm trong việc thực thi OFDM. Thông thường thì ta sử dụng phép biến đổi Fourier nhanh (FFT) và biến đổi FFT ngược (IFFT) do tính hiệu quả c ủa chúng. Hình 1.4 minh họa các phần tử cơ bản của một máy phát và máy thu OFDM. Đầu vào nhị phân của bộ điều chế OFDM là đầu ra của bộ mã hóa kênh được đ ưa vào mã sửa lỗi và mã dư thừa kiểm tra vòng tín hiệu thông tin được phát. Thông thường, bộ điều chế số băng tần cơ sở là điều chế biên độ cầu phương (QAM) biến đ ổi các tín hiệu nhị phân đầu vào thành một chuỗi các ký hiệu điều chế nhiều mức có giá trị phức.
Một bộ xử lý thực hiện thuật toán IDFT trên một chuỗi gồm N ký hiệu điều chế để tạo ra một ký hiệu OFDM bao gồm N băng tần con. m bit / ký hiệu Nm bit / ký hiệu điề chế u OFDM Chuyển Chèn Điều chế IDFT đổi tiền M-QAM N- song tố (M = 2m mức) điểm song - tuần nối tiếp hoàn Kênh Chuyển Khử DFT đổi tiền Tách Cân bằng N- nối tiếp tố sóng kênh điểm - song tuần song hoàn Hình 1.4: Xử lý tín hiệu OFDM Phần xử lý Chèn tiền tố Các bit Định dạng Khuếch đại Tín hi ệu Mã hóa kênh trung tâm tuần hoàn nh ị phân xung công suất vô tuy ến OFDM (CP) Hình 1.5: Các thành phần của máy phát OFDM Các mẫu N băng con nhận được từ IDFT được phát liên tiếp qua kênh fading và máy thu thực hiện DFT để khôi phục lại N ký hiệu điều chế trong miền thời gian từ tín hiệu thu trong miền tần số. Thuật toán cân bằng kênh sẽ bù lại méo tuyến tính gây ra do truyền sóng đa đường. Cuối cùng là một bộ tách sóng (bộ giải điều chế) sẽ cho ra một tín hiệu nhị phân tương ứng với đầu vào ban đầu của máy phát OFDM. Đ ể triệt nhiễu giữa các ký hiệu điều chế kế tiếp nhau, chu kỳ của ký hiệu trong mỗi băng con τ sub (s) phải lớn hơn trải trễ lớn nhất của kênh: τ sub > τ max . Do chu kỳ ký hiệu của các băng con là đều nhau nên τ sub = N τ mod , với τ mod (s) là chu kỳ của một ký hiệu điều chế nên số lượng băng tần con nhỏ nhất là N > τ max τ mod . Với một kênh có trải trễ rms lớn nhất là 10 µ s và một mô hình truyền dẫn với chu kỳ ký hiệu điều chế là 0,13µ s (được sử dụng trong kênh 5MHz của 3GPP LTE) thì N > 76 băng tần con. LTE sử dụng 512 sóng mang con trong kênh 5MHz. Do đó hệ thống có thể hoạt động mà không có nhiễu xuyên ký hiệu trong kênh với thời gian của tuyến lên đến 512 0,13 = 66, 7 µ s . Mặc dù hoạt động của hệ thống trong hình 1.4 triệt được nhiễu xuyên ký hiệu từ các tín hiệu có tốc độ thấp trong các dải băng tần khác nhau nhưng trải trễ của kênh vẫn
có thể gây xuyên nhiễu giữa các ký hiệu OFDM kế tiếp nhau. Để giảm kiểu nhiễu xuyên ký hiệu này, hệ thống OFDM đưa ra một khoảng thời gian bảo vệ là τ g (s) giữa các ký hiệu OFDM kế tiếp nhau. Để đạt được hiệu quả thì cần phải có τ g τ max . Khoảng thời gian bảo vệ này tương ứng với khoảng thời gian truyền dẫn của G mẫu điều chế và trong khoảng thời gian bảo vệ, tại điểm bắt đầu của mỗi ký hiệu OFDM, máy phát thực hiện việc tạo lại G tín hiệu điều chế được chuyển đổi tạo ra bởi bộ xử lý IDFT. G mẫu điều chế được phát trong khoảng thời gian bảo vệ được gọi là tiền tố tuần hoàn (CP) của ký hiệu OFDM. Như trên hình 1.4, có một bộ cân bằng trong miền tần số hoạt động trên các ký hiệu đầu ra của mỗi băng tần con. Do chu kỳ ký hi ệu c ủa một hệ thống OFDM là dài nên việc việc cân bằng kênh là đơn giản. Hình 1.5 là bức tranh hoàn chỉnh hơn về các hoạt động xử lý tín hiệu được đặt tại máy phát OFDM. Thêm vào các phần tử trung tâm của hệ thống OFDM trong hình 1.4 là các khối mã hóa kênh, chèn tiền tố tuần hoàn, bộ lọc định dạng xung (cửa sổ) cũng như bộ khuếch đại công suất. Bộ lọc định dạng xung làm suy hao năng lượng của tín hiệu bên ngoài băng tần OFDM danh định. Trong các thiết bị thực tế, hầu hết các khối trong hình 1.4 và 1.5 là số. Việc chuyển đổi số - tương tự và điều chế tần số vô tuy ến đ ược đặt sau khối định dạng xung trong hình 1.5. 