Luận án Tiến sĩ Vật lý: Nghiên cứu thiết kế và chế tạo thiết bị ghi đo bức xạ hiện trường sử dụng kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DSP) vào mảng các phần tử logic lập trình (FPGA)

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO BỘ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ

VIỆN NĂNG LƯỢNG NGUYÊN TỬ VIỆT NAM

ĐINH TIẾN HÙNG

NGHIÊN CỨU THIẾT KẾ VÀ CHẾ TẠO THIẾT BỊ GHI ĐO BỨC

XẠ HIỆN TRƯỜNG SỬ DỤNG KỸ THUẬT XỬ LÝ TÍN HIỆU SỐ (DSP)

VÀO MẢNG CÁC PHẦN TỬ LOGIC LẬP TRÌNH (FPGA)

LUẬN ÁN TIẾN SĨ VẬT LÝ

HÀ NỘI - 2020

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO BỘ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ

VIỆN NĂNG LƯỢNG NGUYÊN TỬ VIỆT NAM

ĐINH TIẾN HÙNG

NGHIÊN CỨU THIẾT KẾ VÀ CHẾ TẠO THIẾT BỊ GHI ĐO BỨC

XẠ HIỆN TRƯỜNG SỬ DỤNG KỸ THUẬT XỬ LÝ TÍN HIỆU SỐ

(DSP) VÀO MẢNG CÁC PHẦN TỬ LOGIC LẬP TRÌNH (FPGA)

Chuyên ngành: Vật lý Nguyên tử và Hạt nhân

Mã số: 9 44 01 06

LUẬN ÁN TIẾN SĨ VẬT LÝ

Người hướng dẫn khoa học: PGS.TS. Phạm Đình Khang

PGS.TS. Nguyễn Nhị Điền

HÀ NỘI - 2020

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan Luận án tiến sĩ: “Nghiên cứu thiết kế và chế tạo thiết bị ghi

đo bức xạ hiện trường sử dụng kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DSP) vào mảng các phần

tử logic lập trình (FPGA)” là công trìnhnghiên cứu của tôi dưới sự hướng dẫn của

PGS.TS. Phạm Đình Khang và PGS.TS. Nguyễn Nhị Điền. Các kết quả nghiên cứu

được trình bày trong luận án là trung thực và chưa được công bố trong bất kỳ công trình

nghiên cứu nào khác.

Tôi xin cam đoan luận án được tiến hành nghiên cứu một cách nghiêm

túc, số liệu sử dụng phân tích trong luận án có nguồn gốc rõ ràng, tất cả

những tham khảo và kế thừa đều được trích dẫn và tham chiếu đầy đủ.

Tôi xin chịu trách nhiệm về những lời cam đoan trên.

Hà Nội, ngày tháng năm 2020

Nghiên cứu sinh

Đinh Tiến Hùng

LỜI CẢM ƠN

Tác giả luận án xin bày tỏ lời cảm ơn chân thành đến:

PGS.TS. Phạm Đình Khang, PGS.TS. Nguyễn Nhị Điền đã tận tình giúp đỡ về

mặt học thuật, phương pháp tư duy khoa học và động viên trong suốt quá trình thực

hiện luận án.

Lãnh đạo, chỉ huy Viện Hóa học Môi trường quân sự/Binh chủng Hóa học đã

quan tâm, tạo mọi điều kiện thuận lợi về thời gian, các trang thiết bị PTN và nhân lực.

Công ty TNHH Hakata Việt đã hỗ trợ các linh kiện, vật tư chất lượng cao để thử

nghiệm trong hướng nghiên cứu của luận án.

Ban Lãnh đạo Viện Năng lượng nguyên tử Việt Nam, Ban Lãnh đạo và cán bộ

Trung tâm Đào tạo hạt nhân/Viện Năng lượng nguyên tử Việt Nam đã giúp đỡ hoàn tất

các thủ tục cần thiết.

Tác giả xin được gửi lời cảm ơn chân thành tới PGS.TS. Nguyễn Xuân Hải, TS.

Nguyễn Ngọc Anh đã đóng góp các ý tưởng khoa học cho luận án.

Các bạn bè, đồng nghiệp tại Phòng Phóng xạ/Viện Hóa học Môi trường quân sự;

gia đình đã luôn động viên và tạo điều kiện thuận lợi cho tác giả trong suốt quá trình

thực hiện luận án.

Xin trân trọng cảm ơn!

Đinh Tiến Hùng

MỤC LỤC

DANH MỤC CÁC CHỮ VIẾT TẮT ...................................................................................... vi

MỞ ĐẦU ....................................................................................................................................... 1

1. Lý do chọn đề tài ...................................................................................................... 1

2. Mục tiêu của luận án ................................................................................................ 1

4. Ý nghĩa khoa học của luận án.................................................................................. 2

5. Giá trị thực tiễn của luận án ..................................................................................... 3

6. Bố cục của luận án ................................................................................................... 3

CHƯƠNG 1. NHU CẦU THỰC TIỄN VÀ TÌNH HÌNH NGHIÊN CỨU THIẾT KẾ, CHẾ

TẠO TRANG THIẾT BỊ TRINH SÁT PHÁT HIỆN PHÓNG XẠ ...................................... 5

1.1.Nhu cầu thực tiễn ................................................................................................... 6

1.1.1. Tình hình sử dụng các trang thiết bị trinh sát bức xạ trên thế giới. ..... 6

1.1.2.Nhu cầu trong quan trắc môi trường, phục vụ đào tạo của Việt Nam ... 7

1.1.3. Các hệ đo hướng tới gọn nhẹ và tiết kiệm năng lượng.......................... 7

1.1.4. Yêu cầu về làm chủ công nghệ .............................................................. 7

1.1.5. Khả năng chế tạo nhanh, chất lượng ổn định và nguồn linh kiện vật tư

.......................................................................................................................... 8

1.2. Tình hình nghiên cứu và chế tạo trên thế giới ..................................................... 8

1.2.1. Tổng quan nghiên cứu và chế tạo detector nhấp nháy không dùng PMT

trên thế giới ...................................................................................................... 8

1.2.2. Nghiên cứu và chế tạo hệ thống xử lý tín hiệu số ................................ 17

CHƯƠNG II. THIẾT KẾ, CHẾ TẠO DETECTOR NHẤP NHÁY SỬ DỤNG QUANG

ĐI-ỐT VÀ HỆ THỐNG XỬ LÝ SỐ TÍN HIỆU DỰA TRÊN MẢNG LINH KIỆN LẬP

TRÌNH FPGA ............................................................................................................................ 38

iii

2.1. Lựa chọn, tính toán và thiết kế hệ detector nhấp nháy sử dụng quang đi-ốt ... 38

2.1.1. Lựa chọn tinh thể nhấp nháy ............................................................... 38

2.1.2. Lựa chọn quang đi-ốt .......................................................................... 40

2.1.3. Lựa chọn tiền khuếch đại ..................................................................... 43

2.1.4. Hệ thống khuếch đại và hình thành xung ............................................ 46

2.1.5. Yêu cầu thiết kế cấu hình cơ khí của detector và thiết bị kiểm tra ...... 47

2.2. Thiết kế các thuật toán cho DMCA ................................................................... 48

2.2.1. Mạch lọc số Sallen Key S-K ................................................................ 49

2.2.2. Bộ lọc năng lượng ............................................................................... 50

2.2.3. Thiết kế bộ tạo tín hiệu trigger ............................................................ 55

2.2.4. Tính toán, thiết kế các khối chức năng của DMCA trên phần mềm mô

phỏng MATLAB Simulink và ngôn ngữ lập trình Verilog ............................. 58

2.3. Phương thức lựa chọn các tham số trong DPP .................................................. 62

2.3.1. Giải chập xung trong các hệ phổ kế nhấp nháy .................................. 62

2.3.2. Lựa chọn tham số thời gian đối với các detector cụ thể ..................... 65

2.4. Phương pháp ổn định và xử lý phổ gamma từ detector nhấp nháy ................. 66

2.4.1. Phương pháp ổn định phổ gamma theo nhiệt độ của detector nhấp nháy

........................................................................................................................ 66

CHƯƠNG 3. CÁC KẾT QUẢ CHẾ TẠO TRANG THIẾT BỊ TRINH SÁT PHÁT HIỆN

PHÓNG XẠ, HẠT NHÂN ....................................................................................................... 72

3.1. Kết quả chế tạo detector nhấp nháy ................................................................... 72

3.1.1. Thiết kế, chế tạo khung vỏ detector ..................................................... 72

3.1.2. Kết quả thiết kế, chế tạo các khối điện tử tương tự ............................. 73

3.1.5. Đánh giá kết quả chế tạo detector ................................................................................. 94

3.2. Kết quả thiết kế, chế tạo bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số DMCA ................. 95

3.2.1. Thiết kế DMCA với kit FPGA XC3S500E của Xilinx .......................... 95

3.2.3. Kết quả đánh giá các thông số DMCA ............................................... 99

3.2.4. Thiết kế DMCA các linh kiện rời dựa trên chip FPGA Intel MAX 10

...................................................................................................................... 104

3.3. Kết quả nghiên cứu phương pháp, kỹ thuật hiệu chỉnh phổ gamma ............. 109

3.3.1. Bố trí thực nghiệm ............................................................................. 109

3.3.2. Kết quả và thảo luận phương pháp hiệu chỉnh phổ .......................... 110

KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ ............................................................................................... 116

Kết luận ..................................................................................................................................... 116

Kiến nghị ................................................................................................................................... 116

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH ĐÃ CÔNG BỐ .......................................................... 118

TÀI LIỆU THAM KHẢO ...................................................................................................... 120

DANH MỤC CÁC CHỮ VIẾT TẮT

CHỮ VIẾT TẮT TIẾNG ANH TIẾNG VIỆT

AC Alternating Current Xoay chiều

ADC Bộ biến đổi tương tự - số Analog to Digital Converter

APD Avalanche Photodiode Đi-ốt quang thác lũ

DC Direct Current Một chiều

DMCA Digital Multi-Channel Analyzer Bộ phân tích biên độ đa kênh kỹ thuật số

DSL Digital Subscriber Line Kênh thuê bao số

DSP Digital Signal Processing Xử lý tín hiệu số

ENC Equivalent Noise Charge Nhiễu điện tích tương đương

ERMS Environmental Radiation Monitoring System Hệ quan trắc phóng xạ môi trường

FPGA Field Programmable Gate Array Mảng các phần tử logic lập trình được

FWHM Full width at half maximum Độ rộng nửa chiều cao tại đỉnh năng lượng

FWTM Full Width at Tenth Maximum Độ rộng 1/10 chiều cao tại đỉnh năng lượng

GM Geiger–Müller counter Ống đếm Geiger–Müller

GND Ground Tiếp đất của mạch

HPD Bộ giải lọc thông cao High Pass filter Deconvolver

HPF High Pass Filter Bộ lọc thông cao

IP Internet Protocol Giao thức Internet

ISE Integrated Software Environment Môi trường phần mềm tích hợp

LLD Lower level discriminator Bộ cắt ngưỡng dưới

LPF Low Pass Filter Bộ lọc thông thấp

MA Moving Average Phép lấy trung bình dịch chuyển

MCA Multi-Channel Analyzer Bộ phân tích biên độ đa kênh

MSPS Triệu mẫu trên giây Million Samples Per Second

PHA Pulse High Analysis Phân tích biên độ

PIN diode P-i-N diode Loại đi-ốt có vùng bán dẫn nội tại i giữa 2 vùng p và n

PMT Photo-multiplier Tube Ống nhân quang

Pre-filter Preliminary filter Bộ tiền lọc

RAM Random Access Memory Bộ nhớ thâm nhập ngẫu nhiên

RMS Root-mean-square Giá trị hiệu dụng

SPI Serial Peripheral Interface Cổng giao diện nối tiếp

USB Universal Serial Bus Giao diện nối tiếp đa năng

TKĐ Pre-amplifier Tiền khuếch đại

Vcc Voltage collector to collector Điện thế đầu vào của mạch

vii

VHDL Ngôn ngữ mô tả phần cứng mạch tích hợp tốc độ rất cao Very high-speed integrated circuit Hardware Description Language

DANH MỤC BẢNG

Bảng 1.1. Lớp vỏ bọc và độ phân giải năng lượng của detector ........................................... 12

Bảng 1.2. So sánh kết quả sử dụng APD S8664-1010 và PMT XP-5300 ........................... 15

Bảng 2.1. Độ nhạy điện tích của một số loại tiền khuếch đại ................................................ 44

Bảng 2.2. Nguồn phóng xạ chuẩn sử dụng trong luận án ...................................................... 71

Bảng 3.1. Kết quả khảo sát lựa chọn điện thế bias và trở bias cho detector CsI(Tl) ........... 81

Bảng 3.2. Khảo sát độ phân giải năng lượng theo hằng số thời gian tạo dạng .................... 82

Bảng 3.3. Kết quả khảo sát lựa chọn điện thế bias và trở bias cho detector LaBr3(Ce) ...... 84

Bảng 3.4. Khảo sát độ phân giải năng lượng theo hằng số thời gian tạo dạng .................... 85

Bảng 3.5. Kết quả khảo sát hiệu suất nội toàn phần và hiệu suất quang điện nội của detector

CsI((Tl) và LaBr3(Ce) ................................................................................................................ 89

Bảng 3.6. Kết quả khảo sát hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần detector CsI(Tl) theo

khoảng cách ................................................................................................................................ 90

Bảng 3.7. Kết quả khảo sát hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần detector LaBr3(Ce) theo

khoảng cách ................................................................................................................................ 91

Bảng 3.8. Công suất tiêu thụ của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) .......................................... 94

Bảng 3.9. Vị trí đỉnh phổ ứng với biên độ xung chuẩn ........................................................ 102

Bảng 3.10. Lựa chọn tham số DPP cho detector LaBr3(Ce) và CsI(Tl) ............................. 106

Bảng 3.11. Hệ số (ak, bk) thu được từ quá trình làm khớp với số liệu thực nghiệm ......... 111

Bảng 1PL. Đặc trưng của các loại nhấp nháy vô cơ[15] .......................................................... 1

Bảng 2PL. Kết quả đo thời gian dài detector CsI(Tl) ................................................................ 1

viii

Bảng 3PL. Kết quả đo thời gian dài detector LaBr3(Ce) .......................................................... 2

DANH MỤC CÁC HÌNH

Hình 1.1. Phổ 137Cs, đỉnh năng lượng 662 keV thu được khi gắn APD với NaI(Tl) [21] ..... 9

Hình 1.2. Phổ của 137Cs đo với CsI(Tl) ghép cùng APD S8664-1010 [31] ......................... 13

Hình 1.3. Các phổ thu được đo với 22Na và 60Co [32] ........................................................... 13

Hình 1.4. Kết quả đo với quang đi-ốt Viện ETR và S-3590-01[34] ..................................... 14

Hình 1.5. Phổ đo của hệ sử dụng LaBr3(Ce)với 137Cs [35] .................................................... 15

Hình 1.6. Kết quả so sánh độ phân giải năng lượng đo với nguồn 137Cs [36] ..................... 16

Hình 1.7. Sơ đồ khối của một hệ phổ kế xử lý số ................................................................... 17

Hình 1.8. Sơ đồ thuật toán DPP ................................................................................................ 18

Hình 1.9. Lưu đồ thuật toán. Kí hiệu chức năng các khối: - adder/subtracter; ACC -

accumulator, X - multiplier; DELAY - delay pipeline [38] .................................................. 19

Hình 1.10. So sánh các kết quả phổ phân bố biên độ xung [39] ........................................... 19

Hình 1.11. Lưu đồ thuật toán xử lý xung số [51] .................................................................... 20

Hình 1.12. Mô tả cấu trúc một hệ phổ kế kinh điển [43] ....................................................... 21

Hình 1.13. Quá trình xử lý xung trong hệ phổ kế kinh điển [43] .......................................... 22

Hình 1.14. Mô tả xung số [43] .................................................................................................. 23

Hình 1.15. Cấu trúc nguyên lý của hệ đo xử lý xung số [43] ................................................ 23

Hình 1.16. Mode dao động ký trong trích xuất và xử lý dữ liệu [43] ................................... 24

Hình 1.17. Mode trộn trong trích xuất và xử lý dữ liệu [43] ................................................. 25

Hình 1.18. Khởi phát đánh dấu thời điểm trước và sau lọc thời gian [43] ........................... 25

Hình 1.19. Kỹ thuật cắt đường 0 sử dụng các bộ lọc số [43] ................................................ 26

Hình 1.20. Sơ đồ khối của hệ xử lý số bằng đo biên độ xung [43] ....................................... 27

Hình 1.21. Mô hình kỹ thuật phân tách – tổng hợp để xử lý xung số [53] .......................... 28

Hình 1.22. Kết quả đo tia X từ detector Si sử dụng kỹ thuật phân tách - tổng hợp [53] ..... 28

Hình 1.23. Kết quả thử nghiệm tính toán mô phỏng bộ lọc Gauss [50] ............................... 29

Hình 1.24. Sơ đồ nhờ mạch lối vào giảm tạp âm [52] ........................................................... 30

Hình 1.25. Sơ đồ khối chức năng của hệ đo xử lý số sử dụng FPGA [44] ......................... 30

Hình 1.26. Kết quả thu phổ 60Co với detector bán dẫn (a) và NaI(Tl) (b) [44]................... 31

Hình 1.27.Sơ đồ khối hệ xử lý số sử dụng phối hợp các bộ lọc tương tự .............. 31

Hình 1.28. Mức độ chồng chập xung phụ thuộc độ rộng xung và tốc độ đếm [49] ......... 32

Hình 1.29. Chồng chập xung ở tốc độ 10 kcps và vai trò bộ lọc S-K [47] .......................... 33

Hình 1.30. Sơ đồ chức năng của hệ đo với tốc độ đếm cao [47] ........................................... 34

Hình 1.31. Kết quả đo với 60Co, trong cửa sổ nhỏ là đỉnh 1332 keV [47] ........................... 34

Hình 1.32. Kết quả mở rộng dải đo về phía năng lượng thấp [42] ....................................... 35

Hình 2.1. Điện dung của S8664 phụ thuộc điện áp đặt lên [59] ........................................... 42

Hình 2.2. Dòng rò của quang đi-ốt cổ điển (S3590) và thác lũ (S8664) .............................. 42

Hình 2.3. Hai cách ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại ............................................... 45

Hình 2.4. Giải pháp loại bỏ ground loop ................................................................................. 48

Hình 2.5. Sơ đồ mạch lọc Sallen-Key ...................................................................................... 49

Hình 2.6. Tín hiệu vào và tín hiệu ra tương ứng trong bộ lọc số S-K ................................... 50

Hình 2.7. Tổng hợp dạng xung hình thang trong miền thời gian liên tục ............................ 52

Hình 2.8. Sơ đồ khối bộ lọc hình thành xung hình thang ...................................................... 54

Hình 2.9. Mạch hồi phục đường cơ bản theo kiểu tương tự .................................................. 54

Hình 2.10. Sơ đồ thuật toán hồi phục đường cơ bản sử dụng cho các bộ lọc số ................. 55

Hình 2.11. Sơ đồ khối của bộ lọc trung bình động với cửa sổ làm trơn C ........................... 56

Hình 2.12. Sơ đồ khối vi phân bậc 1 với hằng số thời gian vi phân F .................................. 56

Hình 2.13. Khối vi phân bậc 2 với hằng số thời gian vi phân F ............................................ 57

Hình 2.14. Giản đồ thời gian của bộ tạo xung trigger ............................................................ 57

Hình 2.15. Hình ảnh các khối cơ bản của DMCA xây dựng trên MATLAB Simulink ..... 58

Hình 2.16. Sơ đồ khối của khối tạo xung trên MATLAB – Simulink ................................. 59

Hình 2.17. Biên độ tín hiệu ra từ khối tạo xung ...................................................................... 59

Hình 2.18. Sơ đồ khối ADC9254/AnalogDevices ................................................................. 60

Hình 2.19. Khối ADC trên phần mềm mô phỏng MATLAB Simulink .............................. 60

Hình 2.20. Tín hiệu trước và sau khi lấy mẫu bởi ADC ........................................................ 60

Hình 2.21. Các khối chức năng trong bộ lọc năng lượng ...................................................... 61

Hình 2.22. Xung ra tương ứng từ các khối chức năng trên phần mềm mô phỏng .............. 62

Hình 2.23. Xung dòng từ quang đi-ốt (a) và xung từ tiền khuếch đại nhạy điện tích (b) ... 66

Hình 2.24. Sơ đồ hệ đo có hiệu chỉnh phổ bằng phần mềm .................................................. 69

Hình 2.25. Lưu đồ thuật toán xử lý hiệu chỉnh phổ gamma .................................................. 69

Hình 2.26. Phổ thử nghiệm với tinh thể CsI(Tl) ghép nối S-3590-08 với TKĐ CR-110 ... 70

Hình 3.1. Bản vẽ thiết kế hệ thống cơ khí detector nhấp nháy CsI(Tl) và LaBr3(Ce) ........ 72

Hình 3.2. Sản phẩm thiết kế thử nghiệm detector nhấp nháyLaBr3(Ce) .............................. 73

Hình 3.3. Sơ đồ bố trí các khối mạch nguồn ........................................................................... 74

Hình 3.4. Sơ đồ thiết kế hệ mạch nguồn nuôi ......................................................................... 74

Hình 3.5. Sơ đồ mạch cấp nguồn điện áp bias cho APD ....................................................... 75

Hình 3.7. Sơ đồ thiết kế khối khuếch đại sơ bộ ...................................................................... 76

Hình 3.8. Xung ra của detector LaBr3(Ce) ghép S8664-55 và CsI(Tl) ghép S8664-55 .... 76

Hình 3.9. Sơ đồ thử nghiệm, đánh giá detector nhấp nháy CsI(Tl)/LaBr3(Ce) ................... 78

Hình 3.10. Hình ảnh thử nghiệm detectorCsI(Tl)/LaBr3(Ce) ............................................... 78

Hình 3.11. Dạng xung lối ra từ TKĐ và qua KĐ tạo dạng của detector CsI(Tl) ................. 79

Hình 3.12. Dạng xung lối ra từ TKĐ và qua KĐ tạo dạng của detector LaBr3(Ce) ........... 79

Hình 3.13. Kết quả kiểm tra giải pháp giải pháp loại bỏ đường đất. (a) và (b) tín hiệu từ TKĐ

không có và có loại bỏ đường đất; (c) và (d) tín hiệu sau khối tạo dạng không có và có loại

bỏ đường đất ............................................................................................................................... 80

Hình 3.14. FWHM phụ thuộc điện thế và trở bias với detector CsI(Tl) .............................. 82

Hình 3.15. Sự phụ thuộc của FWHM vào thời gian tạo dạng của detector CsI(Tl) ............ 83

Hình 3.16. Phổ thử nghiệm của detectorCsI(Tl) với điều kiện tối ưu .................................. 83

Hình 3.17. FWHM phụ thuộc điện thế và trở bias với detector LaBr3(Ce) ......................... 85

Hình 3.18. Sự phụ thuộc của FWHM vào thời gian tạo dạng của detector LaBr3(Ce) ...... 86

Hình 3.19. Phổ gamma thử nghiệm detector LaBr3:(Ce) với điều kiện tối ưu .................... 86

Hình 3.20. Hiệu suất nội và hiệu suất quang điện nội của detector LaBr3(Ce) và detector

CsI(Tl). ........................................................................................................................................ 89

Hình 3.21. Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần của detector CsI(Tl) ................................ 91

Hình 3.22. Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần detector LaBr3(Ce) .................................. 92

Hình 3.23. Khảo sát sự ổn định phổ của detector CsI(Tl) theo thời gian ............................. 93

Hình 3.24. Khảo sát sự ổn định phổ của detector LaBr3(Ce) theo thời gian ........................ 93

Hình 3.25. Sơ đồ khối của DMCA ........................................................................................... 96

Hình 3.26. Giản đồ thời gian mô phỏng quá trình xử lý tín hiệu trên FPGA ...................... 97

Hình 3.27. Sản phẩm DMCA dựa trên kit FPGAXilinx XC3S500E ................................... 98

Hình 3.28. Hình ảnh đo đạc lấy số liệu thực nghiệm ............................................................. 99

Hình 3.29. So sánh phổ gamma thu được với nguồn (137Cs + 60Co) giữa DMCA của ....... 99

luận án và DSPEC jr 2.0 tại 25, 30 và 35 kpcs. ...................................................................... 99

Hình 3.30. Phổ gamma của nguồn (137Cs + 60Co) ghi nhận bởi DMCA tại các suất đếm 72

và 110 kcps ............................................................................................................................... 100

Hình 3.31. Khảo sát các đại lượng: suất đếm đỉnh photon quang điện tại đỉnh 662 keV, tốc

độ đếm tổng, FWHM, thời gian chết của hệ đo theo tốc độ xung vào của 137Cs .............. 101

xii

Hình 3.32. Sự phụ thuộc của đỉnh phổ theo biên độ tín hiệu vào ....................................... 103

Hình 3.33. Độ lệch của vị trí đỉnh phổ thực nghiệm so với giá trị lý thuyết ...................... 103

Hình 3.34. Tín hiệu xung sau ADC AD9254 của detector CsI(Tl) .................................... 104

Hình 3.35. Tín hiệu xung sau ADC AD9254 của detector LaBr3(Ce) ............................... 105

Hình 3.36. Tín hiệu ra của bộ lọc khi thay đổi τR, τM cố định với detector CsI(Tl) .......... 105

Hình 3.37. Tín hiệu ra của bộ lọc khi thay đổi τR, τM cố định với detector LaBr3(Ce) ..... 106

Hình 3.38. Kết quả chế tạo DMCA dựa trên chip FPGA và linh kiện rời (a); và hình ảnh thử

nghiệm (b) ................................................................................................................................. 107

Hình 3.39. Phổ của đồng vị 137Cs ghi nhận bởi detector CsI(Tl) và DMCA ..................... 108

Hình 3.40. Phổ của 137Cs (a) và 60Co (b) ghi nhận bởi detector LaBr3(Ce) và DMCA .... 108

Hình 3.41. Sơ đồ bố trí thực nghiệm ...................................................................................... 109

Hình 3.42. Mối quan hệ giữa 𝐶𝑖, 0 và 𝐶𝑖, 𝑘, trong đó 𝐶𝑖, 0 và 𝐶𝑖, 𝑘 là vị trí các kênh của

đỉnh thứ ith tại nhiệt độ T0 và Tk tương ứng. Đường thẳng liền nét và đường gián đoạn biểu

diễn mối quan hệ giữa 𝐶𝑖, 0 và 𝐶𝑖, 𝑘 khi nhiệt độ T = 0,4℃ và 45℃ tương ứng. ............ 110

Hình 3.43. Dịch chuyển vị trí tương đối của các đỉnh so với nhiệt độ tham chiếu T0= 25℃

không có (a) và có (b) sử dụng thuật toán hiệu chỉnh phổ. Dịch chuyển vị trí tương đối của

các đỉnh được tính bởi . ........................................................................................... 112

Hình 3.44. Độ lệch tương đối giữa vị trị đỉnh sau khi hiệu chỉnh với vị trí đỉnh ở nhiệt độ

tham chiếu (RD(%)=(Ci,k-Ci,0)*100%) .................................................................................. 112

Hình 3.45. Phổ bức xạ nguồn 60Co và 137Cs trước hiệu chỉnh (a) và sau khi hiệu chỉnh (c).

Phổ bức xạ nguồn 152Eu trước hiệu chỉnh (b) và sau hiệu chỉnh (d). .................................. 113

Hình 3.46. Nhiệt độ môi trường biến thiên trong 24 giờ từ ngày 29/7/2019 đến 30/7/2019.

Số liệu nhiệt độ được lấy 10 phút/lần..................................................................................... 114

Hình 3.47. Phổ gamma môi trường thu được bởi ERMS tại Hà Nội với có và không sử dụng

phương pháp hiệu chỉnh .......................................................................................................... 114

xiii

Hình 1PL. Sơ đồ mô phỏng trên Simulink ................................................................................. 1

Hình 2PL. Mô phỏng khối tạo dạng xung từ tiền khuếch đại .................................................. 1

Hình 3PL. Mô phỏng Flash ADC 14bit 150MSP ..................................................................... 2

Hình 4PL. Mô phỏng các tầng xử lý tín hiệu ............................................................................. 2

xiv

Hình 5PL. Mô phỏng khối xử lý, lưu trữ và hiển thị dữ liệu phổ ............................................ 2

MỞ ĐẦU

1. Lý do chọn đề tài

Thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ, hạt nhân hiện đại có thành phần quan trọng

nhất là một hệ đo phổ bức xạ gamma. Các tinh thể nhấp nháy LaBr3, CeBr3, CsI(Tl) có

độ nhạy và độ phân giải năng lượng cao; các kỹ thuật điện tử hiện đại phát triển kết hợp

cùng các thuật toán thông minh như kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DPP) - thành phần cơ

bản của hệ trinh sát phóng xạ - đang là xu hướng nghiên cứu và ngày càng được sử dụng

vào lĩnh vực này.

Để làm chủ trong lĩnh vực nghiên cứu thiết kế, chế tạo các hệ thống trinh sát phóng

xạ trang bị cho Quân đội, đề tài nghiên cứu: “Nghiên cứu thiết kế và chế tạo thiết bị

ghi đo bức xạ hiện trường sử dụng kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DSP) vào mảng các

phần tử logic lập trình (FPGA)” được NCS chọn lựa.

2. Mục tiêu của luận án

Mục tiêu luận án là nghiên cứu chế tạo hệ phân tích phổ gamma - thành phần chính

của hệ trinh sát phát hiện phóng xạ. Như vậy, các việc cần làm là:

i) Chế tạo detector nhấp nháy tiêu thụ ít năng lượng và nhỏ gọn;

ii) Chế tạo hệ phân tích phổ trên cơ sở DPP.

Cụ thể là:

- Thiết kế, chế tạo detector nhấp nháy sử dụng APD thay cho PMT để giảm khối

lượng, kích thước của detector. Trong detector chứa tinh thể nhấp nháy loại CsI(Tl) hoặc

LaBr3(Ce), APD, tiền khuếch đại, khuếch đại và khối nguồn nuôi.

- Nghiên cứu, xây dựng phương pháp nhằm áp dụng detector trong điều kiện hiện

trường (outdoor) với điều kiện nhiệt độ và độ ẩm thay đổi mạnh, cường độ sóng điện,

từ trường lớn.

- Thiết kế, chế tạo hệ phân tích phổ đa kênh sử dụng kỹ thuật xử lý số.

3. Nội dung cần thực hiện

Với mục tiêu tổng quát nêu trên, luận án cần giải quyết các nội dung sau:

1. Lựa chọn các loại vật liệu nhấp nháy, tính toán và thiết kế các hệ detector với

các tinh thể nhấp nháy loại CsI(Tl) và LaBr3(Ce), sử dụng APD thay cho PMT truyền

thống.

2. Thiết kế các thuật toán cho DMCA dựa trên FPGA. Thử nghiệm các hàm lọc số

bằng các ngôn ngữ lập trình khác nhau như VDHL, C++, MATLAB và LabView,… để

lựa chọn firmware cài đặt. Các chương trình có thể được thử nghiệm trên hệ mô phỏng

với bộ xung mẫu (dựng bằng kỹ thuật mô phỏng và thu thập từ một loại detector cụ thể).

3. Thiết kế phần cứng của hệ detector và hệ điện tử theo yêu cầu của bài toán đo.

4. Xây dựng phương pháp hiệu chỉnh phổ cho detector nhấp nháy với hệ điện tử

được thiết kế.

5. Đánh giá các đặc trưng kỹ thuật của các thiết bị được chế tạo.

4. Ý nghĩa khoa học của luận án

4.1. Ý nghĩa về phương pháp

- Giải mã các kỹ thuật để detector có độ phân giải và hiệu suất ghi cao như tính

toán lý thuyết nhằm nội địa hóa việc chế tạo detector nhấp nháy.

- Giải mã các kỹ thuật để nội địa hóa (tiến đến sản xuất hàng hoạt) hệ DMCA phân

tích phổ bức xạ hạt nhân.

- Tìm kiếm các giải pháp sử dụng hệ đo ngoài trời (nhiệt độ và độ ẩm luôn thăng

giáng).

4.2. Các kết quả cụ thể

Về detector:

Luận án đã chế tạo thử nghiệm thành công 02 bộ detector nhấp nháy CsI(Tl) và

LaBr3(Ce), với các đặc trưng chính sau:

- Detector nhấp nháy bao gồm tinh thể CsI(Tl) + S8664-0505 + CR-110, độ phân

giải đạt được là 8,74% với nguồn 137Cs với các tham số được thiết lập: Điện áp bias là

385 V, điện trở bias 100 MΩ và hằng số thời gian tạo dạng 8 µs.

- Hệ detector nhấp nháy bao gồm tinh thể LaBr3(Ce) + S8664-1010 + eV 5093, độ

phân giải đạt được là 4,02% với nguồn 137Cs với các tham số được thiết lập: Điện áp

bias là 345 V, điện trở bias 200 MΩ và hằng số thời gian tạo dạng 1 µs.

Về hệ thống DMCA:

Đã chế tạo loại DMCA có hiệu năng cao và điều chỉnh tùy biến phụ thuộc vào

mục đích sử dụng. Tất cả các thuật toán phân tích xung kết hợp với bộ lọc FIR và CR

đều được tích hợp trong FPGA.

Về hệ thống ổn định phổ:

Phương pháp ổn định phổ cho kết quả rất khả quan, sai số tương đối giữa vị trí

đỉnh sau khi hiệu chỉnh và vị trí đỉnh tại nhiệt độ tham chiếu < 2% trong toàn bộ dải

nhiệt độ khảo sát từ 0,4℃ đến 45℃.

5. Giá trị thực tiễn của luận án

- Đảm bảo khả năng nội địa hóa, chủ động chế tạo với khả năng sản xuất nhanh và

ổn định, bảo trì và bảo dưỡng hệ phân tích phổ.

- Khả năng cung cấp cho thị trường nội địa không chỉ trong phạm vi sản phẩm

quốc phòng mà còn có cả tiềm năng phát triển thiết bị ghi đo phóng xạ, hạt nhân trong

lĩnh vực y tế và đào tạo.

6. Bố cục của luận án

Luận án gồm phần Mở đầu, 3 Chương chính và phần Kết luận bao gồm:

Chương 1: Nhu cầu thực tiễn và tình hình nghiên cứu thiết kế chế tạo trang thiết

bị trinh sát phát hiện phóng xạ: Tổng quan tình hình và kết luận về các kết quả nghiên

cứu đã có trên thế giới và trong nước. Lựa chọn các mục tiêu cụ thể và phương hướng

chế tạo trang thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ hiện trường.

Chương 2: Thiết kế, chế tạo detector nhấp nháy sử dụng PIN photodiode và hệ

thống xử lý số tín hiệu dựa trên mảng linh kiện lập trình: Cơ sở khoa học của việc lựa

chọn, tính toán và thiết kế hệ detector nhấp nháy sử dụng PIN photodiode; Giải quyết

vấn đề chế tạo bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số dựa trên cơ sở các bộ giải thuật xung

số; Phương thức giải quyết vấn đề dịch chuyển phổ bức xạ gamma của detector nhấp

nháy (thay đổi vị trí và độ rộng đỉnh), ...

Chương 3: Các kết quả chế tạo trang thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ và thảo

luận.

Kết luận.

Kiến nghị

Danh mục các công trình công bố liên quan đến luận án

Tài liệu tham khảo.

Phụ lục.

CHƯƠNG 1. NHU CẦU THỰC TIỄN VÀ TÌNH HÌNH NGHIÊN

CỨU THIẾT KẾ, CHẾ TẠO TRANG THIẾT BỊ TRINH SÁT PHÁT

HIỆN PHÓNG XẠ

Thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ, hạt nhân được sử dụng để quan trắc, thu thập

thông tin về trường bức xạ từ các hoạt động phóng xạ, hạt nhân và tai nạn hạt nhân. Các

thiết bị trinh sát bức xạ hạt nhân trên thế giới nói chung gồm 2 loại là máy đếm tia bức

xạ và máy đo phổ (nếu lấy tổng diện tích phổ thì cung cấp được thông tin như máy đếm

tia bức xạ - thông qua phương pháp chuyển phổ thành liều). Số liệu thu được có thể là

số đếm, tốc độ đếm hoặc phổ tia bức xạ (phân bố số đếm theo năng lượng), cũng có thể

được chuyển sang liều bức xạ hoặc suất liều bức xạ. Các máy đếm tia bức xạ nói chung

có cấu trúc đơn giản, thường là 1 ống đếm GM kết hợp với bộ đếm xung và hiển thị.

Các máy đo phổ thì phức tạp hơn về detector, tiền khuếch đại, khuếch đại phổ và hệ

thống phân tích phổ biên độ xung và lưu trữ.