1.2.1.2. Ưu điểm và nhược điểm Ưu điển cơ bản của OFDM trong các hệ thống vô tuyến băng rộng là giảm đáng kể nhiễu xuyên ký hiệu. OFDM còn có các ưu điểm sau đây:  Với trải trễ của một kênh cho trước, độ phức tạp của máy thu là thấp hơn một hệ thống đơn sóng mang với một bộ cân bằng trong miền thời gian.  Hiệu suất sử dụng phổ cao do nó sử dụng các sóng mang con trực giao và chồng lần lên nhau trong miền tần số.  Điều chế và giải điều chế thực hiện nhờ các thuật toán tương ứng là IDFT và DFT, và biến đổi Fourier nhanh (FFT) có thể được áp dụng đ ể tăng hiệu quả xử lý của toàn bộ hệ thống.  Dung lượng có thể được tăng một cách đáng kể bằng cách thích ứng tốc độ dữ liệu trên các sóng mang con phù hợp với tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) của các sóng mang con riêng biệt. Nhược điểm cơ bản của OFDM là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) cao. Tín hiệu phát đi là tổng của tất cả các sóng mang con đ ược điều chế và biên độ đỉnh có giá trị cao là hiện tượng không tránh được do có thể có nhiều sóng mang
con đồng pha trong các chuỗi đầu ra. So sánh với các kỹ thuật truy ền d ẫn trong mi ền tần số, OFDM cũng nhạy cảm hơn với dịch tần số. 1.2.2. Điều chế đơn sóng mang / Cân bằng trong miền tần số 1.2.2.1. Cân bằng trong miền tần số y = h∗x Kênh Miề thời gian n x = h −1 ∗ y Biến đổi x h y Fourier Miền tần số Y = H∗X X = H −1 ∗ Y Hình 1.6: Ý tưởng cơ bản của FDE Một bộ cân bằng sẽ bù lại phần méo tuyến tính gây ra do truyền sóng đa đường. Với các kênh băng rộng, các bộ cân bằng trong miền thời gian thông thường là không thể thực hiện do đáp ứng xung kim của kênh rất dài trong miền thời gian. Cân bằng trong miền tần số (FDE) là khả thi hơn trong trường hợp này. Cân bằng kênh thông thường là việc lọc nghịch đảo méo tuyến tính gây ra do truyền sóng đa đường. Với một hệ thống tuyến tính bất biến theo thời gian, việc l ọc tuyến tính là một phép tích chập trong miền thời gian và là phép nhân trong miền tần số. Biến đổi Fourier biến đổi các tín hiệu trong miền thời gian sang miền tần số mà có thể thực hiện cân bằng bằng cách chia cho một ước tính đáp ứng tần số của kênh. Hình 1.6 chỉ ra phép toán cơ bản của việc cân bằng trong miền thời gian (tích chập) và cân bằng trong miền tần số (phép nhân). Sử dụng DFT, việc cân bằng trong miền tần số có thể dễ dàng được thực hiện bằng cách sử dụng một bộ xử lý tín hiệu số hiện đại. Do kích thước DFT không tăng tuyến tính theo độ dài của đáp ứng kênh nên độ phức tạp của FDE thấp hơn so với bộ cân bằng trong miền tần số cho các kênh băng rộng. Điều chế đơn sóng mang với cân bằng trong miền tần số (SC/FDE) là một kỹ thuật khả thi để giảm nhẹ hiệu ứng fading chọn lọc tần số. Nó tạo ra hiệu năng giống như OFDM với cùng một độ phức tạp, kể cả với các đáp ứng xung kim của kênh dài. Hình 1.7 là các sơ đồ khối của máy thu SC/FDE và OFDM. Ta có thể thấy cả hai h ệ thống đều sử dụng những thành phần giống nhau và chỉ khác nhau ở vị trí của hai khối IDFT. Do đó, cả hai hệ thống có cùng một mức hiệu năng và hiệu suất s ử dụng phổ tần.
Chèn Khử SC/FDE tiền tiền DFT Cân IDFT Tách tố Kênh tố N- bằng N- sóng tuần tuần điểm kênh điểm hoàn hoàn OFDM Chèn Khử IDFT tiền tiền DFT Cân Tách N- tố Kênh tố N- bằng sóng điểm tuần tuần điểm kênh hoàn hoàn Hình 1.7: Sơ đồ khối của các hệ thống SC/FDE và OFDM CP Các ký hiệu Hình 1.8: Tiền tố tuần hoàn (CP) Một bộ điều chế SC/FDE phát các ký hiệu điều chế liên tiếp nhau. Nó chia chuỗi các ký hiệu điều chế thành các khối và thêm vào tiền tố tuần hoàn (CP) vào đ ầu mỗi khối. CP là bản sao của phần cuối cùng của các khối như trong hình 1.8. Như trong OFDM, CP giúp tránh nhiễu xuyên khối. Nó cũng đảm bảo rằng tích chập của đáp ứng xung kim của kênh với các ký hiệu điều chế có dạng tích chập vòng. Điều này thích hợp với việc xử lý tín hiệu được thực hiện bởi kênh với việc xử lý tín hiệu được thực hiện bởi FDE do phép nhân trong miền DFT tương đương với tích chập vòng trong miền thời gian. Bài toán dung hòa việc xử lý tín hiệu tại máy thu với việc chuyển đổi tín hiệu gây ra bởi kênh là một bài toán tổng quát cho việc cân bằng trong miền tần số s ử d ụng các phép biến đổi rời rạc. Khi tín hiệu được truyền qua kênh, nó được nhân tích chập tuyến tính với đáp ứng xung kim của kênh. Do một bộ cân bằng kênh luôn cố gắng thực hi ện nghịch đảo lại đáp ứng xung kim của kênh, nó nên thực hiện cùng một kiểu tích chập giống như kênh, hoặc tích chập tuyến tính, hoặc tích chập vòng. Cách để giải quyết bài toán này là thêm một CP ở máy phát để làm cho việc lọc kênh giống như một phép tích chập vòng và thích hợp nó với FDE dựa trên DFT. Như trong hình 1.7, một máy thu SC/FDE chuyển đổi tín hiệu thu được sang miền tần số bằng cách sử dụng thuật toán DFT. Sau khi thực hiện cân bằng trong miền tần
số, thuật toán IDFT chuyển đổi tín hiệu đơn sóng mang sang miền thời gian và bộ tách sóng thực hiện khôi phục các ký hiệu điều chế ban đầu. Ngược lại, OFDM sử dung một bộ tách sóng riêng biệt cho từng sóng mang con. 1.2.2.2. So sánh với OFDM OFDM và SC/FDE khá giống nhau về các phần tử trong hệ thống. Tuy nhiên, các điểm khác biệt cơ bản giữa chúng là ở các bộ cân bằng. SC/FDE thực hiện cả hai thuật toán DFT và IDFT ở máy thu, trong khi OFDM thực hiện IDFT ở máy phát và DFT ở máy thu. Tại máy thu, OFDM thực hiện tách dữ liệu trên từng sóng mang con trong miền tần số trong khi SC/FDE thực hiện tách dữ liệu trong miền thời gian sau khi thêm thuật toán IDFT như trong hình 1.9. Bộ cân bằng Tách sóng Bộ cân bằng Tách sóng OFDM DFT   Bộ cân bằng  Tách sóng  SC/FDE DFT Bộ cân bằng IDFT Tách sóng    Hình 1.9: Máy thu OFDM và SC/FDE Chu kỳ của các ký hiệu điều chế trong miền thời gian được mở rộng trong trường hợp của OFDM khi truyền dẫn đồng thời các khối dữ liệu trong suốt chu kỳ thời gian được giãn ra, như trong hình 1.10. Hệ thống có độ rộng băng tần Bs Hz được chia thành nhiều sóng mang có độ rộng băng tần nhỏ hơn và dữ liệu độc lập được truyền tải trên mỗi sóng mang con. SC/FDE có những ưu điểm vượt trội hơn so với OFDM như sau:  PAPR thấp hơn do điều chế đơn sóng mang tại máy phát;  Ít nhạy cảm với dịch tần số sóng mang;  Độ phức tạp thấp tại máy phát, tạo nhiều thuận lợi cho các thiết bị đầu cuối di động trong truyền thông đường lên.
OFDM Đơn sóng mang T ( s) Hình 1.10: So sánh các ký hiệu OFDM và SC/FDE 1.3. Kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo tần số đ ơn sóng mang (SC- FDMA) 1.3.1. Giới thiệu Đa truy nhập phân chia theo tần số trực giao (OFDMA) và đa truy nhập phân chia theo tần số đơn sóng mang (SC-FDMA) là phiên bản thay đổi của các mô hình OFDM và SC/FDE. Khác nhau là, các công nghệ đa truy nhập trình bày trong phần này truyền nhiều tín hiệu một cách đồng thời. Tất cả các kỹ thuật phân chia theo tần s ố tr ực giao đ ều phân bổ một tập rời rạc các sóng mang con phân tán trên độ rộng băng tần của hệ thống. Tất cả chúng đều bao gồm các biến đổi để chuyển tín hiệu giữa miền thời gian và miền tần số. Để truyền nhiều tín hiệu đồng thời, các công nghệ đa truy nhập gán các tín hiệu vào các tập sóng mang con loại trừ lẫn nhau. Bởi vì các kênh băng rộng chịu ảnh hưởng của fading chọn lọc tần số nên các kỹ thuật FDMA có thể triển khai lập lịch phụ thuộc vào kênh để có được phân tập đa người dùng và bởi vì các đặc tính của fading tại các thiết bị đầu cuối tại các vị trí khác nhau là độc lập thống kê nên các kỹ thuật lập lịch có thể gán mỗi thiết bị đầu cuối với các sóng mang con với các đặc tính truyền dẫn thuận tiện tại vị trí của các thiết bị đầu cuối. Hệ thống WiMAX sử dụng OFDMA cho truyền dẫn tín hiệu từ cả trạm gốc và từ các thiết bị đầu cuối di dộng. Ngược lại, 3GPP quy định sử dụng OFDMA cho truyền dẫn đường xuống và SC-FDMA cho truyền dẫn đường lên cho sự phát triển dài hạn (LTE) của các hệ thống thông tin di động tế bào để có được sự hiệu quả về mặt công suất ở phía thiết bị đầu cuối. Dự đoán trước về các phiên bản trong tương lai c ủa các hệ thống CDMA hiện tại, dự án hợp tác 3GPP2 đưa ra phương án SC-FDMA sử dụng trải mã cho đường lên của kỹ thuật siêu băng rộng di động (UMB). Một nh ược đi ểm của OFDMA là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) cao làm tăng chi phí và giảm hiệu quả sử dụng công suất của các bộ khuếch đại phía phát. Với PAPR