Ngày nay các thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ, hạt nhân được sử dụng phổ biến

ở các quốc gia trên thế giới, kể cả các nước chưa có cơ sở hạ tầng hạt nhân, đặc biệt là

các hệ thống quan trắc phóng xạ môi trường (ERMSs). Hiện nay có rất nhiều các cấu

hình của thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ, hạt nhân được phát triển trên thế giới [1-

7]. Ví dụ, Tachimori Ohba và các cộng sự đã thiết kế thuật toán và mạch chuyển đổi

suất liều chiếu từ detector sử dụng tinh thể NaI(Tl) thành hệ thống đo suất liều chiếu sử

dụng trong lò phản ứng nước nhẹ [1]. Trong khi đó, các công trình [2, 3] phát triển thiết

bị quan trắc cầm tay kết nối mạng đo theo thời gian thực, thiết bị này sử dụng đường

thuê bao kỹ thuật số (DSL) và các kỹ thuật định dạng internet di động (IP). Sau sự cố

tại nhà máy điện hạt nhân Fukushima Daiichi, để giảm chi phí sản xuất và dễ dàng trong

vận hành, thao tác trong khi vẫn thu thập được các số liệu suất liều gamma môi trường

chính xác cho các ERMSs, Yang Ishigaki và các cộng sự đã phát triển thiết bị đo phóng

xạ môi trường bằng việc sử dụng detector p-i-n photodiode kết nối với điện thoại di

động thông minh qua cáp microphone và phần mềm chạy trên nền tảng iOS [4]. Hiện

nay, một số cấu hình ERMSs của các hãng thương mại đã được bảo hộ thông qua các

sáng chế [5, 6, 7]. Tuy nhiên, sử dụng các thiết bị trên không những có giá thành cao mà

còn khó khăn trong vận hành, sửa chữa và bảo dưỡng định kỳ. Hơn nữa, cơ chế, thuật

toán báo động, một vấn đề quan trọng, hiếm khi được đề cập đầy đủ trong các tài liệu

kèm theo của các hãng thương mại.

Cùng với sự phát triển của các kỹ thuật điện tử và công nghệ vật liệu, hiện nay các

loại thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ, hạt nhân vẫn được phát triển và nghiên cứu cải

tiến không ngừng. Trong các kỹ thuật tiên tiến hiện nay, mảng các phần tử logic khả dĩ

lập trình (FPGA) và kỹ thuật xử lý xung số (DSP) được ứng dụng rộng rãi trong việc

phát triển các loại thiết bị trinh sát phát hiện phóng xạ, hạt nhân [8 ,9]. Kỹ thuật này cho

phép thiết kế các thiết bị đo thế hệ mới có ưu điểm vượt trội là: giá thành thấp, dễ sử

dụng, nhỏ gọn và tiêu hao ít năng lượng. Hơn nữa, các thuật toán thông, minh ứng dụng

trí tuệ nhân tạo, máy học tiếp tục được hoàn thiện để đưa ra các số liệu chính xác, chi tiết

và tin cậy hơn.

1.1.Nhu cầu thực tiễn

1.1.1. Tình hình sử dụng các trang thiết bị trinh sát bức xạ trên thế giới.

Theo thống kê [10], từ năm 1980 đến 2013, thế giới xảy ra 634 vụ tai nạn bức xạ

và hạt nhân, trong đó, có hơn 100 sự cố và tai nạn bức xạ và hạt nhân nghiêm trọng điển

hình là các vụ Chernobyl (1986), Fukushima (2011),… Khi sự cố hạt nhân hoặc vụ thử

hạt nhân xảy ra, thì việc quan trọng nhất là xác định được vị trí và đặc tính của sự việc

để đánh giá hậu quả và đưa ra các hành động thích hợp nhằm tránh những hậu quả ảnh

hưởng lâu dài đến con người và môi trường sinh thái. Ngoài ra, trước sự xuất hiện và

gia tăng các vụ thử vũ khí hạt nhân công suất thấp, việc xây dựng ồ ạt các nhà máy điện

hạt nhân ở nhiều quốc gia và các thách thức an ninh phi truyền thống đã đòi hỏi phải

nghiên cứu chế tạo và phát triển các trang thiết bị trinh sát phóng xạ mà thành phần

chính của nó là hệ ghi đo bức xạ. Hơn nữa, với sự phát triển của kinh tế, hầu hết các

quốc gia trên thế giới đều cần có các thiết bị ghi đo bức xạ để sử dụng trong đào tạo, y

học hạt nhân, kiểm soát các cửa khẩu và trong nhiều ứng dụng khác.

Đối với các thiết bị ở dạng kết nối mạng quan trắc liên tục phóng xạ 24/24h, các

nước phát triển như Phần Lan, Canada, Đức, Pháp, Mỹ,… đều được trang bị hệ thống

quan trắc phóng xạ trực tuyến (gọi tắt là các trạm). Các trạm này thường hoạt động ở

trạng thái cố định hoặc di động. Đối với các lực lượng kiểm soát phóng xạ, hạt nhân

như: hải quan, biên phòng, các lực lượng ứng phó, thanh sát,… thì các trang thiết bị cầm

tay gọn, nhẹ để kiểm soát phóng xạ là không thể thiếu.

1.1.2.Nhu cầu trong quan trắc môi trường, phục vụ đào tạo của Việt Nam

Ngày nay, số lượng nhà máy điện hạt nhân ngày càng tăng nhanh ở nước láng

giềng Trung Quốc. Chiến lược phát triển điện hạt nhân của quốc gia này là mở rộng

xuống phía Nam và phát triển nhà máy điện hạt nhân nổi trên Biển Đông, trong khi Việt

Nam là quốc gia nằm trong khu vực dễ bị ảnh hưởng nhất do ở phía dưới các luồng

không khí vận chuyển trong các mùa Thu, Đông và Xuân. Thêm vào đó, sự hoạt động

khai khoáng của các mỏ quặng chứa phóng xạ và các nhà máy nhiệt điện thải vào môi

trường các xỉ than có chứa phóng xạ cũng là một vấn đề quan trọng cần được giám sát,

theo dõi. Ngoài ra, các thiết bị ghi đo bức xạ cũng được sử dụng trong đào tạo đại học,

y học và xạ trị hạt nhân, kiểm soát an ninh bức xạ tại các cửa khẩu và trong nhiều ứng

dụng kinh tế kỹ thuật khác.

1.1.3. Các hệ đo hướng tới gọn nhẹ và tiết kiệm năng lượng

Theo sự phát triển của công nghệ, các hệ đo phóng xạ nói chung cũng như các hệ

trinh sát phóng xạ nói riêng đều hướng tới gọn, nhỏ và tiết kiệm năng lượng. Các hệ

trinh sát phóng xạ cũng như các hệ điện tử đã chuyển từ các giai đoạn lắp ráp bằng bóng

đèn điện tử, bóng bán dẫn, mạch tích hợp (IC) sang mạch tích hợp với vi điều khiển và

hiện nay là mảng linh kiện tích hợp bậc cao như FPGA kết hợp với các Flash ADC.

Hiện tại, các hệ đo loại mới này xử lý tín hiệu số bằng những chương trình nhúng

(firmware) do người thiết kế tạo nên. Đi kèm với sự phát triển của công nghệ linh kiện,

các phần mềm gốc cũng rất phong phú và có hỗ trợ trong quá trình thiết kế [11] [12].

1.1.4. Yêu cầu về làm chủ công nghệ

Một trong những yêu cầu rất khắt khe của công nghiệp quốc phòng là phải đảm

bảo luôn sẵn sàng chiến đấu kể cả số lượng lẫn chất lượng. Do đó, các phương tiện và

trang thiết bị phải được chủ động sửa chữa, lắp ráp và bảo dưỡng (cho dù các phương

tiện trinh sát phóng xạ chiếm một tỷ lệ rất nhỏ trong chi phí quốc phòng). Việc mua trọn

vẹn thiết bị trinh sát phóng xạ từ nước ngoài chỉ giúp chúng ta nhanh có được phương

tiện sử dụng. Mỗi khi có trục trặc, hỏng hóc thì lại phải gửi đi sửa chữa rất tốn kém kinh

phí, thời gian chờ đợi và không có phương tiện sử dụng trong khoảng thời gian đó. Vì

lẽ như vậy, cần thiết có nghiên cứu chế tạo các thiết bị trinh sát phóng xạ để làm chủ

trong sản xuất, bảo dưỡng, sửa chữa và thay thế, giảm lệ thuộc bảo trì, bảo dưỡng vào

nước ngoài.

1.1.5. Khả năng chế tạo nhanh, chất lượng ổn định và nguồn linh kiện vật tư

Từ ngày hình thành đến nay, ngành hạt nhân Việt Nam đã có nhiều đề tài, luận án

[13, 14] nghiên cứu chế tạo thiết bị quan trắc và trinh sát phóng xạ, đo liều bức xạ và cả

đo phổ bức xạ. Tuy nhiên, hầu hết các nghiên cứu đó đều dừng ở việc chế tạo ra một vài

mẫu máy theo kinh phí đề tài. Một lý do lớn là chế tạo các hệ đo phóng xạ bằng linh

kiện rời, thuộc loại hệ tương tự đòi hỏi mất nhiều thời gian để hiệu chỉnh, trong khi các

điều kiện kỹ thuật như mạch in, thiết bị kiểm tra các thông số của linh kiện chưa được

đáp ứng. Việc số hóa hệ đo cho phép chế tạo hàng loạt, nhanh và chất lượng ổn định sau

khi nghiên cứu xong. Đề tài cấp Bộ Quốc phòng: “Nghiên cứu thiết kế, chế tạo thiết bị

quan trắc liên tục bức xạ gamma môi trường dùng cho trạm cố định sử dụng kỹ thuật

truyền dữ liệu vệ tinh” thuộc Chương trình KHCN cấp Bộ Quốc phòng: “Nghiên cứu

kỹ thuật, an toàn hạt nhân đảm bảo sẵn sàng chiến đấu cho Quân đội giai đoạn 2016-

2020 và định hướng tới những năm tiếp theo”, mã số KC.AT [15] chính là một ví dụ

cho đánh giá trên.

1.2. Tình hình nghiên cứu và chế tạo trên thế giới

1.2.1. Tổng quan nghiên cứu và chế tạo detector nhấp nháy không dùng PMT

trên thế giới

Những ý tưởng chế tạo detector nhấp nháy không dùng PMT mà dùng PIN

photodiode để biến chùm photon do chất nhấp nháy phát ra thành tín hiệu điện đã được

bắt đầu từ những nghiên cứu ghi đo bức xạ trên máy gia tốc trong những năm 1960 do

loại đầu đo này tiêu thụ năng lượng ít, gọn nhẹ và có độ bền cao và đặc biệt là không

ảnh hưởng bởi từ trường [16]. Sau đó, các tác giả [17, 18] đã ghép nối tinh thể nhấp

nháy hữu cơ với PIN photodiode để thiết kế hệ phân tích thời gian với các chất nhấp

nháy nhanh. Do PIN photodiode không có khuếch đại nội nên người ta đã nghĩ đến việc

sử dụng các Alavanche Photodiode (APD) để tín hiệu trở nên lớn hơn, tăng được tỷ số

tín hiệu trên tạp âm, tuy nhiên do công nghệ chế tạo thời đó dẫn đến sự không ổn định

của APD nên hướng phát triển này chủ yếu được áp dụng trong các hệ đo thuộc lĩnh vực

vật lý năng lượng cao. Các ý tưởng sử dụng PIN photodiode tiếp tục được duy trì và

phát triển cả sang hướng xây dựng các hệ đo phổ gamma. Nghiên cứu đầu tiên đạt được

những thành tích đáng kể do nhóm của U. Kilgusthực hiện [19]. Năm 1985, M. R.

Squillante và các cộng sự đã công bố một số kết quả xây dựng hệ đo dùng detector nhấp

nháy gắn APD diện tích lớn để đo bức xạ gamma [21]. Trên Hình 1.1 [21] là phổ thu

được khi gắn tinh thể nhấp nháy NaI(Tl) với APD đo vạch 662 keV của đồng vị 137Cs.

Rõ ràng là, với APD có diện tích lớn hơn, tạp âm sẽ lớn hơn (Hình 1.1b). Lý do đơn

giản là APD có diện tích lớn hơn sẽ có điện dung lớn hơn và như vậy, tiếng ồn ở lối ra

tiền khuếch đại sẽ cao hơn. Kết quả là ngưỡng cắt phổ trên Hình 1.1b cao hơn ngưỡng

cắt phổ trên Hình 1.1a. Tất nhiên độ phân giải năng lượng của đỉnh ứng với hệ có APD

kích thước nhỏ hơn sẽ tốt hơn độ phân giải của hệ có APD với kích thước lớn hơn.

a. SiAPD có đường kính 2,5 cm, FWHM = 8,5%.

b. SiAPD có đường kính 3,7 cm, FWHM = 10,5%.

Hình 1.1. Phổ 137Cs, đỉnh năng lượng 662 keV thu được khi gắn APD với NaI(Tl) [21]

Năm 1992, M. Suffert đã tổng kết lại tình hình nghiên cứu chế tạo detector nhấp

nháy không sử dụng PMT [20] từ những năm 1962 đến 1992. Trong công bố này, M.

Suffert đã chỉ ra khả năng phát triển mạnh mẽ các ứng dụng sử dụng các detector nhấp

nháy không sử dụng PMT. Ngoài các lý do như khả năng làm việc trong từ trường mạnh,

tiết kiệm năng lượng và có độ bền cao, việc sử dụng phương thức ghép nhấp nháy với

APD còn có một lợi thế rất lớn nữa là có thể chế tạo các hệ detector nhạy vị trí, có kích

thước với tiết diện cỡ mm2 - điều không thể đạt được với các detector nhấp nháy sử dụng

PMT thông thường.

Cũng từ [21], cho thấy xuất hiện 2 vấn đề như sau:

- Thứ nhất, bản thân APD cũng là một detector bán dẫn thuộc loại Si nên có khả

năng ghi các lượng tử gamma mềm và tia X. Trong trường hợp này, điện tích được tạo ra

ví dụ với photon có năng lượng 100 keV vào cỡ (chưa tính đến sự khuếch đại) 28.000 cặp

electron-lỗ trống. Trong khi đó, tia gamma có năng lượng 511 keV tương tác với tinh thể

nhấp nháy NaI(Tl) tạo ra các photon đi đến APD để có thể tạo ra khoảng 16.000 cặp

electron-lỗ trống. Như vậy, cần lưu ý điều này trong quá trình thiết kế detector với tinh

thể nhấp nháy có độ dày đủ lớn nhằm giảm gamma mềm đi đến APD (tính toán nói trên

được nêu trong Phụ lục 1). Hoặc có thể sử dụng loại APD có độ dày rất nhỏ và có bộ phản

xạ ngược ánh sáng để hấp thụ hết các photon sáng từ tinh thể nhấp nháy, điển hình là loại

photodiode S12497 của hãng Hamamatsu.

- Thứ hai, vấn đề sử dụng APD với kích thước lớn đồng nghĩa với điện dung lối

vào của tiền khuếch đại lớn, và như vậy, kéo theo tiếng ồn ở lối ra của tiền khuếch đại

tăng lên, dẫn đến độ phân giải năng lượng của hệ tồi đi. Nếu tăng điện áp bias đặt lên

APD thì điện dung APD giảm đi nhưng lại làm tăng khả năng ghi gamma mềm. Hơn

nữa, dòng rò của APD tăng lên lại làm tiếng ồn tăng. Ngoài ra, khi tăng điện áp bias thì

hệ số khuếch đại tăng, tất nhiên việc tăng này làm cho cả hệ càng nhạy cảm với nhiệt độ

của môi trường đo [22].

Theo đánh giá của F. Knoll [24], các quang đi-ốt mang đến những lợi thế về hiệu

suất lượng tử cao hơn, do đó có khả năng cho độ phân giải năng lượng tốt hơn, tiêu thụ

năng lượng thấp hơn, kích thước nhỏ gọn hơn, và độ bền cơ học được cải thiện so với

các ống PMT khi được sử dụng trong detector nhấp nháy. Các quang đi-ốt cũng gần như

không nhạy với từ trường và do đó, có thể được thay thế trong các thí nghiệm mà ở đó

trường từ mạnh ngăn cản việc sử dụng các ống PMT.

Cũng theo Knoll, trong quang đi-ốt cổ điển do không có sự khuếch đại nội nên tín

hiệu có cường độ rất nhỏ. Trong một sự kiện nhấp nháy thông thường, chỉ có vài nghìn

lượng tử khả kiến được sinh ra, cho nên độ lớn của xung điện tích luôn nhỏ hơn số

photon nói trên nhân với điện tích của một electron. Do biên độ tín hiệu nhỏ nên tiếng

ồn từ các thăng giáng do các phần tử mang điện được tạo ra bởi dòng điện tối (cường

độ tăng khi nhiệt độ tăng) là vấn đề chủ yếu đối với các đầu đo có diện tích lớn và các

bức xạ có năng lượng thấp. Vì vậy, hệ thống nhấp nháy gắn quang đi-ốt cổ điển có độ

phân giải năng lượng không cao và tiếng ồn từ quang đi-ốt có thể giảm mạnh khi được

làm lạnh. Những ứng dụng thành công cho đến nay chủ yếu là đo các bức xạ có năng

lượng cao [25, 26, 27] và/hoặc các quang đi-ốt đường kính nhỏ có dòng điện tối và điện

dung nhỏ.

Nhiều vật liệu bán dẫn khác nhau có thể được sử dụng làm các quang đi-ốt cổ điển

như Si, Ge, Hg [28, 29] là một ví dụ về chất bán dẫn có vùng cấm rộng, các loại quang

đi-ốt này đạt được dòng điện tối rất thấp ở nhiệt độ phòng thí nghiệm. Mặt khác, đáp

ứng phổ của chúng cũng rất rộng, hiệu suất lượng tử có thể đạt đến 90% trong vùng

bước sóng 380 và 550 nm. Do đó, độ phân giải năng lượng là rất tốt, và người ta đã đo

được [30] quang đi-ốt HgI2 đường kính 2,54 cm ghép nối với chất nhấp nháy CsI(Tl) có

giá trị độ phân giải vào cỡ 5% tại 662 keV.