thấp hơn, các bộ khuếch đại công suất tại các thiết bị đầu cuối di đ ộng sử dụng SC- FDMA có thể đơn giản và hiệu quả hơn về mặt công suất khi sử dụng OFDMA. Trái lại, với một tốc độ dữ liệu cao, bộ cân bằng trong miền tần số của một liên kết SC- FDMA lại phức tạp hơn bộ cân bằng OFDMA. Với truyền dẫn SC-FDMA được sử dụng ở đường lên LTE, các bộ cân bằng phức tạp chỉ cần có ở các trạm gốc mà không cần thiết phải có ở các thiết bị đầu cuối di động. Trong phần này, ta sẽ giới thiệu về quá trình xử lý tín hiệu SC-FDMA. Phần 3.3 sẽ nói về ba phương pháp gán các thiết bị di động đầu cuối với các sóng mang con: FDMA cục bộ (LFDMA), FDMA phân tán (DFDMA) và FDMA đan xen (IFDMA), đặc biệt là nối tiếp – song song Sắp xếp sóng mang song song - nối tiếp Chèn tiền tố tuần hoàn Tần số vô tuyến / Định dạng xung Số - tương tự / IDFT N-điểm Chuyển đổi Chuyển đổi DFT M- con điểm * M
Biến đổi Fourier rời rạc (DFT) M điểm tạo ra M ký hiệu trong miền tần số là M mẫu điều chế đầu ra của N sóng mang con trải trên độ rộng băng tần: Wchannel = N . f 0 [ Hz ] (1.1) với f 0 [ Hz ] là khoảng cách giữa các sóng mang con. Tốc độ truyền dẫn của kênh là: N Rchannel = Rsource [ký hiệu/s] (1.2) M DFT {Xk} Sắp xế sóng p {Yl} Điều chế {xm} (M điểm) mang con M-QAM {yn} (M = 2m mức) M M N N * M, N là số ký hiệ dữ liệ u u Hình 1.12: Quá trình tạo các ký hiệu phát SC-FDMA Nếu Q là hệ số trải trên độ rộng băng tần, nghĩa là: Rchannel N Q= = (1.3) Rsource M thì hệ thống SC-FDMA có thể điều khiển tới Q tín hiệu nguồn trực giao, mỗi nguồn chiếm một tập gồm M sóng mang con trực giao. Trong hình 1.12 xm ( m = 0,1,..., M − 1) biểu diễn các ký hiệu nguồn đã được điều chế và X k ( k = 0,1,..., M − 1) biểu diễn M mẫu DFT của xm . Yl ( l = 0,1,..., N − 1) biểu diễn các mẫu trong miền tần số sau khi sắp xếp các sóng mang con và yn ( n = 0,1,..., N − 1) biểu diễn các ký hiệu kênh trong miền tần số được phát nhận được từ DFT nghịch (IDFT) của Yl . Khối sắp xếp sóng mang con trong hình 1.11 và 1.12 gán các ký hiệu điều chế trong miền tần số vào các sóng mang con. Quá trình sắp xếp này đôi khi còn được gọi là quá trình lập lịch. Do các thiết bị đầu cuối phân tán trong không gian có các kênh fading độc lập nên SC-FDMA và OFDMA có lợi ích trong việc lập lịch phụ thuộc vào kênh. Biến đổi nghịch IDFT trong hình 1.11 và 1.12 cho ta sự biểu diễn trong miền tần số, yn của N ký hiệu sóng mang con. Bộ chuyển đổi song song sang nối tiếp đặt y0 , y1 ,..., y N −1 vào chuỗi thời gian thích hợp với việc điều chế sóng mang ở tần số vô tuyến và việc truyền dẫn đến máy thu. Máy phát trong hình 1.11 thực hiện hai quá trình xử lý tín hiệu khác trước khi truyền dẫn. Nó chèn một tâp các ký hiệu gọi là tiền tố vòng (CP) tạo ra một khoảng thời gian bảo vệ giúp tránh được xuyên nhiễu giữa các khối (IBI) gây ra do hiện tượng
truyền sóng đa đường. Máy phát cũng thực hiện việc lọc tuyến tính (hay còn gọi là định dạng xung) để giảm năng lượng tín hiệu ngoài dải băng tần. Tiền tố tuần hoàn là một bản sao phần cuối cùng của khối. Nó được chèn vào phần bắt đầu của mỗi khối với hai lý do. Thứ nhất, CP như một khoảng bảo vệ giữa hai khối liên tiếp. Nếu độ dài của CP dài hơn trải trễ lớn nhất của kênh (hay độ dài đáp ứng xung kim của kênh) thì sẽ không có IBI. Thứ hai, do CP là bản sao phần cuối cùng của khối, nó sẽ chuy ển đổi tích chập tuyến tính trong miền thời gian rời rạc sang tích chập vòng sang miền thời gian rời rạc. Do đó, dữ liệu được phát qua kênh có thể được lập mô hình là tích chập vòng giữa đáp ứng xung kim của kênh và khối dữ liệu được phát mà trong miền tần số là phép nhân của DFT các mẫu tần số. Sau đó, để loại bỏ méo của kênh, DFT của tín hiệu thu đ ược có thể đơn giản được chia chọn lọc điểm cho dáp ứng xung kim của kênh. Ta xét xung cosin tăng (RC) và xung căn bậc hai cosin tăng (RRC) là các xung đ ịnh dạng được sử dụng rộng rãi trong truyền thông không dây. Biểu diễn trong miền tần số và trong miền thời gian của hai xung này như sau: 1−α T, 0 f 2T T� � T � 1 − α �� 1 − α π � 1+α PRC ( f ) = � �+ cos � �f − 1 �� 2T f (1.4a) 2� α � � 2T � � 2T 1+α 0, f 2T sin ( π t T ) cos ( πα t T ) pRC ( t ) = (1.4b) πt T 1 − 4α 2t 2 T 2 PRRC ( f ) = PRC ( f ) (1.5a) π �t � t π �t � sin � ( 1 − α ) � 4α cos � ( 1 + α ) � + �T � T �T � pRRC ( t ) = (1.5b) π t � 16α t � 2 2 �− 1 � T � T2 � trong đó T là chu kỳ của ký hiệu và α là hệ số dốc.