Có thể làm tăng lượng điện tích từ một sự kiện nhấp nháy điển hình thông qua quá

trình thác lũ xảy ra trong một loại chất bán dẫn ở các giá trị điện áp nuôi cao. Những

phần tử mang điện tích được gia tốc đủ mạnh giữa các va chạm để tạo ra thêm các cặp

điện tử-lỗ trống dọc theo quãng chạy thu hồi, theo cách tương tự như sự nhân điện tích

xảy ra trong ống đếm tỷ lệ. Độ khuếch đại nội giúp kéo tín hiệu vượt lên khỏi mức nhiễu

và cho phép thu được độ phân giải năng lượng tốt ở chế độ hoạt động xung với năng

lượng bức xạ thấp hơn so với khi sử dụng các quang đi-ốt thông thường. Do hệ số khuếch

đại rất nhạy với điện áp nuôi nên để có hoạt động ổn định, các quang đi-ốt thác lũ đòi

hỏi cung cấp cao áp với mức ổn định cao (nhưng không đòi hỏi công suất lớn như PMT).

Trong những năm gần đây, việc nghiên cứu chế tạo các detector nhấp nháy gắn

APD hoặc quang đi-ốt cổ điển được rộng mở theo các hướng như:

- Nghiên cứu lựa chọn lớp vỏ bọc tinh thể để giảm thiểu sự mất photon do nhấp

nháy phát ra khi tia gamma tương tác với tinh thể nhấp nháy.

- Sử dụng các tiền khuếch đại có tiếng ồn thấp, độ nhạy cao và dải điện dung

detector được mở rộng.

- Thử nghiệm với các loại nhấp nháy với các loại quang đi-ốt khác nhau.

Một trong những nghiên cứu điển hình đã được công bố năm 2008 bởi Martin

Gascon và các cộng sự [31], trong đó quang đi-ốt thác lũ là S8664-1010 của hãng

Hamamatsu được ghép với tinh thể nhấp nháy CsI(Tl). Các tinh thể nhấp nháy có tiết

diện 1x1 cm2 và có chiều dài 1,5 và 10 cm. Nguồn phóng xạ dùng để thử nghiệm là đồng

vị 137Cs. Các tác giả đã có những kết quả về độ phân giải năng lượng tương ứng với lớp

bọc tinh thể CsI(Tl) được thể hiện ở Bảng 1.1 (trước khi tối ưu các thông số khác):

Bảng 1.1. Lớp vỏ bọc và độ phân giải năng lượng của detector

Độ phân giải năng lượng (%) Vật liệu

25,95 ± 0,34 Teflon (300 m)

Teflon + giấy phủ nhôm 10,00 ± 0,09

Teflon + băng phủ bột từ 8,68 ± 0,09

Teflon + giấy phủ đồng 8,41 ± 0,08

Teflon + lá nhôm mỏng 7,48 ± 0,08

Kết quả thực nghiệm cũng cho thấy, hệ đạt độ phân giải tốt nhất khi thế bias là

khoảng 380 V; shaping time cỡ 4 s trở lên là chấp nhận được; kích thước tinh thể không

ảnh hưởng tới vị trí của đỉnh quang điện. Các tác giả [31] đã thu được phổ của 137Cs như

ở Hình 1.2.

Hình 1.2. Phổ của 137Cs đo với CsI(Tl) ghép cùng APD S8664-1010 [31]

Với ý tưởng thiết kế vỏ bọc cần được tính mô phỏng trước khi triển khai thực hiện, năm

2011, các tác giả Jin Hyoung Bai và Joo Ho Whang đã công bố kết quả nghiên cứu “The

Optimization of CsI(Tl)-PIN Photodiode for High-Energy Gamma-Ray Detection” [32].

Hình 1.3. Các phổ thu được đo với 22Na và 60Co [32]

So với các kết quả đo 137Cs của các tác giả trong [31] thì độ phân giải năng lượng

của hệ này kém hơn, đó là vì quang đi-ốt cổ điển được sử dụng thay cho quang đi-ốt

thác lũ. Các kỹ thuật xử lý tinh thể CsI(Tl) sau khi mài để thu được chất lượng phổ cũng

được các tác giả trong [33] đề cập đến.

Việc đánh giá tạp âm và tín hiệu, độ phân giải năng lượng của detector nhấp nháy

CsI(Tl) ghép với quang đi-ốt cũng đã được xem xét trong [34]. Các tác giả đã sử dụng tinh

thể CsI(Tl) diện tích bề mặt 1 × 1 cm2 ghép nối với quang đi-ốt do Viện Electronics and

Telecommunications Research (ETR) thiết kế và so sánh với hệ ghép với quang đi-ốt

S3590-01 của hãng Hamamatsu. Tiền khuếch đại được sử dụng trong thí nghiệm này là eV-

5093, đây là loại tiền khuếch đại thuộc loại có độ nhạy cao nhất (3,6 V/pF) trong các loại

tiền khuếch đại của hãng Kromek. Quang đi ốt S3590-01 có điện dung cỡ khoảng 70 pF.

Kết quả đo đối với nguồn 60Co được đưa ra trên Hình 1.4 [34].

Hình 1.4. Kết quả đo với quang đi-ốt Viện ETR và S-3590-01[34]

Tất cả các hướng nghiên cứu nêu trên nhằm vào bài toán đo năng lượng cao của

photon. Để chuyển thành các phổ kế gamma năng lượng thấp thì các hệ đo như vậy cũng

có thể sử dụng được. Một xu hướng thứ 3 cho hệ phổ kế có chất lượng tốt hơn hẳn là

kết hợp chất nhấp nháy LaBr3(Ce) kết hợp với APD S8664-1010 do hãng Hamamatsu

sản xuất, với tiền khuếch đại nhạy điện tích có độ nhạy cao như eV-5093. Chất nhấp

nháy LaBr3(Ce) có độ ra sáng 65.000 photon/MeV, gấp 1,65 lần độ ra sáng của NaI(Tl),

độ ra sáng này không bị ảnh hưởng bởi nhiệt độ. Hằng số thời gian suy giảm của cường

độ chớp sáng của LaBr3(Ce) là 16 ns. Khối lượng riêng của LaBr3(Ce) là 5,08g/cm3.

Như vậy, đầu đo nhấp nháy sử dụng LaBr3(Ce) có hiệu suất ghi và độ phân giải năng

lượng cao và sẽ cho kết quả rất tốt trong các hệ xử lý, đo khoảng thời gian. Các tác giả

trong [35] đã thu được những kết quả rất tốt. Ví dụ như về độ phân giải năng lượng như

Bảng 1.2 và phổ thu được trên Hình 1.5 khi đo với 137Cs [35].

Bảng 1.2. So sánh kết quả sử dụng APD S8664-1010 và PMT XP-5300

APD PMT Tinh thể LaBr3(Ce)

Kích thước (mm) Ngưỡng PHR PHR

Ф25×h25 66 keV 5,0% 3,2%

10×10×10 19 keV 3,0% 2,7%

Ф6×h6 20 keV 3,1% 3,2%

Công bố“Si-APD Readout for LaBr3:Ce Scintillator” trên Nuclear Instruments and

Methods in Physics Research A V.571 (2007) [36] trước đó chỉ 2 năm lại có kết quả hơi

khác: độ phân giải năng lượng đo với 662 keV ở [36] lớn gấp đôi ở [35]. Hình 1.6 là độ

nháy LaBr3(Ce) gắn với quang đi-ốt thác lũ S8664-1010 có độ rộng nửa chiều cao ở

đỉnh lớn hơn so với nhấp nháy ghép với APD (7,3% so với 3,1%). Có lẽ nguyên nhân ở

chỗ giá trị điện áp bias cho APD được đặt tối ưu hơn hoặc có những xử lý đặc biệt trong

việc thiết lập hệ thống giảm nhiễu cho tiền khuếch đại, mà đáng tiếc là trong [36] không

có thông tin về vấn đề này.

Hình 1.5. Phổ đo của hệ sử dụng LaBr3(Ce)với 137Cs [35]

Hình 1.6. Kết quả so sánh độ phân giải năng lượng đo với nguồn 137Cs [36]

Các hệ thống nhấp nháy ghép với quang đi-ốt đã được sử dụng để đo bức xạ ở các

thí nghiệm trên máy gia tốc, đo trong chụp ảnh phóng xạ chẩn đoán hình ảnh trong y

học hạt nhân,… Việc đưa ra ngoài môi trường tự nhiên để giám sát môi trường phóng

xạ chưa được nhắc đến. Có thể dự đoán lý do chủ yếu là hệ số khuếch đại và một số

thông số khác của hệ đo chưa đủ ổn định, chưa phù hợp để đảm bảo chất lượng các phép

đo ngoài môi trường – nơi nhiệt độ biến thiên nhanh và rộng.

Như vậy, trên thế giới hiện nay, để lắp ráp detector nhấp nháy với quang đi-ốt, có

những phương hướng như sau:

- Loại chất nhấp nháy chủ yếu gồm LaBr3(Ce), để dùng trong hệ phân tích thời

gian và đo phổ gamma tới; CsI(Tl) - dùng để đo phổ bức xạ gamma.

- Các quang đi-ốt cổ điển (ví dụ như S3590-01) và các quang đi-ốt thác lũ (như

S8664-1010) có thể sử dụng với 2 loại tinh thể nói trên.

- Cần phải có ổn định phổ hoặc hiệu chỉnh phổ (hoặc cả hai) thì mới có thể triển

khai ứng dụng hiệu quả detector nhấp nháy dùng quang đi-ốt cho các phép đo hiện

trường và các phép đo có thời gian kéo dài do ảnh hưởng của nhiệt độ đến dòng rò,

tiếng ồn và hệ số khuếch đại của quang đi-ốt.

1.2.2. Nghiên cứu và chế tạo hệ thống xử lý tín hiệu số

Từ những năm đầu thập niên 90, sự phát triển của bộ chuyển đổi tương tự - số (ADC)

với tốc độ và khả năng phân giải cao đã mở ra triển vọng xử lý số các xung ra từ detector.

Hiện nay, nhiều hệ phổ kế sử dụng phương pháp xử lý số đã chứng tỏ được những lợi thế

quan trọng hơn hẳn hệ phổ kế kinh điển. Cho đến thời điểm hiện tại, kỹ thuật xử lý xung số

DPP (Digital Pulse Processing) đã được áp dụng rộng rãi vào lĩnh vực ghi đo bức xạ, hạt

nhân. DPP là kỹ thuật xử lý số các tín hiệu được số hóa trực tiếp từ tiền khuếch đại của

detector để cho ra các thông tin về năng lượng, thời gian đến,... của bức xạ. Có nhiều giải

thuật DPP như: Phân tích độ cao xung cho thông tin năng lượng (Pulse-Height Analysis);

Tích phân điện tích cho thông tin vị trí đỉnh và điện tích (Charge Integration); Đo thời gian

cho thông tin thời gian đến (Time Measurement),...

a) Hệ đo phổ kinh điển và hệ đo xử lý số tín hiệu bức xạ

Các hệ đo phổ kinh điển là các hệ phổ kế có sử dụng các khuếch đại phổ và các

MCA thường gắn liền với máy tính và có phần mềm được cài đặt để xử lý số liệu, lưu

trữ và lấy ra các thông tin cần thiết. Có thể tóm tắt quá trình xử lý xung như sau: Detector

biến đổi năng lượng tia bức xạ thành tín hiệu điện và tín hiệu này từ tiền khuếch đại

được đưa vào bộ khuếch đại hình thành xung để khuếch đại và tạo dạng thích hợp cho

ADC – các ADC làm việc ở chế độ PHA (Pulse-Height Analysis).

Khác với hệ phổ kế truyền thống như ở trên, các hệ đo xử lý tín hiệu số có cấu trúc

như ở Hình 1.10. Trong các phổ kế loại này, tín hiệu từ lối ra của tiền khuếch đại được

số hóa bằng Flash ADC ở chế độ lấy mẫu (Sample) và với bộ dữ liệu số, quá trình xử lý

được thực hiện bằng chương trình nạp vào mảng các phần tử logic FPGA.

Hình 1.7. Sơ đồ khối của một hệ phổ kế xử lý số

So với việc chế tạo các khối khuếch đại và MCA bằng các linh kiện rời (khá tốn

thời gian và kỹ năng để lắp ráp và hiệu chỉnh), việc chế tạo các linh kiện logic có khả

năng nạp chương trình điều khiển dễ dàng hơn rất nhiều. Khi đã có chương trình xử lý

tối ưu, việc biên dịch ra ngôn ngữ máy và nạp vào mảng linh kiện lập trình nhanh chóng

cho phép chế tạo hàng loạt hệ đo trong một thời gian ngắn. Vấn đề chỉnh sửa các thông

số của hệ đo như thay đổi các tham số của hàm lọc,… sẽ dễ dàng được thực hiện bằng

chỉnh sửa phần mềm và cài đặt lại.

Trên thế giới, hệ thống xử lý số tín hiệu bức xạ đã được nghiên cứu và phát triển

từ những năm 1990 [37, 38, 39]. Trong [37], các tác giả đã xây dựng một phương pháp

mới cho hệ phổ kế gamma độ phân giải cao bằng cách đưa ra sơ đồ mô tả quá trình xử

lý xung số như ở Hình 1.8. Các thử nghiệm được thực hiện trên hệ thống detector bán

dẫn HPGe, ADC 12 bit lấy mẫu với với tần số 25 MSPS, cửa sổ động (MWD) có kích

thước 125 giá trị mẫu. Các kết quả thực nghiệm cho thấy hệ DPP có các ưu điểm:

- Sự mất số đếm là thấp nhất (khi so sánh với hệ kinh điển dùng xung dạng Gauss

và xung từ cổng tích phân GI).

- Có được độ phân giải năng lượng tốt nhất (1,88; 2,06 và 2,92 keV – tương ứng

DPP, GI và Gauss).

Hình 1.8. Sơ đồ thuật toán DPP

b) Quá trình phát triển giải thuật số DPP

Năm 1994, T. Giocđanov và F. Knoll đã xây dựng các hàm lọc số để khi tổng hợp

với xung số (dạng có đuôi là hàm e mũ) sẽ cho ra các xung số dạng hình thang, tam giác

[38]. Các phép toán trong điều kiện rời rạc hóa biến thành các phép cộng, trừ và điều

này cho phép tính toán nhanh các kết quả. Kết quả sẽ tính ra được biên độ xung vào

ADC tốt hơn, nhanh hơn và dễ thực hiện hơn hẳn so với hệ phổ kế kinh điển. Các thực

nghiệm đã được tiến hành với detector HPGe loại p và detector p-i-n Si đo tia X và cho

các kết quả như các tác giả đã dự đoán về tỷ số tín hiệu trên tạp âm. Trên Hình 1.9 là

lưu đồ thuật toán mà Giocđanov đã đề ra [38]:

Hình 1.9. Lưu đồ thuật toán. Kí hiệu chức năng các khối: - adder/subtracter; ACC -

accumulator, X - multiplier; DELAY - delay pipeline [38]

Trong [39], Arcos cùng cộng sự đã thử nghiệm sử dụng máy tính cá nhân tạo thiết

bị làm khớp các giá trị mẫu biên độ từ ADC lấy mẫu với tốc độ 100 MSPS với hơn 100

bộ mẫu từ detector Ge(Li) đo 60Co. So sánh hai kết quả phổ phân bố biên độ xung như

Hình 1.10 [39] thì có thể nhận xét là phương thức cho kết quả chưa được như các phổ

kế truyền thống .

Không có xử lý số Sau xử lý số

Hình 1.10. So sánh các kết quả phổ phân bố biên độ xung [39]

DPP cũng đã được áp dụng cho các phép đo với gamma năng lượng thấp và các

tác giả trong [40] đã đưa ra các gợi ý xử lý cửa sổ động (MWD) phục hồi đường cơ sở,

điều kiện để các phép lọc số trở nên có chất lượng và một số vấn đề khác như lọc cực 0,

chồng chập xung...

Việc xuất hiện phương pháp xử lý số xung điện từ các detector ghi đo bức xạ đã

đặt ra vấn đề phát triển các hệ thống phần mềm tương ứng. Một trong các phát triển đó

được công bố trên tạp chí Nuclear Instruments and Methods in Physics Research của

Xiao và các cộng sự [51]. Các tác giả đã dựa trên ngôn ngữ lập trình MATLAB để dựng

hệ thống mô phỏng các phổ kế. Hệ thống này cho phép thử nghiệm các hàm lọc với các

bộ mẫu xung thu từ thực tế để làm nền tảng cho thiết kế các hệ phổ kế. Trong [51], lưu

đồ thuật toán xử lý xung số được biểu diễn trên Hình 1.11. Dựa vào lưu đồ này, có thể

thấy kết quả cuối cùng được quan tâm chủ yếu là phổ biên độ xung. Tất nhiên có thể

thấy ngay là vấn đề chồng chập xung chưa được quan tâm ở hệ thống mô phỏng này.

Hình 1.11. Lưu đồ thuật toán xử lý xung số [51]

Trong tình hình hệ thống xử lý số phát triển mạnh mẽ, IAEA đã xuất bản tuyển tập

TECDOC1076 năm 2010 với tiêu đề “Instrumentation for Digital Nuclear Spectroscopy”

[46] nhằm hệ thống lại và cung cấp bức tranh, phương thức phát triển để trợ giúp cho tất

cả các phòng thí nghiệm hạt nhân và các hãng chế tạo thiết bị ghi đo bức xạ. Trong

TECDOC này, đã cung cấp các bức tranh gồm những vấn đề như sau:

- Thiết lập hệ phổ kế xử lý số (DMCA) cho detector bán dẫn HPGe trong trường

gamma mạnh.

- Xung số cho hệ phổ kế xử lý số.

- Phương pháp xử lý số để tối ưu độ phân giải năng lượng trong phổ kế gamma.

- Thiết lập xử lý số cho hệ phổ kế đo hủy cặp positron.

Ngoài ra, [46] còn đề cập đến nhiều vấn đề liên quan khác để phục vụ các bài toán

khác nhau trong ghi đo bức xạ.

Các hãng chế tạo thiết bị ghi đo bức xạ hạt nhân cũng tham gia lĩnh vực số hóa

thiết bị hạt nhân hết sức mạnh mẽ như Canberra, Ortec… Trong số đó, CAEN

(Costruzioni Apparecchiature Elettroniche Nucleari) đã xuất bản tài liệu hệ thống kiến

thức [43] về DPP.

Tài liệu [43] đã mô tả lại hệ phổ kế kinh điển với các chức năng chính là đo biên

độ và xác định thời điểm xảy ra tương tác của bức xạ với detector. Một cách đầy đủ

nhất, cần hình dung quá trình đó như trên Hình 1.12.

Hình 1.12. Mô tả cấu trúc một hệ phổ kế kinh điển [43]

Quá trình xử lý xung được thể hiện như ở Hình 1.13, như sau:

Hình 1.13. Quá trình xử lý xung trong hệ phổ kế kinh điển [43]

Với sự phát triển của công nghệ chế tạo linh kiện bán dẫn, hệ thống xử lý số đã trở

nên có chất lượng tăng nhanh dựa trên tốc độ lấy mẫu và chất lượng của ADC (tốc độ

lấy mẫu đạt đến 500 MSPS hoặc cao hơn và độ phân giải đạt 12 – 16 bit). Về nguyên

tắc, hệ xử lý số sẽ lưu lại số liệu về xung khi hệ báo có xung khởi phát và các giá trị của

các mẫu (trong cửa sổ) sẽ được lưu lại ở bộ nhớ đệm - tương tự như dao động ký số.

Quá trình lấy mẫu xung được mô tả trên Hình 1.14 [43].

Với hệ thống này, có những điểm rất quan trọng và đặc trưng như sau:

- Hệ thống nhớ (Multi Event Memory) cho phép giảm thời gian chết đi rất nhỏ và

hạn chế được sự tràn các ô nhớ;

- Cho phép đồng bộ được hệ thống phân tích và hệ thống kênh truyền, có thể phát

triển từ một hoặc vài kênh lên hàng ngàn kênh với các chức năng khác nhau;

- Băng truyền dữ liệu cao;

- Có hệ thống FPGA và DSP cho phép xử lý và rút gọn dữ liệu theo thời gian thực

(online).

Hình 1.14. Mô tả xung số [43]

Như vậy, cấu trúc nguyên lý của hệ đo xử lý xung số được mô tả như Hình 1.15 [43].

Hình 1.15. Cấu trúc nguyên lý của hệ đo xử lý xung số [43]

Trong tài liệu [43] đã đưa ra các ưu điểm của việc xử lý số tín hiệu như sau:

- Bằng một mảng linh kiện (board), cũng phân tích và thu thập được các thông tin về

năng lượng, thời điểm xuất hiện và dạng xung – tính kinh tế cao và dễ thực hiện;

- Các dữ liệu được số hóa nên có độ ổn định tốt, độ tuyến tính cao và có thể tái xử lý

do lưu giữ được toàn bộ hình ảnh về xung;

- Dải động lớn và phân tích được cả ngoài dải động;

- Cho phép chính xác sự chồng chập xung, hụt đạn đạo và thăng giáng đường cơ sở;

- Giữ được nhiều kênh đồng bộ và tương quan, thực hiện phép đo trùng phùng/đối

trùng khi phép đo thực nghiệm đã kết thúc;

- Thời gian chết rất thấp nên có tốc độ thu thập dữ liệu cao;

- Thuận tiện thay đổi thuật toán (xóa chương trình cũ, nạp chương trình mới);

- Hiệu chỉnh và chuẩn hệ đo dễ hơn, tự động và nhanh chóng.

Đồng thời, trong tài liệu [43] cũng đánh giá 2 khó khăn cho việc phát triển DPP là:

- Cần hiểu sâu về thuật toán và nhiều vấn đề liên quan nên cần hiểu biết tốt các

quá trình vật lý và thời gian đào tạo;

- Cần có kiến thức và kỹ năng lập trình tốt với các ngôn ngữ lập trình bậc cao như

VHDL, Verilog hoặc cần có trợ giúp của các lập trình viên.

Liên quan đến việc trích xuất và xử lý dữ liệu ra, có 3 cách để thực hiện DPP như

sau [43]:

- Mode dao động ký: chuyển dữ liệu từ cửa sổ vào buffer. Như biểu diễn trên Hình

1.16, mỗi khi có phát hiện xung, hệ thống số hóa sẽ ghi các giá trị mẫu trong cửa sổ vào

một buffer. Cách này thường được sử dụng để quan sát tín hiệu, thiết lập các thông số

hệ đo, đánh giá các bộ lọc số… Với mode này, có thể sử dụng các thuật toán off-line

viết bằng C, MATLAB…để xử lý. Phương thức này rất phù hợp để phát triển thuật toán

và thử nghiệm.

Hình 1.16. Mode dao động ký trong trích xuất và xử lý dữ liệu [43]

- Mode liệt kê: Ở mode này, DPP được thực hiện dựa vào các dữ liệu về các mẫu

được đưa ra liên tục. Mỗi khi phát hiện xung, biên độ (hoặc các thông tin khác) được

tính toán và ghi vào một bộ nhớ khác. Các dữ liệu về biên độ xung sẽ được đọc ra khi

có yêu cầu hoặc khi cần thiết trong khi các giá trị mẫu vẫn liên tục được đưa ra và ghi

vào bộ nhớ khác. Với cách làm này, có thể coi là thời gian chết “bằng 0”. Vì vậy, hệ đo

sử dụng mode này có thể ghi đo bức xạ với tốc độ rất cao.

- Mode “trộn”: Ở phương thức làm việc này, bộ số hóa sẽ cung cấp cả các thông

số về xung (năng lượng, thời điểm…) lẫn bộ giá trị các mẫu thu được. Lượng dữ liệu

mẫu trong trường hợp này thấp hơn ở Mode liệt kê do hệ chỉ đọc và ghi một phần của

tín hiệu khi nhận thông tin về năng lượng/thời gian hoặc thông tin nào đó theo ý muốn

của người đo. Ví dụ như chỉ cần đọc một vài giá trị mẫu quanh giá trị ngưỡng (hoặc

điểm 0) để làm tăng độ phân giải thời gian và đánh dấu thời điểm xung xuất hiện. Ngoài

ra, cũng có thể cần đọc một đoạn xung vào để phân tích off-line. Phương thức này được

thể hiện trên Hình 1.17 [43].

Hình 1.17. Mode trộn trong trích xuất và xử lý dữ liệu [43]

Vấn đề các thuật toán xử lý xung số cũng được trình bày trong [43]:

- Đánh dấu thời điểm và các hàm lọc thời gian: Thông thường, hệ đánh dấu thời

điểm sẽ khởi phát khi tín hiệu vượt ngưỡng (bằng hệ triger). Tuy nhiên trong thực tế, do

các quá trình thăng giáng của đường cơ sở, chồng chập xung và tạp âm của hệ đo nên

thời điểm đánh dấu không chuẩn xác. Điều này dẫn tới mất dữ liệu - những sự kiện quan

trọng cần được ghi đo và ghi những dữ liệu không cần thiết. Do vậy, việc tách lấy các

“xung tốt” khỏi ảnh hưởng của thăng giáng đường cơ sở, chồng chập xung tạp âm hoặc

các hiệu ứng không mong muốn khác là rất quan trọng. Trên Hình 1.18 thể hiện việc

khởi phát đánh dấu thời điểm trước và sau hàm lọc thời gian [43].

Hình 1.18. Khởi phát đánh dấu thời điểm trước và sau lọc thời gian [43]

Với các bộ lọc sử dụng tổ hợp các linh kiện như R, L và C như các hệ đo kinh điển,

khả năng giải quyết vấn đề trên kém hơn các bộ lọc số. Trong [43] đã giới thiệu nguyên

lý chung về các bộ lọc số để loại bỏ thành phần tần số cao, hồi phục đường cơ sở và loại

bỏ thăng giáng của thành phần tần số thấp. Với kỹ thuật cắt đường 0, hệ đo sẽ cho độ phân

giải thời gian tốt hơn (về mặt lý thuyết), bảo đảm không mất các sự kiện quan trọng và

ghi nhận dữ liệu xấu. Nguyên tắc được trình bày trên Hình 1.19 [43].

Hình 1.19. Kỹ thuật cắt đường 0 sử dụng các bộ lọc số [43]

- Phân tích độ cao xung: Năng lượng của tia bức xạ mà detector thu được (biên độ

xung) được tính theo giá trị trung bình của đỉnh khi sử dụng bộ lọc hình thang. Xung số

hình thang có thời gian kéo dài ngắn hơn nhiều lần so với xung dạng đuôi e mũ từ tiền

khuếch đại nhạy điện tích và có độ cao đỉnh tỷ lệ với biên độ xung vào. Chúng ta biết

rằng ở hệ đo kinh điển, sau tiền khuếch đại phải xử lý tối ưu cho hai vấn đề (bỏ qua việc

khuếch đại biên độ) là hằng số thời gian shaping time và loại bỏ cực 0. Nếu shaping time

càng dài – lọc tần số cao càng nhiều - thì độ phân giải năng lượng càng tốt (FWHM

nhỏ), nhưng khả năng chồng chập xung lại càng lớn. Mặt khác, những sai lệch do thăng

giáng ở tần số thấp lại cao lên và ảnh hưởng tới đường cơ sở (cho dù có ghép nối AC

giữa các tầng cũng không giải quyết được). Việc chuyển sang sử dụng bộ lọc hình thang

với xử lý số cho phép giải quyết trọn vẹn vấn đề nói trên bằng các lệnh của chương trình

máy tính. Việc xác lập các tham số của bộ lọc hình thang giống như thay đổi biến trở

của hệ shaping time trong hệ đo kinh điển. Sơ đồ nguyên lý của hệ như trên Hình 1.20

[43].

Trong [43] còn trình bày những vấn đề rất thú vị như hệ đo tích phân điện tích xử

lý số, hệ tách xung nơtron - gamma xử lý số và hệ đo khoảng thời gian giữa hai sự kiện

hạt nhân xử lý số. Tuy nhiên, các vấn đề nói trên có phần đi xa mục tiêu xây dựng hệ

trinh sát bức xạ nên sẽ không được trình bày ở luận án này.

Hình 1.20. Sơ đồ khối của hệ xử lý số bằng đo biên độ xung [43]

Có thể nói [43] là một tổng kết giới thiệu hướng đi và nền móng vững chắc cho

những người bắt đầu với công việc thiết kế hệ đo do tính đơn giản, dễ hiểu của nó. Tuy

nhiên, để thực hiện được công việc này thì còn hai khâu quan trọng là: i) Xây dựng các

hàm lọc với cơ sở toán học; và ii) Nắm bắt được ngôn ngữ lập trình để dựng các firmware

(phần việc thứ hai này không thuộc khuôn khổ của luận án này). Tiếp theo công trình

[38], Giocđanov có một công trình quan trọng trong việc phát triển kỹ thuật xử lý số, đó

là công trình [53]. Chủ đề của công trình [53] là kỹ thuật phân tách – tổng hợp để xử lý

xung số. Tác giả đã đưa ra hệ thống cơ sở tính toán mô tả quá trình phân tách – tổng hợp

của hệ hai tín hiệu điện trên cơ sở số hóa, coi mỗi điểm (mẫu) với giá trị biên độ f(t) ở

thời điểm t là tích số w.(t) với w là trọng số, (t) có giá trị bằng 1 ở t, bằng 0 ở các

điểm còn lại. Như vậy, dễ dàng phân tách – tổng hợp tín hiệu bằng các phép toán giao

hoán, chuyển vị, phân phối, kết hợp và dịch chuyển (làm trễ). Đồng thời, các phép tích

phân, vi phân, cộng, trừ và lấy trung bình cũng dễ dàng được thực hiện. Trên cơ sở toán

học như vậy (mấu chốt là f(t) = w.(t)), dễ dàng chuyển đổi xung có dạng là hàm e mũ

(xung ra từ tiền khuếch đại nhạy điện tích) với biểu diễn hT(t) = exp(-t/) thành dạng

hN(n) = an với a = exp(-T/) – tất nhiên là T<<. Như vậy, với phương pháp này, có

thể tính tổng của hai tín hiệu hàm e mũ khác nhau (tương đồng với xung có đuôi là tổ

hợp của hai hàm e mũ có hằng số suy giảm khác nhau). Kết cục, từ một xung có thời

gian tăng ngắn và thời gian suy giảm dài, có thể tạo được các xung số để dễ dàng đánh

dấu mốc thời điểm xuất hiện xung và đánh giá được biên độ xung theo dạng hình tam

giác (Hình 1.22) [53].

Hình 1.21. Mô hình kỹ thuật phân tách – tổng hợp để xử lý xung số [53]

Việc thử nghiệm trên detector Si đo tia X với ADC lấy mẫu đạt tốc độ 80 MSPS

cho kết quả như trên Hình 1.25 [53].

a) Bộ mẫu từ ADC c) Sau phân tách với hằng số ngắn

b) Sau phân tách với hằng số thời d) Xung tam giác tổng hợp sau phân tách

gian dài

Hình 1.22. Kết quả đo tia X từ detector Si sử dụng kỹ thuật phân tách - tổng hợp [53]

Các nghiên cứu về các bộ lọc số vẫn được tiếp tục nhằm mục đích tối ưu cho từng

loại detector khác nhau. Cho tới nay, có một số công bố đáng lưu ý nhất để xử lý các

vấn đề độ phân giải năng lượng, chồng chập xung, đánh dấu thời điểm xuất hiện xung

như [41, 42, 44, 48, 50 và 52].

Bộ lọc thông thấp Salen-Key (S-K) được sử dụng phổ cập trong các hệ đo kinh điển

là một gợi mở cho nhóm tác giả trong [50]. Trong công trình này, các tác giả đã phân tích

số và sử dụng phương pháp vi phân số, mô phỏng và đánh giá sai số thực nghiệm trên bộ

mẫu xung số hóa có đuôi dạng hàm e mũ. Dạng hàm lọc số Gauss cũng được thử nghiệm

trên tính toán mô phỏng. Việc thử nghiệm với xung số có đuôi là hàm e mũ (hằng số thời

gian là 100 ns), nếu ở mạch vào, tỷ số tín hiệu trên tạp âm là 10 dB thì ở lối ra, tỷ số tín hiệu

trên tạp âm là 40 dB. Mô tả kết quả này trên Hình 1.23 [50].

Hình 1.23. Kết quả thử nghiệm tính toán mô phỏng bộ lọc Gauss [50]

Các tác giả [52] đã sử dụng khả năng chống nhiễu của ADA4937 để giảm tạp âm,

tăng độ phân giải của hệ đo và tăng tốc độ thu thập dữ liệu. ADA4937 được lắp phía

trước hệ số hóa như Hình 1.24. Các kết quả cơ bản trong [52] là độ phân giải năng lượng

< 8,6%, độ phi tuyến tích phân  0,8%; độ phi tuyến vi phân  1,4% và ngưỡng đếm

xung > 200 kCPS khi sử dụng detector NaI(Tl) Φ 75 × 75 mm đo phổ gamma của đồng

vị 137Cs.

Hình 1.24. Sơ đồ nhờ mạch lối vào giảm tạp âm [52]

Trong [44], hệ mảng mạch linh kiện lập trình họ Spartan3 XC3S400 FPGA của

hãng Xilinx đã được sử dụng thử nghiệm với các loại detector HPGe GEM-40190 và

NaI(Tl) (Amcrys, loại SDN.31). Các phin lọc RC được sử dụng để rút ngắn dạng xung

và giảm thành phần nhiễu cao tần. FPGA làm việc với tần số xung nhịp 130 MHz còn

ADC lấy mẫu ở tốc độ 65 MHz. Cấu trúc hệ đo thử nghiệm như ở Hình 1.25.

Hình 1.25. Sơ đồ khối chức năng của hệ đo xử lý số sử dụng FPGA [44]

Trên mảng mạch FPGA đã hình thành kênh nhanh và kênh chậm cho các mục

đích khác nhau. Kết quả đo phổ gamma của đồng vị 60Co với detector bán dẫn HPGe

và NaI(Tl) được thể hiện trên Hình 1.26 [44].

Hình 1.26. Kết quả thu phổ 60Co với detector bán dẫn (a) và NaI(Tl) (b) [44]

Cũng với xu hướng dùng bộ lọc tương tự trước khi số hóa và xử lý số, các tác

giả trong [45] đã sử dụng hàm lọc bằng thiết kế cấu hình trong FPGA của hãng

Xilinx và ngôn ngữ lập trình VDHL. Nhìn chung, ý tưởng phối hợp xử lý số với

các bộ tiền lọc tương tự là ý tưởng tốt, nó cho phép giảm thiểu việc viết chương

trình, chiếm dụng dung lượng FPGA và thay đổi các hàm lọc bằng hệ lọc RC đơn

giản cho các loại detector khác nhau.

Hình 1.27.Sơ đồ khối hệ xử lý số sử dụng phối hợp các bộ lọc tương tự

Một hướng nghiên cứu xây dựng các hàm lọc là nhằm nâng cao khả năng chống

chồng chập xung. Việc nâng cao khả năng chống chập xung của hệ xử lý số cho phép

tăng tốc độ thu thập dữ liệu và điều này đỏi hỏi xác định chính xác thời điểm xuất hiện

xung để khởi phát việc ghi dữ liệu [41, 42, 47, 48 và 49]. Năm 2014 có nghiên cứu mô

phỏng bằng MATLAB [48] đã so sánh và rút ra việc chống chồng chập nếu dùng hàm

lọc hình thang có hai hằng số suy giảm của xung sẽ khả quan hơn so với hàm lọc một

hằng số suy giảm; đồng thời, số mẫu của sườn trái và sườn phải hình thang nên lớn hơn

20, số mẫu của đỉnh hình thang nên lớn hơn 10. Nếu số mẫu của một xung số lớn hơn

35 thì hệ dễ dàng phân tách được quá trình chồng chập (nên các tác giả của [48] đề nghị

40), nếu số mẫu của xung số nhỏ hơn 35 thì hệ khó phân tách. Như vậy, có thể tính toán

tốc độ của ADC lấy mẫu và chuẩn bị tần số lấy mẫu để tối đa khả năng chống chồng

chập xung mà không bị mất dữ liệu. Cũng có thể sử dụng việc đánh giá khả năng chồng

chập xung như một tham số dữ liệu đầu vào để thiết kế hệ đo xử lý số từ kết luận của

[49] được thể hiện trên Hình 1.28. Trong [49], tác giả đã đánh giá khả năng chồng chập

xung tùy theo độ rộng xung (Hình 1.36) và đề ra giải pháp hàm lọc thích hợp dạng Gauss

và lựa chọn độ rộng xung.