6 x 10 5 3000 4 2500 3 2000 2 1500 é é Biªn ® Biªn ® 1 α = 0,9 1000 0 500 α = 0,9 -1 0 α = 0,1 α = 0,5 -2 α = 0,1 α = 0,5 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 -500 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 Thêi gian -6 x 10 Thêi gian -6 x 10 Hình 1.13: Bộ lọc cosin tăng và căn bậc hai cosin tăng Hình 1.13 là biểu diễn trong miền tần số và miền thời gian của bộ l ọc cosin tăng. Hệ số dốc α nằm trong khoảng từ 0 đến 1 và điều khiển lượng công suất phát xạ ngoài băng. Khi α tăng thì lượng phát xạ ngoài băng cũng tăng. Trong miền thời gian, số lượng các búp sóng phụ hai bên tăng khi α giảm và điều này làm tăng công suất đỉnh của tín hiệu phát sau khi định dạng xung. Do đó, việc chọn hệ số dốc cần phải có sự dung hòa giữa mục đích phát xạ ngoài băng thấp và tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình thấp. Ta sẽ đề cập các đặc tính công suất đỉnh của việc định dạng xung trong phần 1.3.8. Khối DFT tại máy thu trong hình 1.11 biến đổi tín hiệu thu được về miền tần số để khôi phục N sóng mang con. Việc giải sắp xếp thực hiện tách M mẫu trong miền tần số của mỗi tín hiệu nguồn. Bởi vì SC-FDMA sử dụng điều chế đơn sóng mang nên sẽ xuất hiện méo tuyến tính mà thể hiện của nó là nhiễu xuyên ký tự (ISI). Bộ cân bằng trong miền tần số sẽ triệt bỏ ISI. Khối IDFT tại máy thu như trong hình 1.11 biến đ ổi các ký hiệu đã được cân bằng trở lại miền thời gian, sau đó sẽ có một bộ tách sóng làm nhiệm vụ nhận lần lượt M ký hiệu điều chế. Hình 1.14 chỉ ra rằng SC-FDMA là hợp nhất của quá trình xử lý các phần tử trong OFDMA và cộng thêm khối DFT ở đ ầu vào của máy phát và tương ứng là khối IDFT ở đầu ra của máy thu. Vì máy phát SC-FDMA có nhiệm vụ mở rộng độ rộng băng tần của tín hiệu để bao phủ độ rộng băng tần c ủa kênh nên SC-FDMA đôi khi còn được gọi là OFDMA trải bởi DFT.