Hình 1.28. Mức độ chồng chập xung phụ thuộc độ rộng xung và tốc độ đếm [49]

Việc đảm bảo chất lượng hệ đo (độ phân giải năng lượng và mức độ loại bỏ chồng

chập xung) ở tốc độ đếm cao được giải quyết khá toàn diện ở [47] trên cơ sở kế thừa và

sử dụng các nghiên cứu về hàm lọc số Sallen-Key (S-K), bộ lọc số RC-CR2, sự suy giảm

của xung từ tiền khuếch đại theo hàm e mũ với hai thành phần. Vì thời gian tăng của

xung ra từ tiền khuếch đại trong khoảng 200 – 300 ns nên cửa sổ thời gian để phân tích

được lựa chọn là 600 ns tính từ khi có khởi phát báo có xung. Việc khởi phát báo có

xung khi giá trị bộ lọc thời gian vượt ngưỡng Th mà giá trị Th này được lựa chọn sao

cho không có ảnh hưởng của tạp âm theo các giá trị mẫu mô tả đường cơ sở. Hơn nữa,

việc báo thời điểm có xung chỉ thực hiện trong khoảng cửa sổ phân tích 600 ns nếu như

có phát hiện có xung. Rõ ràng là việc phân tích độ cao của xung và đánh dấu thời điểm

có xung, độ rộng xung và mức độ chồng chập luôn gắn bó với nhau. Chỉ có thể đánh giá

chính xác biên độ xung sau nếu xác định được giá trị của đường cơ sở, còn giá trị đường

cơ sở được tính từ các giá trị mẫu trước thời điểm báo có xung. Nếu có chồng chập, tức

là 2 lần báo có xung liên tiếp với khoảng thời gian dưới 600 ns, giá trị đường cơ sở được

tính lại và thay thế giá trị ở thời điểm trước khi báo có xung (lưu ý là thời gian tăng và

giảm của xung hình thang là A, thời gian ở đỉnh là B thì báo có xung sẽ ở thời điểm A

+ B/4). Bộ lọc Sallen-Key (S-K) (nhằm loại bỏ tạp âm tần số cao) có ảnh hưởng lớn đến

việc xác định đường cơ sở như trên Hình 1.29 [47].

Hình 1.29. Chồng chập xung ở tốc độ 10 kcps và vai trò bộ lọc S-K [47]

Sơ đồ khối hệ phân tích biên độ tốc độ đếm cao được thể hiện trên Hình 1.30 [47].

Kết quả thử nghiệm phổ gamma của đồng vị 60Co cho thấy, khi tốc độ đếm thay đổi 10

lần từ 10 kcps lên 100 kcps, độ phân giải năng lượng ở đỉnh tăng từ 1,86 keV lên 2,09

keV – điều không thể thấy được ở các hệ đo phổ kinh điển. Trên Hình 1.31 là biểu diễn

kết quả này [47].

Hình 1.30. Sơ đồ chức năng của hệ đo với tốc độ đếm cao [47]

Hình 1.31. Kết quả đo với 60Co, trong cửa sổ nhỏ là đỉnh 1332 keV [47]

Trong năm 2018, có hai nghiên cứu được công bố [41, 42] về phát triển hệ xử lý số.

Trong [41] đã đưa ra hàm lọc chuyển xung có đuôi e mũ sang xung có dạng mũ Mexico.

Việc áp dụng hàm lọc loại mới này cho phép tác giả thu được phổ đo thử nghiệm (bằng

detector nhấp nháy NaI(Tl)) có chất lượng cao hơn: Độ phân giải và tỷ số diện tích đỉnh

trên Compton khi đo với đồng vị 137Cs là 7,9% và 29,9 sang 6,8% và 43,1 (ở chế độ được

tác giả lựa chọn) tương ứng – tuy nhiên, độ cao của đỉnh quang điện 661 keV nhỏ hơn

1,8 lần(!) – tức là hiệu suất ghi của detector giảm đi rất nhiều. Còn trong [42] thay vì sử

dụng hệ DPP có 1 lối vào, các tác giả đã sử dụng hệ MMI-DSP có nhiều lối vào để xây

dựng hệ phổ kế. Việc áp dụng này cho phép mở rộng dải đo về phía năng lượng thấp (sử

dụng hệ MMI-DSP cho phép phân tích, đánh giá đường cơ sở tốt hơn, độc lập với nhau).

Kết quả chất lượng thu phổ của [42] được so sánh với các MCA khác nhau trên Hình 1.32.

Hình 1.32. Kết quả mở rộng dải đo về phía năng lượng thấp [42]

d) Tình hình phát triển hệ đo xử lý số ở Việt Nam

Việc phát triển hệ đo xử lý số nhằm ghi nhận bức xạ, hạt nhân ở Việt Nam nói

chung còn ở chặng sơ khai. Luận án đầu tiên của NCS Đặng Lành (2014) đã xây dựng

được hệ đo xử lý số với các kết quả chính như sau [54]:

- Đã thiết kế-chế tạo và đưa vào ứng dụng thực tiễn các khối thiết bị: FPGA-

MCA8K, DSP-MCA1K, DSP-MCA8K và hệ phổ kế đa kênh hợp bộ khi kết hợp các

khối HV 5kV-NRI, AMP-NRI kiểu tam giác. Tất cả các khối thiết bị đều kết nối được

máy tính qua các cổng giao diện có sẵn dùng LPT, RS232, USB nhờ µC dòng PIC hoặc

EZ-USB.

- Đã phát triển các chương trình ứng dụng thu dữ liệu gồm MCANRI (theo VC++),

MCADSP (theo LabView); chương trình vi điểu khiển giao tiếp; chương trình số hóa

tín hiệu trong FPGA bằng ngôn ngữ mô tả phần cứng mạch tích hợp tốc độ rất cao

(VHDL) trong môi trường phần mềm tích hợp ISEXilinx và thiết kế dự án trong FPGA

bằng phương pháp liên kết logic trong môi trường tích hợp Max+plusII-Altera.

Luận án của NCS Phan Văn Chuân (2018) đã thiết kế, chế tạo hệ đo neutron và

gamma có hiệu suất và độ chính xác cao sử dụng detector nhấp nháy và kỹ thuật xử lý

tín hiệu số trên cơ sở FPGA nhằm thu gọn kích thước và giảm giá thành thiết bị. Một

trong các điểm nổi bật của luận án là đã phát triển một phương pháp mới về phân biệt

dạng xung để tách xung neutron và gamma bằng kỹ thuật số, nhằm cải thiện khả năng

phân biệt xung neutron và gamma trong vùng năng lượng thấp cho hệ đo sử dụng

detector nhấp nháy lỏng EJ-301 tự chế tạo, kết nối với ống nhân quang R9420 của

Hamamatsu.

Một công bố quan trọng khác của Việt Nam liên quan đến kỹ thuật xử lý số dựa

trên FPGA trong phát triển các hệ phổ kế gamma là công trình [85]. Trong đó, nhóm

của TS. Võ Hồng Hải đã phát triển hệ đo tích phân điện tích - xử lý số (DPP-CI), với

Flash-ADC 250 MHz-8bits và FPGA Cyclone II EP2C8O208C7, detector sử dụng là

NaI(Tl) kích thước 3 × 3 inch. Kết quả hệ đo tương đối khả quan với độ phân giải năng

lượng FWHM cho vùng 1 MeV là 5 ÷ 6%. Hệ đo tích phân điện tích thường được sử

dụng với các detector có tín hiệu lối ra đủ lớn để đưa trực tiếp vào bộ đọc số và được áp

dụng trong các trường hợp quan tâm là xác định năng lượng hạt cùng với thời gian tới

của hạt trong detector.

Ngoài ra, trong khuôn khổ của các đề tài, nhiệm vụ nghiên cứu do Viện Nghiên cứu

hạt nhân là cơ quan chủ trì, đã xây dựng các hệ đo để phục vu nghiên cứu và đào tạo được

lắp đặt tại các kênh dẫn dòng neutron của Lò phản ứng hạt nhân Đà Lạt, chẳng hạn:

- Đề tài cấp Nhà nước “Nghiên cứu phản ứng hạt nhân (n, n’) và (n, 2γ) sử dụng

các chùm nơtron trên Lò phản ứng hạt nhân Đà Lạt”, 2013-2015 thuộc Chương trình KC-

05 đã thiết kế, chế tạo Hệ phổ kế trùng phùng bằng kỹ thuật số, có cao thế và nguồn nuôi

tích hợp, kết nối với 2 detector bán dẫn HPGe. Khối phân tích biên độ đa kênh kỹ thuật

số sử dụng loại Spartan-6 FPGA XC6SLX16-CS324-2C của Xilinx. Chương trình thu

nhận và xử lý số liệu về phổ năng lượng, phổ thời gian được viết bằng LabView 8.5, kết

nối các thiết bị ngoại vi với PC qua cổng nối tiếp USB. Chế độ đo trùng phùng “sự kiện

– sự kiện” được sử dụng để phân tích nguyên tố trong các mẫu sinh học và môi trường.

- Nhiệm vụ cấp Bộ “Nâng cao năng lực giảng dạy thực hành tại Viện Nghiên cứu

hạt nhân phục vụ đào tạo nhân lực cho Ngành Năng lượng nguyên tử”, 2015-2016 đã

thiết kế, chế tạo Hệ máy phân tích biên độ đa kênh kỹ thuật số trên cơ sở FPGA (D-

MCA CPE-NRI003) có chức năng phân tích phổ hoặc đếm tổng, có thể ghép nối với

detector nhấp nháy hoặc bán dẫn. Lối vào của D-MCA thích hợp với các xung đuôi hoặc

bậc thang từ các tiền khuếch đại có biên độ từ vài chục mV đến 1100 mV. Hệ phân tích

có chức năng chống chồng chập xung, phục hồi đường cơ bản và hiệu chỉnh thời gian chết.

Tóm tắt lại, về vấn đề xây dựng hệ đo xử lý số, dựa trên sự xuất hiện của các ADC

lấy mẫu ở tần số cao và các mảng linh kiện lập trình FPGA, các hướng nghiên cứu chính

hiện nay là:

- Phát triển các hàm lọc số bằng các ngôn ngữ lập trình khác nhau như VHDL,

Verilog, C#, MATLAB và LabView… Các chương trình có thể được thử nghiệm trên hệ

mô phỏng với bộ xung mẫu (dựng bằng kỹ thuật mô phỏng hoặc thu thập từ một loại

detector cụ thể).

- Tổ chức phần cứng theo yêu cầu của bài toán đo cụ thể.

Kết luận Chương 1

Từ việc xem xét yêu cầu thực tế, xu hướng phát triển các hệ ghi đo trong lĩnh

vực hạt nhân, các nghiên cứu triển khai đã được công bố và cơ sở thực nghiệm để

chuẩn bị luận án, các mục tiêu cụ thể của luận án được xác định như sau:

- Thiết kế, chế tạo detector nhấp nháy sử dụng APD thay cho PMT để giảm khối

lượng, kích thước của detector. Trong detector chứa tinh thể nhấp nháy CsI(Tl) hoặc

LaBr3(Ce), ADP, tiền khuếch đại, khuếch đại, nguồn nuôi.

- Nghiên cứu xây dựng phương pháp để sử dụng detector làm việc ngoài hiện trường,

trong điều kiện nhiệt độ và độ ẩm thay đổi mạnh.

- Thiết kế, chế tạo một DMCA, kích thước nhỏ sử dụng hàm lọc tạo dạng xung số

hình thang. Tổ hợp với detector thành hệ ghi đo bức xạ làm cốt lõi cho một trạm trinh

sát/quan trắc hoạt động ngoài môi trường.

CHƯƠNG II. THIẾT KẾ, CHẾ TẠO DETECTOR NHẤP NHÁY SỬ

DỤNG QUANG ĐI-ỐT VÀ HỆ THỐNG XỬ LÝ SỐ TÍN HIỆU DỰA

TRÊN MẢNG LINH KIỆN LẬP TRÌNH FPGA

Chương này trình bày về vật liệu nhấp nháy và lựa chọn loại tinh thể nhấp nháy

phù hợp để sử dụng trong tính toán và thiết kế detector nhấp nháy sử dụng với quang đi-

ốt, đồng thời lựa chọn tiền khuếch đại và khuếch đại dải rộng để phù hợp với từng loại

tinh thể nhấp nháy khác nhau. Các thuật toán thiết kế khối phân tích đa kênh xử lý tín

hiệu số (DMCA), bao gồm các bộ lọc số, các khối chức năng của DMCA được nghiên

cứu và giới thiệu. Một phần quan trọng khác là xây dựng phương pháp ổn định và xử lý

phổ từ detector nhấp nháy cũng được nghiên cứu và trình bày trong chương này.

2.1. Lựa chọn, tính toán và thiết kế hệ detector nhấp nháy sử dụng quang đi-ốt

2.1.1. Lựa chọn tinh thể nhấp nháy

a) Loại vật liệu nhấp nháy:

Theo [24], vật liệu nhấp nháy lý tưởng cần phải có các tính chất sau:

- Chuyển đổi được động năng của các hạt mang điện thành ánh sáng có thể ghi

nhận với hiệu suất phát nháy sáng lớn;

- Sự chuyển đổi nói trên phải là tuyến tính, tức là suất lượng phát nháy sáng phải

tỷ lệ với năng lượng truyền cho vật liệu trên một phạm vi rộng nhất có thể;

- Môi trường cần phải trong suốt đối với bước sóng do chính nó phát ra để đảm

bảo thu hồi ánh sáng tốt nhất;

- Thời gian phân rã của quá trình phát sáng được sinh ra phải ngắn để có thể tạo ra

các tín hiệu thời gian nhanh;

- Vật liệu phải có chất lượng quang tốt và dễ sản xuất ở các kích thước đủ lớn thích

hợp cho một đầu đo trong thực tế;

- Chiết suất phải gần với thủy tinh (~ 1,5) để cho phép kết hợp hiệu quả nháy sáng

với bộ biến đổi quang điện.

Có hai loại nhấp nháy là vô cơ và hữu cơ, trong đó nhấp nháy vô cơ rất phù hợp

với việc đo phổ năng lượng gamma do độ ra sáng tỷ lệ tuyến tính với năng lượng hấp

thụ được cho dù thời gian chớp sáng kéo dài hơn nhấp nháy hữu cơ. Xem xét theo

phương diện tiết diện tương tác của gamma với vật chất, các nhấp nháy vô cơ có số Z

cao và mật độ lớn được ưu tiên lựa chọn cho phổ kế tia gamma (detector có hiệu suất

ghi cao). Các đặc trưng của các loại nhấp nháy vô cơ được sản xuất và thương mại hóa

rộng rãi, chi tiết theo tài liệu [55] (Phụ lục 1)

Từ số liệu theo [55], xét theo tiêu chí có độ ra sáng cao, số photon/MeV lớn, mật

độ lớn (phục vụ mục tiêu xây dựng hệ đo phổ có hiệu suất ghi cao và độ tuyến tính tốt)

và nhất là có độ ổn định độ ra sáng khi nhiệt độ môi trường thay đổi (phục vụ các phép

đo ngoài trời) thì các chất nhấp nháy LaBr3(Ce/Sr+Ce) và CsI(Tl) là tối ưu nhất. Đồng

thời, detector nhấp nháy NaI(Tl) cũng sẽ được lựa chọn để phục vụ các thử nghiệm đối

chiếu, cung cấp xung để có thể tiến hành các nghiên cứu về phương pháp ổn định phổ,

chế tạo DMCA trong khi chưa chế tạo xong các detector nhấp nháy CsI(Tl) và LaBr3.

Độ ra sáng của tinh thể nhấp nháy LaBr3 không thay đổi theo nhiệt độ ở vùng 15℃÷

50℃, độ ra sáng cao nhất tính trên 1 MeV năng lượng hấp thụ được (nên có độ phân giải

năng lượng cao nhất trong số các detector nhấp nháy) nhưng giá cả cao gấp nhiều lần

nhấp nháy CsI(Tl), nên nhấp nháy CsI(Tl) có phần được ưu tiên hơn trong việc chế tạo

các thiết bị trinh sát phóng xạ. Ngoài ra, tinh thể nhấp nháy CsI(Tl) là vật liệu không dễ

vỡ như NaI(Tl) nên nó có thể chịu được các điều kiện sốc nhiệt và rung động khắc nghiệt

hơn. Còn nếu ưu tiên chế tạo thiết bị trinh sát chất lượng cao, gọn nhẹ, hiệu quả thì LaBr3

nên được ưu tiên do độ phân giải năng lượng của loại detector này tốt hơn khoảng 2 lần

so với detector sử dụng CsI(Tl).

Như vậy, trong các thực nghiệm lắp ráp các detector của luận án, sẽ sử dụng các

tinh thể nhấp nháy LaBr3(Ce) và CsI(Tl). Còn detector NaI(Tl) do độ ra sáng thay đổi

mạnh theo nhiệt độ sẽ được sử dụng để xây dựng phương pháp ổn định phổ theo nhiệt

độ và kiểm tra, thử nghiệm hệ DMCA.

b) Kích thước tinh thể nhấp nháy:

Chiều dài hấp thụ một nửa đối với gamma 662 keV do đồng vị 137Cs phát ra của

LaBr3 là 1,8 cm; của CsI(Tl) là 2 cm trong khi chiều dài hấp thụ một nửa của NaI(Tl) là

2,5 cm. Trong phạm vi thực nghiệm của luận án, các tinh thể nhấp nháy LaBr3 và CsI(Tl)

được lựa chọn có độ dài 3 cm. Độ dài 3,0 cm này là tương đương 4 cm của NaI(Tl) –

một kích thước phổ biến trong các phép đo môi trường. Tuy nhiên, việc lựa chọn tiết

diện tinh thể lại phụ thuộc vào diện tích bề mặt hệ chuyển đổi chớp sáng sang dòng điện.

Các ống nhân quang điện có tiết diện lớn nên có thể sử dụng tinh thể có tiết diện lớn,

còn các quang đi-ốt thường có tiết diện cỡ cm2 nên tiết diện tinh thể được chọn cỡ cm2.

Trong phạm vi sử dụng các quang đi-ốt thương mại, nói chung không nên chọn tiết diện

lớn hơn vì điện dung của quang đi-ốt sẽ lớn, tiếng ồn điện tích tương đương lớn dẫn đến

tỷ số tín hiệu trên nhiễu giảm và độ phân giải năng lượng của hệ đo sẽ kém đi. Thông

thường, với quang đi-ốt có độ dày 200 m, điện dung cỡ 70 pF/cm2 [20], còn hệ số tiếng

ồn điện tích tương đương vào khoảng 4 electron RMS/pF [56] – như với tiền khuếch đại

nhạy điện tích CR110-R2. Hơn nữa, sau khi ghép quang đi-ốt, do dòng rò của quang đi-

ốt tăng lên nên tiếng ồn ở lối ra của tiền khuếch đại cũng tăng [34]. Trong các thực

nghiệm của luận án, các tinh thể LaBr3(Ce) và CsI(Tl) có tiết diện 1 cm2 đã được sử

dụng. Ngoài ra, cũng sẽ thử nghiệm tinh thể CsI(Tl) có tiết diện 2×2 cm2 ghép với quang

đi-ốt có kích thước 2×2 cm2.

c) Hình dạng và cấu trúc tinh thể nhấp nháy

Tinh thể nhấp nháy được lựa chọn có dạng hình hộp chữ nhật có tiết diện là hình

vuông để phù hợp và thuận tiện ghép nối với các quang đi-ốt. Tinh thể nhấp nháy được

đặt trong hộp nhôm kín dày 0,5 mm và giữa chất nhấp nháy và vỏ nhôm (5 mặt) là lớp

bột MgO. Mặt thứ 6 của nhấp nháy gắn với cửa sổ quang học làm bằng thủy tinh hữu

cơ, là loại vật liệu thường được sử dụng để làm cửa sổ của tinh thể nhấp nháy. Để truyền

ánh sáng từ tinh thể nhấp nháy sang bộ phận biến đổi quang điện, đã sử dụng keo gắn

silicon hai thành phần có chiết suất 1,5.

2.1.2. Lựa chọn quang đi-ốt

a) Lựa chọn quang đi-ốt

Các loại quang đi-ốt được sử dụng để biến chớp sáng từ tinh thể nhấp nháy phát ra

thành xung điện là do hãng Hamamatsu chế tạo. Trong các nghiên cứu của luận án, các

quang đi-ốt cổ điển là S3590-08 và S3204-08 với các tính năng kỹ thuật trong [57], [58]

tương ứng; các quang đi-ốt thác lũ S8664-55 và S8644-1010 sẽ được sử dụng. Các loại

quang đi-ốt này là sản phẩm đã thương mại hóa và luôn có sẵn trên thị trường. Cũng có

thể tìm kiếm sản phẩm tương đương từ các hãng First-sensor hoặc Excelitas, tuy nhiên

các hãng này thường bán gói tối thiểu khoảng 25 chiếc nên vượt quá khả năng sử dụng

để nghiên cứu của nghiên cứu sinh.

b) Kích thước quang đi-ốt

Các quang đi-ốt loại cổ điển với độ dày 200 m có điện dung vào cỡ 70 pF/cm2.

Do nhiễu điện tích tương đương (ENC) tạo ra cho tiền khuếch đại (chẳng hạn loại CR-

110 của hãng Cremat) tính trên điện dung vào khoảng 4 electron/pF, tiếng ồn riêng

(RMS) của tiền khuếch đại vào khoảng 200 electron nên quang đi-ốt có diện tích 1 cm2

sẽ tạo ra tiếng ồn khoảng 280 electron. Do vậy, định hướng là sử dụng quang đi-ốt có

diện tích 1 cm2. Tất nhiên, có thể tìm kiếm quang đi-ốt có diện tích lớn hơn và độ dày lớn

hơn 200 m để có điện dung nhỏ hơn.

c) Lựa chọn điểm làm việc của quang đi-ốt

Các quang đi-ốt thác lũ (có điện dung lớn hơn) do có sự khuếch đại nội (mà sự

khuếch đại điện tích này không đóng góp tạp âm) cho phép tăng được tỷ số tín hiệu trên

tạp âm và điều này đảm bảo nén được tiếng ồn do điện dung quang đi-ốt thác lũ gây nên.

Trong các nghiên cứu của luận án, đã sử dụng quang đi-ốt thác lũ loại S8664-1010 và

S8664-55 của hãng Hamamatsu. Điện dung của các quang đi-ốt này là 270 pF và 80 pF

như được chỉ ra trên Hình 2.1, tương ứng ở điện áp ngược 380 V [59].

Với tiền khuếch đại CR-110, 1 pF điện dung của đầu vào gây nên một lượng tiếng

ồn tương đương 4 electron. Do tiếng ồn tương đương RMS do điện dung gây nên đóng

vai trò rất lớn nên điểm làm việc (giá trị điện áp ngược đặt lên quang đi-ốt) được chọn

theo tiêu chí đảm bảo điện dung trên quang đi-ốt là càng nhỏ càng tốt. Đối với quang

đi-ốt S3204-08 và S3590-08 [57], [58] tương ứng, điện áp đặt lên là 90 V, bảo đảm điện

dung quang đi-ốt là 130 pF và 40 pF tương ứng. Dòng rò của các quang đi-ốt S3204-08

và S3590-08 ở điện áp ngược 90 V là 9 nA và 2,5 nA tương ứng [58], [59] (Hình 2.2).

Việc loại bỏ ảnh hưởng của các dòng rò khác nhau của các loại quang đi-ốt sẽ được trình

bày trong phần ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại nhạy điện tích. Còn với quang đi-

ốt thác lũ, để đảm bảo tỷ số tín hiệu trên tiếng ồn cao nhất, đã lựa chọn điện áp bias là 380

V (dựa trên các khảo sát sơ bộ). Các điện áp 90 V và 380 V để cung cấp cho các quang đi-

ốt cổ điển và thác lũ tương ứng được tạo ra từ bộ biến đổi điện áp DC-DC loại C10940-53

của Hamamatsu với độ mấp mô 50 mV, khối lượng 7g và nguồn nuôi 5 V [60].

Hình 2.1. Điện dung của S8664 phụ thuộc điện áp đặt lên [59]

Hình 2.2. Dòng rò của quang đi-ốt cổ điển (S3590) và thác lũ (S8664)

Các giá trị điện trở bias được chọn theo nguyên tắc đầu tiên là càng lớn càng tốt

(làm giảm tiếng ồn nhiệt) [61, 62, 63]. Nguyên tắc thứ 2 là giá trị điện trở bias không

được quá lớn để đảm bảo sụt thế trên nó không vượt quá 0,5 V. Lượng điện áp trên trở

bias bằng tích của dòng rò của quang đi-ốt với giá trị điện trở. Với các giá trị điện áp

bias được chọn ở trên, do dòng tối của quang đi-ốt nằm trong khoảng 1 ÷ 10 nA và theo

khuyến cáo [64, 65, 66], điện trở bias được chọn là 200 M. Các thử nghiệm với các

điện trở 100, 200 và 400 M cũng sẽ được tiến hành và kết quả được đánh giá qua độ

phân giải năng lượng đo ở đỉnh 662 keV của nguồn 137Cs.

2.1.3. Lựa chọn tiền khuếch đại

a) Độ nhạy điện tích

Độ nhạy điện tích là một giá trị quan trọng để quyết định sử dụng một loại tiền

khuếch đại nhạy điện tích cụ thể. Giá trị này có đơn vị đo là V/pC hoặc mV/fC. Trước

hết cần ước lượng lượng điện tích do quang đi-ốt cổ điển sinh ra khi lượng tử gamma

giả định 662 keV. Cách tính như sau:

CsI(Tl) có hiệu suất nhấp nháy là 54.000 photon/MeV. Do trong quang đi-ốt cổ

điển không có khuếch đại nội (hệ số khuếch đại là 1) và hiệu suất lượng tử là 80% nên:

𝑄đ𝑖ệ𝑛 𝑡í𝑐ℎ = 2,86 × 104 × 1,6 × 10−19 = 4,57 × 10−15 = 4,57 𝑓𝐶

Đổi sang điện tích ta được:

𝑄đ𝑖ệ𝑛 𝑡í𝑐ℎ

Như vậy, với tụ phản hồi Cf của tiền khuếch đại là 1 pF thì lượng điện tích trên sẽ

⁄ = 4,57 mV. Về mặt nguyên tắc, biên độ điện áp

𝐶𝑓

tạo ra 1 xung có biên độ V =

xung ra của tiền khuếch đại nhạy điện tích không phụ thuộc điện dung của detector, điện

dung ký sinh,… nhưng trong thực tế, hệ số khuếch đại A của vòng mạch hở không phải

bằng , sự tổn thất số photon khi đi qua các bề mặt của tinh thể nhấp nháy, thời hằng

phát sáng của tinh thể lớn đến cỡ s, …nên biên độ xung ra sẽ nhỏ hơn.

Một số loại tiền khuếch đại nhạy điện tích có sẵn trên thị trường cung cấp luôn cả

thông số độ biến đổi điện tích như CR-110 [56] với giá trị 1,4 V/pC (1,4 mV/fC). Điều

đó có nghĩa là 1 lượng điện tích 1 fC sẽ tạo ra ở lối ra xung có biên độ là 1,4 mV. Như

vậy, biên độ xung ra từ lượng điện tích 4,57 fC sẽ là 1,4 × 4,57 = 6,4 mV.

Tiếng ồn của tiền khuếch đại đóng góp lớn vào ngưỡng nhạy điện tích. Ví dụ như

tiền khuếch đại CR-110 có tiếng ồn điện tích tương đương là 200 electron, giá trị này

bằng 0,032 fC tức là bằng 0,7% (<1%) lượng điện tích do bức xạ gamma có năng lượng

662 keV tạo nên. Như vậy, còn có các nguyên nhân khác làm tăng độ phân giải tuyệt

đối của detector, trước hết là điện dung của detector. Với hệ thống tiền khuếch đại CR-

110, mỗi lượng điện dung 1 pF của detector sẽ tạo nên tiếng ồn tương đương điện tích

là 4 electron, vậy quang đi-ốt có điện dung 100 pF sẽ tạo nên lượng tiếng ồn là 400

electron và bằng 0,064 fC – nhiều hơn tiếng ồn nội tại của tiền khuếch đại. Các điện

dung ký sinh, tiếng ồn của các linh kiện, nhiễu do vòng đất (ground loop),… cũng là

những yếu tố không thể bỏ qua. Thêm nữa là tiếng ồn của quang đi-ốt sẽ tăng lên sau

khi ghép nhấp nháy với quang đi-ốt do “dòng tối” của quang đi-ốt tăng lên – lúc này

dòng tối của quang đi-ốt không đúng thực sự là “tối” mà là có ảnh hưởng của chớp sáng

của tinh thể nhấp nháy truyền sang [34]. Trên Bảng 2.1 là độ nhạy điện tích của một số

loại tiền khuếch đại điển hình [66, 67].

Bảng 2.1. Độ nhạy điện tích của một số loại tiền khuếch đại

Loại TKĐ CR-110 CR-111 CR-112

eV5091

eV5092

eV5093

eV5094

Độ nhạy

1,4 V/pC 0,13V/pC 13 mV/pC 1,0 V/pC 0,2 V/pC 3,6 V/pC 1,1 V/pC

Tiền khuếch đại eV5093 có độ nhạy điện tích cao nhất nhưng chỉ làm việc tốt với

quang đi-ốt có điện dung nhỏ hơn 100 pF [67]. Do điện dung các quang đi-ốt được lựa

chọn có điện dung trong dải 60 – 300 pF, các tiền khuếch đại được lựa chọn là CR-110

của Cremat và tiền khuếch đại eV5093 của Kromek. Các tiền khuếch đại này đã được

thương mại hóa ở mức cao, chỉ cần cấp nguồn và ghép nối với quang đi-ốt là bắt đầu

làm việc.

b) Phương thức ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại

Có hai phương thức ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại là ghép nối DC và

ghép nối AC như trên Hình 2.3.

a) Ghép nối DC b) Ghép nối AC

Hình 2.3. Hai cách ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại

Khi dùng cách nối DC, một chân của detector được nối với lối vào của tiền khuếch

đại, còn chân kia nối với điện áp đặt vào (cần có điện áp đặt vào để điện áp này tạo nên

điện trường trong detector – điều cần thiết để tạo nên tín hiệu dòng). Một nhược điểm

của phương pháp ghép nối DC là dòng điện từ detector (cả dòng tối lẫn dòng tín hiệu)

đều đi vào lối vào tiền khuếch đại. Nhiều trường hợp, dòng tối ban đầu gây nên điện áp

offset ở lối ra tiền khuếch đại quá lớn và lớn hơn cả sự thay đổi do dòng của tín hiệu

bức xạ tạo nên. Để xử lý vấn đề này, có thể dùng cách ghép nối AC để ghép detector

với tiền khuếch đại. Trong cấu hình ghép nối AC, dòng tối của detector không đi vào lối

vào tiền khuếch đại mà chỉ đi qua trở đặt về nguồn. Việc sử dụng phương án ghép AC

có hai nhược điểm: Thứ nhất là có hai giá trị hằng số thời gian giảm có nguồn gốc khác

nhau. Giá trị thứ nhất là thời gian suy giảm của tiền khuếch đại (với CR-110 thì vào cỡ

140 s). Giá trị thứ hai là thời gian do sự giảm chậm của tụ ghép nối với điện trở nối

cao áp, thời gian này nằm ở dải giây. Vì vậy, nếu độ sắc của tín hiệu là quan trọng, người

sử dụng nhất định phải để ý đến quá trình này. Tuy vậy, với đa số các ứng dụng thì điều

này không quan trọng. Nhược điểm thứ hai của phương thức kết nối AC là điện trở bias

là một nguồn tiếng ồn nhiệt. Việc lựa chọn cẩn thận điện trở cao áp có thể cho phép làm

giảm độ lớn của tiếng ồn này đến mức không thấy nữa. Nếu dòng của detector tạo nên

một sụt thế ít nhất cỡ 0,5 V trên điện trở cao áp thì tiếng ồn nổ do dòng của detector trở

thành chủ yếu và tiếng ồn nhiệt của điện trở bias trở thành rất nhỏ. Việc chọn điện trở

bias đòi hỏi phải biết về dòng rò của detector được sử dụng. Nếu ghép nối giữa detector

và tiền khuếch đại là AC, tốc độ đếm của tiền khuếch đại sẽ tăng lên rất nhiều lần. Khi

sử dụng ghép nối AC, dòng DC của detector sẽ không đi vào lối vào của tiền khuếch

đại. Do vậy, lối ra của tiền khuếch đại chỉ bão hòa khi thăng giáng lối ra trở nên lớn đến

mức nó vượt ra khỏi khoảng đo của tiền khuếch đại. Mức độ thăng giáng phụ thuộc vào

độ lớn và tốc độ xung do detector tạo ra – trường hợp này ít khi xảy ra ở điều kiện bình

thường. Nhưng vẫn cần lưu ý là tiền khuếch đại có hệ số khuếch đại cao sẽ cho tốc độ

đếm thấp nhất và tiền khuếch đại có hệ số khuếch đại thấp nhất sẽ cho tốc độ đếm cao

nhất.

Trong các nghiên cứu của luận án, đã lựa chọn cách ghép nối AC do:

- Nâng cao được tốc độ đếm;

- Các detector hoạt động ngoài môi trường nên nhiệt độ thay đổi dẫn tới dòng rò

thay đổi. Để loại trừ ảnh hưởng của nhiệt độ tới lối ra của tiền khuếch đại với phân tích

trên, ghép AC là giải pháp phù hợp;

- Nếu lựa chọn điện trở bias trong khoảng 200 ÷ 400 M, có thể không cần quan

tâm đến tiếng ồn nhiệt của điện trở bias. Khi có quang đi-ốt thác lũ với dòng rò lớn hơn

thì chỉ việc thay điện trở bias (với giá trị thấp hơn để đảm bảo tích số điện trở bias với

dòng rò nhỏ hơn 0,5 V).

2.1.4. Hệ thống khuếch đại và hình thành xung

Xung ra từ tiền khuếch đại (cùng sử dụng 1 loại quang đi-ốt nhưng ghép với nhấp

nháy khác nhau – CsI(Tl) và LaBr3(Ce)) có mặt tăng và biên độ khác nhau khi ghi cùng

một loại tia gamma. Cụ thể, tổng số photon từ LaBr3(Ce) đi ra lớn hơn từ CsI(Tl) (với

cùng lượng tử gamma và bị hấp thụ quang điện) cỡ 1,2 lần, thời gian phát sáng ngắn

hơn đến 60 lần và độ nhạy của tiền khuếch đại eV-5093 cao hơn 2,5 lần nên biên độ

xung ra từ detector sử dụng tinh thể nhấp nháy LaBr3(Ce) ghép tiền khuếch đại eV-5093

sẽ cao hơn khoảng 180 lần so với biên độ xung ra từ detector sử dụng tinh thể CsI(Tl)

ghép nối tiền khuếch đại nhạy điện tích CR-110-R2. Như vậy, cần thiết có thêm một hệ

khuếch đại ở ngoài để khi cần thiết, sẽ điều chỉnh hệ số khuếch đại để hệ detector có

chung một hệ số chuẩn năng lượng và làm khớp dải biên độ ra với yêu cầu xung phân

tích của hệ DMCA ở phía sau.

Mạch khuếch đại bổ sung này có thiết kế đơn giản vì tín hiệu ở lối ra tiền khuếch

đại đã đạt đến dải mV, không cần có các tính năng rút ngắn, hình thành xung và hồi

phục đường cơ bản. Hơn nữa, một tầng khuếch đại trừ nhiễu đồng pha và nhiễu ground

loop được thiết kế ở lối vào sẽ làm tăng khả năng chống nhiễu và góp phần làm tăng độ

phân giải của detector.

2.1.5. Yêu cầu thiết kế cấu hình cơ khí của detector và thiết bị kiểm tra

Vì phát hiện và ghi đo bức xạ luôn đòi hỏi các thiết bị có độ nhạy cao, những thiết

bị “đầu - cuối” (detector và tiền khuếch đại) cần phải được che chắn điện từ. Sự ghép

nối giữa detector và tiền khuếch đại cũng cần được che chắn tương tự. Toàn bộ hệ nhấp

nháy, quang đi-ốt, tiền khuếch đại và hệ khuếch đại được đặt trong vỏ nhôm để chống

lại nhiễu điện từ. Vỏ nhôm được nối đất để không trở thành “ăng ten” thu sóng điện từ

trở thành nguồn nhiễu. Một trong các khó khăn thường gặp là việc tạo nên vòng đất ở

thiết bị đầu – cuối. Biểu hiện của vòng đất là quan sát thấy tín hiệu 50 Hz hoặc một loạt

các xung nhanh ở lối ra đồng bộ với điện nguồn AC. Cần lưu ý là các tín hiệu đường

đồng bộ xuất hiện có thể vì những nguyên nhân khác và không đo được cụ thể của vòng

đất. Vòng đất được tạo nên bởi đất của thiết bị điện tử nối quá 1 điểm xuống đất. Nếu

có 2 điểm nối đất, các điểm này cho phép dòng đi từ điểm tiếp đất này đến điểm tiếp đất

kia thông qua điểm kết nối detector và tiền khuếch đại. Dòng điện đi quanh vòng đất do

một số nguyên nhân sau: Tín hiệu sóng điện từ tần số radio ở gần bổ sung dòng điện ở

vòng đất (vòng đất giống như ăng-ten lưỡng cực từ); Có thể do thiết bị điện tử khác ở gần

đó tạo nên dòng điện (và như vậy là tạo nên điện thế thăng giáng) ở vòng đất cục bộ.