Đầu cuối 1 Đầu cuối 2  Đầu cuối Q Dữ liệu Cân IDFT – Tách đầu cuối 1 Giải sắp xếp sóng mang con bằng M điểm sóng / phân chia người dùng Khử tiền tố tuần hoàn Dữ liệu Tần số vo tuyến DFT – N điểm / tương tự - số Cân IDFT – Tách đầu cuối 2 bằng M điểm sóng     Dữ liệu Cân IDFT – Tách đầu cuối Q bằng M điểm sóng Hình 1.14: Cấu trúc máy thu SC-FDMA cho một hệ thống truy nhập đa người dùng { X0 Y0 Y0 { Sóng mang không  Sóng mang không  X0 X1 X1 Sóng mang không {  X2  XM-1 {  XM-1 Sóng mang không  Sóng mang không {  YN-1 YN-1 Phân tán Tập trung Hình 1.15: Các chế độ sắp xếp các sóng mang con ( phân tán và tập trung) 1.3.3. Sắp xếp các sóng mang con Hình 1.15 chỉ ra hai phương pháp để gán M ký hiệu được điều chế trong miền tần số vào các sóng mang con: sắp xếp sóng mang con phân tán và sắp xếp sóng mang con tập trung (cục bộ). Trong chế độ sắp xếp các sóng mang con tập trung, các ký hiệu điều chế được gán cho M sóng mang con lân cận. Trong chế độ phân tán, các ký hiệu được định vị đều trên toàn bộ băng tần truyền dẫn của kênh. Trong cả hai chế đ ộ thì khối IDFT tại máy phát sẽ gán biên độ bằng 0 cho N − M sóng mang con không bị chiếm. Ta gọi chế độ sắp xếp các sóng mang con tập trung của SC-FDMA là FDMA tập trung
(LFDMA) và chế độ sắp xếp các sóng mang con phân tán của SC-FDMA là FDMA phân tán (DFDMA). Trường hợp N = Q M cho chế độ phân tán với các khoảng cách đều nhau giữa các sóng mang con bị chiếm thường được gọi là FDMA đan xen (IFDMA) [2], [3]. IFDMA là trường hợp đặc biệt của SC-FDMA và nó rất hiệu dụng khi máy phát có thể điều chế tín hiệu một cách nghiêm ngặt trong miền thời gian mà không cần sử dụng DFT và IDFT. Trong 1.3.4, ta sẽ chỉ ra trường hợp với IFDMA, việc kết hợp DFT và IDFT sẽ rút gọn về một phép nhân phức đơn giản, tương đương với việc quay pha của mỗi ký hiệu được điều chế tại đầu vào của máy phát. Hình 1.16 minh họa ba ví dụ về các ký hiệu phát SC-FDMA trong miền tần số với M = 4 ký hiệu trên một khối, N = 12 sóng mang con và Q = N M = 3 thiết bị đầu cuối. Trong chế độ tập trung, bốn ký hiệu điều chế chiếm các sóng mang con 0,1,2 và 3: X i , i = 0,1, 2,3 Yi = . Trong chế độ phân tán với các ký hiệu điều chế được đặt cách 0, i 0,1, 2,3 đều { xm } x0 x1 x2 x3 M −1 DFT X k = ∑ xm e − j 2π mk M ,M = 4 m=0 { Xk} X0 X1 X2 X3 IFDMA X0 0 0 X1 0 0 X2 0 0 X3 0 0 { Yl } DFDMA X0 x0 X1 0 X2 0 X3 0 0 0 0 0 LFDMA X0 X1 X2 X3 0 0 0 0 0 0 0 0 Tần số Hình 1.16: Các mô hình sắp xếp các sóng mang con nhau trên tất cả các sóng mang con thì Y0 = X 0 , Y2 = X 1 ; Y4 = X 2 ; Y6 = X 3 và trong chế độ đan xen thì Y0 = X 0 ; Y3 = X 1 ; Y6 = X 2 ; Y9 = X 3 . Hình 1.17 minh họa 3 thiết bị đầu cuối chiếm các tập sóng mang con khác nhau trong các chế độ IFDMA và LFDMA..
Từ quan điểm của việc phân bổ tài nguyên, các phương pháp xắp sếp các sóng mang con có thể được chia thành phương pháp lập lịch tĩnh và lập lịch độc lập theo kênh (CDS). CDS thực hiện gán các sóng mang con cho các người sử dụng tương ứng với đáp ứng tần số kênh của mỗi người sử dụng. Với cả hai phương pháp lập l ịch, việc sắp xếp các sóng mang con phân tán sẽ dẫn đến việc phân tập tần số vì tín hiệu phát đi được trải trên toàn bộ độ rộng băng tần. Với việc sắp xếp phân tán, CDS sẽ giúp cải thiện hiệu năng. Với việc sắp xếp các sóng mang con tập trung, CDS tạo ra phân tập đa người dùng đáng kể. Đ ầu Đ ầu Đ ầu Đ ầu Đ ầu Đ ầu cu ối cuối cu ối cu ối cu ối cu ối 1 2 3 1 2 3 Tần số (sóng mang con) Tần số (sóng mang con) Chếđộ đan xen (phân tán ) Chếđộ tập trung Hình 1.17: Các phương pháp phân bổ các sóng mang con đa người sử dụng 1.3.4. Biểu diễn trong miền thời gian của tín hiệu SC-FDMA Với IFDMA, LFDMA và DFDMA thì các phép toán trong hình 1.12 có thể được xem như là một phép toán tuyến tính trên chuỗi các ký hiệu điều chế { xm : m = 0,1, 2,..., M − 1} . Do đó, mỗi thành phần ở chuỗi đầu ra { yn : n = 0,1, 2,..., N − 1} là một tổng theo trọng số của các thành phần chuỗi đầu vào, trong đó các trọng số là các số phức. Trong trường hợp IFDMA, các trọng số đều bằng 0, ngoại trừ một thành phần đầu ra. Tập hợp các phép toán sẽ đơn giản hóa thành việc nhân mỗi ký hiệu đầu vào với một số phức có biên độ đơn vị và lặp lại chuỗi đầu vào với đúng Q lần quay pha, với Q là hệ số mở rộng băng tần. Phần 1.3.4.1 sẽ suy ra tính chất này từ ví dụ với M = 4 ký hiệu/khối, N = 12 sóng mang con và Q = 3 thiết bị đầu cuối. Phần 1.3.4.1 cũng chỉ ra biểu diễn hình học c ủa phổ và chuỗi trong miền thời gian của một khối tín hiệu IFDMA. Các công thức cho các chuỗi trong miền thời gian của LFDMA và DFDMA thì phức tạp hơn so với IFDMA. Phần 1.3.4.2 và 1.3.4.3 chỉ ra phổ của hai kỹ thuật sắp xếp các sóng mang con cùng với công thức của các phần tử của chuỗi trong miền thời gian. 1.3.4.1. Các ký hiệu trong miền thời gian của IFDMA Với IFDMA, việc kết hợp hai khối DFT và IDFT ở máy phát như trong hình 1.11 và 1.12 sẽ được đơn giản hóa các phép toán xử lý tín hiệu bằng việc nhân mỗi ký hiệu đầu
vào với một số phức có biên độ đơn vị và lặp lại chuỗi đầu vào với đúng Q lần quay pha, với Q là hệ số mở rộng băng tần. Phép nhân này tương đương với việc quay pha mỗi ký hiệu điều chế phức của khối truyền dẫn. Để kiểm tra điều này là đúng, ta chú ý đến hai tính chất của DFT và IDFT: (a) Các mẫu cách đều nhau một khoảng cách khác không trong một miền nào đó sẽ tương ứng với một chuỗi có chu kỳ trong một mi ền khác; và (b) dịch đi một khoảng r trong miền tần số tương ứng với một phép quay pha mỗi mẫu trong miền thời gian. Việc quay pha được thực hiện bằng cách nhân mỗi mẫu với exp ( j 2π rn N ) , với N là số điểm của biến đổi ngược, r là khoảng dịch trong miền tần số và n là số mẫu đầu ra trong miền thời gian. Phần dưới đây sẽ trình bày một cách chi tiết bằng toán học tính chất này. Hình 1.18 minh họa cho ví dụ c ủa ta với M = 4 ký hiệu/khối, N = 12 sóng mang con và Q = 3 thiết bị đầu cuối. Cho một tín hiệu đầu vào, { Yl : l = 0,1,..., N − 1} là phổ của chuỗi SC-FDMA được phát biểu thị một khối dữ liệu { xm : m = 0,1, 2,..., M − 1} . Với IFDMA, phổ của M thành phần x0, x1, x2, x3 DFT X 0, X 1, X 2, X 3 Y0 Y1 Y 2 Y3 Y 4 Y5 Y6 Y 7 Y8 Y 9 Y 10 Y11 Đầu cuối 1 X0 X1 X2 X3 (r = 0) Đầu cuối 2 X0 X1 X2 X3 (r = 1) Đầu cuối 3 X0 X1 X2 X3 (r = 2) Tần số Q.y0 Q.y1 Q.y2 Q.y3 Q.y4 Q.y5 Q.y6 Q.y7 Q.y8 Q.y9 Q.y10 Q.y11 Đầu cuối 1 x0 x1 x2 x3 x0 x1 x2 x3 x0 x1 x2 x3 (r = 0) c10x0 c11x1 c 12x2 c13x3 c 14x0 c15x1 c16x2 c 17x3 c18x0 c 19x1 c1,10 x2 c1,11 x3 Đầu cuối 2 (r = 1) c 20x0 c21x1 c22x2 c23x3 c24x0 c 25x1 c26x2 c27x3 c28x0 c29x1 c2,10 x2 c2,11x 3 Đầu cuối 3 (r = 2) Thời gian j 2π rn cr ,n = e 4 Hình 1.18: Sắp xếp các sóng mang con cho đa người dùng
cách đều nhau một khoảng cách khác 0, với các mẫu lân cận đ ược phân cách b ởi Q − 1 mẫu trong miền tần số. Tín hiệu tương ứng trong miền thời gian { yn : n = 0,1, 2,..., N − 1} là tuần hoàn với Q bản sao phân bố tại các thời điểm n = 0,1, 2,..., M − 1( = N Q − 1) và quay pha tương ứng bởi phép nhân với exp ( j 2π rn N ) . Xét một tín hiệu đầu vào { xm : m = 0,1, 2,..., M − 1} chiếm các sóng mang con l = 0, Q, 2Q,..., ( M − 1).Q . Tín hiệu được phát tuần hoàn trong miền thời gian tương ứng với phổ của tín hiệu này có chuỗi { x0 Q , x1 Q ,..., xM −1 Q} được lặp lại Q lần (góc quay là 0 radian). Bây giờ ta xét tín hiệu từ một thiết bị đầu cuối khác { um : m = 0,1, 2,..., M − 1} được điều chế ở tập sóng mang con cách đều nhau tiếp theo n = 1, Q + 1, 2Q + 1,..., ( M − 1).Q + 1 . Phổ của tín hiệu này { Vl : l = 0,1, 2,..., N − 1} cũng giống với phổ Yl nhưng bị dịch di một sóng mang con. Sự dịch này trong miền thời gian tương ứng với việc nhân thêm trong miền thời gian exp ( j 2π n N ) . Do đó, chuỗi tín hiệu được phát trong miền thời gian sẽ là u0 Q , u1 exp ( j 2π n N ) Q ,..., uM −1 exp ( j 2π n N ) Q được lặp lại Q lần với góc quay tương ứng. Tổng quát, với một tín hiệu đầu vào { xm : m = 0,1, 2,..., M − 1} được điều chế với các sóng mang tại n = r , Q + r , 2Q + r ,..., ( M − 1).Q + r thì tín hiệu được phát sẽ là { xm : m = 0,1, 2,..., M − 1} được lặp lại Q lần với góc quay pha exp ( j 2π rn N ) . Công thức của các ký hiệu trong miền tần số là: � l Q , l = Q.k ( 0 � � − 1) X k M Yl = (1.6) 0, n� kh� u c với 0 l N − 1 và N = Q.M . Đặt n = M .q + m ( 0 q Q − 1, 0 m M − 1) thì: yn = yMq + m N −1 n N −1 n M −1 n 1 j 2π l 1 j 2π l 1 1 j 2π Qk = N �e Y l =0 l N = N �X l =0 l Q e N = Q M �X e k =0 k QM 1 1 M −1 j 2π Mq + m k 1 �1 M −1 j 2π m k � (1.7) = � Q M �X e k M = �� Q �M �X e k M � k =0 k =0 � 1 1 = �m = �n(mod M ) x x Q Q Các ký hiệu trong miền thời gian cuối cùng { yn } là sự lặp lại các ký hiệu đầu vào { xm } với hệ số mở rộng là 1 Q trong miền thời gian như đã trình bày ở trên.
Nếu việc phân bổ sóng mang con bắt đầu từ sóng mang con thứ r (0
1 xn , q=0 Q ( mod M ) yn = yQm + q = (1.10) 1 � j 2π Q � 1 q M −1 xp � e 1 � , q 0− Q�� M � p =0 � −p q � j 2π � m + � 1− e � M QM � Như ta thấy ở biểu thức (1.10), tín hiệu LFDMA trong miền thời gian là các bản sao của các ký hiệu trong miền thời gian đầu vào với hệ số mở rộng 1 Q tại vị trí mẫu là số nguyên lần của Q . Các giá trị tức thời là tổng có trọng số của tất cả các ký hiệu trong miền thời gian của khối dữ liệu đầu vào. 1.3.4.3. Các ký hiệu trong miền thời gian của DFDMA Hình 1.20 là một mô hình sắp xếp các sóng mang con DFDMA. Trong đó, các ký hiệu điều chế chiếm 12 sóng mang con { Yl } . Các mẫu trong miền thời gian của tín hiệu DFDMA được trình bày như trong phụ lục A của [2]: x0, x1, x2, x3 DFT X0, X1, X2, X3 Y0 Y 1 Y2 Y 3 Y4 Y5 Y 6 Y7 Y 8 Y9 Y 10 Y11 Đầu cuối 1 X0 X1 X2 X3 (r = 0) Đầu cuối 2 X0 X1 X2 X3 (r = 1) Đầu cuối 3 X0 X1 X2 X3 (r = 2) Tần số Hình 1.20: Sắp xếp các sóng mang con DFDMA cho đa người dùng 1 x , q=0 Q �%( n) ( mod M ) � � � Q � �( mod M ) yn = yQm + q = % (1.11) 1� �1 Qq j 2π M −1 xp −e 1�� Q , q 0 Q� �M �% − p Qq � Qm % j 2π � + � � p =0 1− e � M � QM � Trong đó Q ( 1 Q Q ) là hệ số trải thực. Các mẫu trong miền thời gian của % % DFDMA có cấu trúc giống như trong LFDMA.
{ xm } x0 x1 x2 x3 IFDMA x0 x1 x2 x3 x0 x1 x2 x3 x0 x1 x2 x3 { Q. yn } DFDMA x0 * * x1 * * x2 * * x3 * * LFDMA x0 * * x2 * * x0 * * x2 * * 3 * = ∑ ck ,m ⋅ xk (ck,m: Trọng số phức ) Thời gian k =0 Hình 1.21: Các ký hiệu trong miền thời gian của các mô hình sắp xếp sóng mang con 1.3.4.4. So sánh các mô hình sắp xếp sóng mang con Hình 1.21 chỉ ra các mẫu trong miền thời gian cho mỗi mô hình sắp xếp các sóng mang con trình bày trên đây. Tín hiệu IFDMA tiếp tục duy trì các ký hiệu trong miền thời gian đầu vào tại mỗi mẫu trong khi LFDMA và DFDMA có các ký hiệu trong miền thời gian phức tạp do là tổng có trọng số phức của các ký hiệu đầu vào. Đi ều này dẫn đến công suất đỉnh sẽ cao hơn với các tín hiệu LFDMA và DFDMA, ta sẽ phân tích chi tiết tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) trong phần mô phỏng ở chương 4. 1.3.5. SC-FDMA và đa truy nhập phân chia theo tần số trực giao (OFDMA) Phần 1.2.2 đã trình bày mối qua hệ giữa truyền dẫn đơn sóng mang và OFDM cho truyền dẫn một tín hiệu chiếm toàn bộ độ rộng băng tần của hệ thống. Có một mối liên hệ tương tự giữa OFDMA và SC-FDMA cho truyền dẫn một tín hiệu độc lập từ các thiết bị đầu cuối di động đến một trạm gốc. Hình 1.11 đã chỉ ra các máy phát và máy thu SC-FDMA và OFDMA thực hiện nhiều chức năng xử lý tín hiệu chung. Hai kỹ thuật này đều có các tính chất sau:  điều chế và truyền dẫn dữ liệu trong các khối đều bao gồm M ký hiệu truyền dẫn;  phân chia độ rộng băng tần truyền dẫn thành các băng tần con, các thông tin được mang trên các sóng mang con rời rạc;  có thể sử dụng cân bằng kênh trong miền tần số;  sử dụng một tiền tố tuần hoàn để tránh nhiễu xuyên khối.