Khi “dòng đất cục bộ” này chảy xuống đất, nó có thể đủ mạnh để tạo nên sự sụt

thế tuy bé nhưng rất rõ ràng cho điểm tiếp xúc và đi qua detector. Vì lẽ này, tín hiệu

không mong muốn sẽ trộn với tín hiệu của detector. Để loại trừ vấn đề vòng đất, phải

loại trừ mọi mối tiếp xúc không cần thiết của detector với đất. Nếu cả hệ làm việc trong

môi trường nhiều nhiễu điện từ, cũng cần che chắn sóng điện từ ảnh hưởng tới tiền

khuếch đại. Giải pháp này được minh họa ở Hình 2.4. Hơn nữa, cần che chắn điện từ

giữa tiền khuếch đại với bất cứ phần khuếch đại nào của khối khuếch đại để tránh phản

hồi không mong muốn.

Hình 2.4. Giải pháp loại bỏ ground loop

2.2. Thiết kế các thuật toán cho DMCA

Trong các hệ ghi đo bức xạ hạt nhân sử dụng bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số

(DMCA), tín hiệu từ detector được số hoá trực tiếp sau tiền khuếch đại hoặc khuếch đại

sơ bộ. Số liệu được lọc và tối ưu bằng cách sử dụng thuật toán xử lý số để tìm giá trị

đỉnh và chuyển tới bộ nhớ biểu đồ của MCA để lưu trữ, phân tích và chỉ thị.

Theo quá trình xử lý tín hiệu, ADC lấy mẫu cung cấp giá trị điện áp (bằng số),

trong khuôn khổ nghiên cứu của luận án, 4 hàm lọc số sau được dựng thành chương

trình nạp vào FPGA:

- Hàm lọc nhiễu tần số cao để loại bỏ thành phần tần số cao trộn vào xung ra ở

tiền khuếch đại;

- Hàm lọc năng lượng: Biến đổi xung số (dạng có đuôi) thành dạng hình thang với

thời gian xung được rút gọn;

- Hàm lọc khôi phục đường cơ bản;

- Hàm xác định thời điểm xuất hiện xung số.

Dưới đây trình bày các về các hàm nói trên đã được sử dụng xây dựng hệ thống

phân tích (nguyên lý và thiết kế các khối chức năng) phổ tia bức xạ của luận án.

2.2.1. Mạch lọc số Sallen Key S-K

Mạch lọc Sallen-Key (S-K Filter) được đề xuất bởi R.P.Sallen và E.L.Key vào năm

1955 [68], [69]. Các mạch lọc S-K tương tự (Hình 2.5) được sử dụng rộng rãi với mục

đích lọc thành phần cao tần (tiếng ồn cao tần) trong các hệ điện tử hạt nhân.

Hình 2.5. Sơ đồ mạch lọc Sallen-Key

Mạch lọc S-K có hàm truyền trong miền tần số được mô tả theo phương trình (2.1):

(2.1)

Với hệ số khuếch đại nội của mạch lọc . Trong nghiên cứu này, do tín

hiệu được số hóa trực tiếp, để loại bỏ lượng nhiễu cao tần trong các hệ xử lý xung số

DPP, mạch lọc số dựa trên nguyên lý mạch lọc S-K được áp dụng. Mối quan hệ giữa tín

hiệu ra và tín hiệu vào của bộ lọc được mô tả theo phương trình (2.2):

(2.2)

Với ( là chu kỳ lấy mẫu của ADC) là hệ số lọc, k được lựa chọn phù hợp với

tần số và dạng tín hiệu vào; a là hệ số nhân chuẩn hóa tín hiệu ra. Tín hiệu vào và tín hiệu

ra tương ứng của bộ lọc S-K số có k = 5, a = 1,15 được trình bày trong Hình 2.6.

Hình 2.6. Tín hiệu vào và tín hiệu ra tương ứng trong bộ lọc số S-K

2.2.2. Bộ lọc năng lượng

Một trong những yếu tố quan trọng nhất ảnh hưởng đến chất lượng của DMCA và

phổ kế gamma kỹ thuật số nói chung là thuật toán biến đổi (lọc lựa) tín hiệu vào từ tiền

khuếch đại đã được số hóa thành dạng tín hiệu phù hợp để xác định chính xác biên độ

tín hiệu vào. Có 3 thuật toán được sử dụng rộng rãi nhất là: Thuật toán biến đổi dạng

Gaussian [70]; Thuật toán biến đổi dạng xung lưỡng cực “cups” [71] và thuật toán biến

đổi dạng xung hình thang cân, tam giác cân [38], [71], [72]. Mỗi loại thuật toán đều có

ưu, nhược điểm nhất định, trong đó thuật toán tối ưu và được sử dụng rộng rãi nhất là

thuật toán biến đổi dạng xung hình thang.

Trong luận án này, biến đổi dạng xung hình thang cân được chọn để thực hiện. Tín

hiệu ra s(t) của hệ tuyến tính bất biến thời gian được cho bởi tích chập mô tả trong

phương trình (2.3):

(2.3)

Trong miền tín hiệu rời rạc, ta có tín hiệu ra y[n] phụ thuộc vào tín hiệu vào x[n]

và hàm phản hồi h[n] theo công thức (2.4):

(2.4)

Thuật toán biển đổi dạng xung hình thang được trình bày dưới dạng miền tần số

phức rời rạc (miền z). Dạng tín hiệu xung lối ra của bộ lọc năng lượng được xác định

thông qua tích chập của tín hiệu vào và hàm biến đổi:

(2.5)

Với hàm truyền được định nghĩa:

(2.6)

a) Đặc điểm tín hiệu ra từ tiền khuếch đại

Với mỗi detector ghi nhận bức xạ, mỗi một sự kiện bức xạ đi vào thể tích nhạy của

detector sẽ gây ra một lượng điện tích q(t) tỉ lệ thuận với năng lượng E hấp thụ trong thể

tích detector. Dạng tín hiệu ra từ tiền khuếch đại được xác định bằng tích chập giữa tín

hiệu điện tích q(t) và hàm truyền của mạch tiền khuếch đại h(t) theo công thức (2.7):

(2.7)

Tín hiệu điện tích trong thể tích nhạy của detector đặc trưng bởi sườn lên dốc ngắn

(cỡ ns) và sườn xuống phụ thuộc vào vật liệu làm detector. Sườn giảm của tín hiệu điện

tích thường được xấp xỉ bằng hằng số thời gian F (giá trị của F từ chục nano giây cho

đến micro giây).

(2.8)

Hàm truyền của mạch tiền khuếch đại được mô tả theo phương trình (2.9):

(2.9)

Với T là hằng số thời gian của mạch tiền khuếch đại (cỡ micro giây). Tín hiệu ra

từ tiền khuếch đại trong miền thời gian liên tục được biểu diễn như sau:

(2.10)

Thông thường hằng số thời gian T lớn hơn rất nhiều so với hằng số thời gian F, vì

vậy trong phương trình (2.10), số hạng chứa hằng số thời gian F có thể bỏ qua. Trong

trường hợp đó, ta giả sử rằng tín hiệu điện tích trong detector có dạng:

(2.11)

Ta có tín hiệu vào trong miền tần số z:

(2.12)

Với β là hệ số pole-zero của tín hiệu suy giảm hàm mũ:

Với ∆t là chu kỳ lấy mẫu của ADC.

b) Hình thành dạng xung hình thang

Dạng xung hình thang được tổng hợp với 4 thành phần trong miền thời gian liên

tục (Hình 2.7):

(2.13)

Hình 2.7. Tổng hợp dạng xung hình thang trong miền thời gian liên tục

Hàm tuyến tính trong miền thời gian t:

(2.14)

Biến đổi z của hàm :

(2.15)

Giả sử rằng dạng xung hình thang là đối xứng, ta có các khoảng thời gian t1, t2, t3

(2.16)

(2.17)

(2.18)

Với hằng số R và M quy định độ rộng sườn lên và độ rộng đỉnh của dạng xung

hình thang. Ta có dạng hàm , và trong miền tần số z:

(2.19)

(2.20)

(2.21)

Tổng của 4 thành phần trong miền tần số z:

(2.22)

Dạng chuẩn hóa của hàm phản hồi hình thành dạng xung hình thang:

(2.23)

Trong công thức (2.22), với mục đích chuẩn hóa biên độ tín hiệu lối ra, hệ số chuẩn

hóa được sử dụng với . Sơ đồ nguyên lý bộ hình thành xung hình thang được

trình bày trên Hình 2.8.

Hình 2.8. Sơ đồ khối bộ lọc hình thành xung hình thang

c) Hồi phục đường cơ bản

Để đảm bảo sự phân giải năng lượng tốt và vị trí đỉnh ổn định ở tốc độ đếm cao,

thì các bộ khuếch đại phổ kế được ghép một chiều (trừ mạch vi phân CR được đặt gần

lối vào bộ khuếch đại). Như một hệ quả, sự bù mức một chiều được nhân bằng hệ số

khuếch đại tạo nên mức một chiều lớn và không ổn định tại lối ra của bộ khuếch đại.

Một bộ hồi phục đường cơ bản được yêu cầu để loại bỏ mức một chiều và đảm bảo rằng

xung ra khuếch đại nằm trên đường cơ bản được hoàn toàn nối với thế đất. Đường không

giữa các xung trở về thế đất bằng điện trở RBLR. Để không làm tồi tỷ số tín hiệu trên tạp

âm của bộ khuếch đại hình thành xung, hằng số thời gian CBLR RBLR phải bằng ít nhất

50 lần hằng số hình thành được sử dụng trong bộ khuếch đại.

Hình 2.9. Mạch hồi phục đường cơ bản theo kiểu tương tự

Đối với bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số, hàm lọc hình thành xung hình thang

không thể loại trừ độ dịch chuyển của đường nền. Do đó, thuật toán hồi phục đường cơ

bản sử dụng cho các bộ lọc số được trình bày như trên Hình 2.10:

Hình 2.10. Sơ đồ thuật toán hồi phục đường cơ bản sử dụng cho các bộ lọc số

Giá trị đường cơ bản sẽ được lấy trung bình với độ rộng B (số chu kỳ lấy mẫu của

ADC). Để đồng bộ tín hiệu trigger và tín hiệu xác định đường cơ bản, 1 kênh tín hiệu

được làm trễ B chu kỳ. Biên độ xung thực được tính bằng giá trị độ cao xung trừ đi giá

trị đường cơ bản trung bình. Tham số B quy định độ rộng đường cơ bản lấy trung bình

cần được khảo sát và lựa chọn kỹ lưỡng, giá trị của B quá thấp sẽ giảm độ chính xác khi

xác định đường cơ bản, mặt khác, nếu giá trị B đặt quá cao sẽ dẫn tới giảm tốc độ đếm

cực đại của hệ đo.

2.2.3. Thiết kế bộ tạo tín hiệu trigger

Tín hiệu trigger là một thành phần quan trọng trong các hệ xử lý tín hiệu số DSP.

Đối với các hệ phổ kế kỹ thuật số, tín hiệu trigger ảnh hưởng mạnh mẽ tới độ phân giải

năng lượng và hiệu suất ghi nhận của hệ đo. Tín hiệu trigger tốt có ngưỡng phát hiện

thấp, loại trừ nhiễu, thời gian trễ ngắn, không bị kích bởi tín hiệu giả. Thuật toán tạo

xung trigger bao gồm 2 quá trình:

- Bước 1: Lọc nhiễu tín hiệu vào, theo đó, bước này lọc nhiễu nhằm tránh tạo

trigger giả từ tín hiệu nhiễu có thể dẫn tới hệ thống hoạt động sai;

- Bước 2: Tạo xung trigger từ tín hiệu lọc, thuật toán tạo trigger có thể là i) vượt

ngưỡng, tức là xung vượt ngưỡng xác định thì hệ thống sẽ tạo ra tín hiệu logic đánh dấu

sự xuất hiện xung; ii) cắt điểm 0, tức là xung cắt qua điểm 0 thì hệ thống sẽ tạo xung

logic. Ở nghiên cứu này lựa chọn phương pháp thứ 2 do ưu điểm thời điểm tạo xung

trigger không phụ thuộc vào biên độ xung.

Bộ lọc thời gian giúp biến đổi tín hiệu vào thành dạng tín hiệu thích hợp để tách

các thông tin về thời gian (thời điểm xuất hiện xung, thời điểm ghi nhận biên độ, thời

điểm xác nhận không có chồng chập...). Trong bộ lọc thời gian, xung vào dạng hàm mũ

được biến đổi thành dạng xung 2 cực tính (bipolar pulse) thông qua bộ lọc RC-CR2 với

hàm truyền trong miền tần số phức z:

(2.24)

- Làm trơn tín hiệu: Quá trình làm trơn sử dụng bộ lọc trung bình động. Quá trình

làm trơn giúp loại trừ tín hiệu nhiễu cao tần có thể gây nên trigger giả. Hàm truyền của

bộ lọc trung bình động với cửa sổ làm trơn C được biểu diễn theo (2.25) và Hình 2.11:

(2.25)

Hình 2.11. Sơ đồ khối của bộ lọc trung bình động với cửa sổ làm trơn C

- Vi phân bậc 1: Quá trình vi phân bậc 1 có vai trò loại bỏ các thành phần

tần số thấp trong tín hiệu vào (đường nền, nhiễu tần số thấp,...). Bộ vi phân bậc

1 được đặc trưng bởi hằng số F (cửa sổ thời gian vi phân). Hàm truyền của bộ

lọc vi phân bậc 1 với cửa sổ thời gian vi phân F được biểu diễn theo (2.26) và

Hình 2.12:

(2.26)

Hình 2.12. Sơ đồ khối vi phân bậc 1 với hằng số thời gian vi phân F

- Vi phân bậc 2: Quá trình vi phân bậc 2 có vai trò biến đổi tín hiệu vi phân

bậc 1 thành tín hiệu xung 2 cực tính. Tín hiệu này có thời gian đi qua đường “0”

không phụ thuộc vào biên độ tín hiệu vào. Hàm truyền của bộ lọc vi phân bậc 2

trong miền tần số phức z được biểu diễn bởi (2.27) và Hình 2.13:

(2.27)

Hình 2.13. Khối vi phân bậc 2 với hằng số thời gian vi phân F

Giản đồ thời gian của bộ tạo xung trigger được trình bày trên Hình 2.14.

Hình 2.14. Giản đồ thời gian của bộ tạo xung trigger

2.2.4. Tính toán, thiết kế các khối chức năng của DMCA trên phần mềm mô phỏng

MATLAB Simulink và ngôn ngữ lập trình Verilog

a) Thiết kế bộ lọc năng lượng

Ta có hàm truyền của bộ lọc năng lượng trong miền tần số phức z được mô tả theo

phương trình sau:

(2.28)

Để thuận tiện cho việc xây dựng các khối chức năng, ta viết lại hàm truyền thành

các khối cơ bản:

(2.29)

Các khối chức năng cơ bản của DMCA xây dựng trên MATLAB/Simulink được

trình bày trên hình 2.15 (Chi tiết các khối được trình bày tại Phụ lục 3)

Hình 2.15. Hình ảnh các khối cơ bản của DMCA xây dựng trên MATLAB/Simulink

Các khối trong bộ lọc năng lượng được chi tiết như sau:

- Khối tạo xung (Pulse generator block): Mục đích của khối tạo xung là mô phỏng

lại tín hiệu ra từ detector với sườn lên dốc (~ns) và sườn giảm suy giảm theo hàm số mũ

với hằng số thời gian ~μs. Sơ đồ khối của khối tạo xung được trình bày trên Hình 2.16.

Nguyên lý hoạt động của khối tạo xung:

Trigger sẽ kích hoạt khối tạo xung theo một chu kỳ thời gian định sẵn, một xung

nhảy bậc được tạo ra, sau đó được cộng dồn với biên độ xung của chu kỳ trước và được

lưu trữ tạm thời tại khối “Memory and Gain”. Khối Zero-pole mô phỏng quá trình hoạt

động của mạch lọc RC có hằng số thời gian RC = T. Tín hiệu sau khi đi qua khối Zero-

pole được cộng thêm nhiễu trắng từ khối “Band Limited White Noise” với dải biên độ

nhiễu được đặt tùy ý. Tín hiệu ra từ khối tạo xung được trình bày như trong Hình 2.17.

Hình 2.16. Sơ đồ khối của khối tạo xung trên MATLAB – Simulink

Hình 2.17. Biên độ tín hiệu ra từ khối tạo xung

- Khối ADC: Khối “Idealized ADC quantizer” và khối “Zero-Order Hold” được

ghép nối để mô phỏng Flash ADC trên MATLAB-Simulink. ADC sử dụng trong DMCA

là AD9254, sơ đồ khối được trình bày trong Hình 2.18. Với biên độ tín hiệu tương tự lối

vào trong khoảng -1 ÷ 1 V, tốc độ lấy mẫu 150 MSPS, các thông số của khối ADC trong

phần mềm mô phỏng được đặt như Hình 2.19. Tín hiệu sau khi số hóa (qua khối ADC)

được trình bày trên Hình 2.20.

Hình 2.18. Sơ đồ khối ADC9254/AnalogDevices

Hình 2.19. Khối ADC trên phần mềm mô phỏng MATLAB Simulink

Hình 2.20. Tín hiệu trước và sau khi lấy mẫu bởi ADC

- Khối lọc năng lượng:

Khối lọc năng lượng – Khối hình thành xung hình thang có hàm truyền trong miền

tần số phức z được biểu diễn bằng công thức (2.28). Ta chia nhỏ bộ lọc năng lượng

thành 4 tầng lọc nhỏ với hàm truyền tương ứng:

(2.30)

(2.31)

(2.32)

(2.33)

Trong MATLAB Simulink, 4 tầng lọc thành phần được thiết kế như Hình 2.21:

Hình 2.21. Các khối chức năng trong bộ lọc năng lượng

Dạng xung tín hiệu từ các khối chức năng được trình bày trên Hình 2.22:

Hình 2.22. Xung ra tương ứng từ các khối chức năng trên phần mềm mô phỏng

2.3. Phương thức lựa chọn các tham số trong DPP

2.3.1. Giải chập xung trong các hệ phổ kế nhấp nháy

Dạng tín hiệu ra từ các hệ phổ kế sử dụng tinh thể NaI(Tl), CsI(Tl), LaBr3(Ce)

được khảo sát trong các nghiên cứu [73, 74, 75] tương ứng, tuy nhiên các dạng tín hiệu

này phụ thuộc mạnh vào các tham số của hệ điện tử ghép nối vào detector như hằng số

thời gian của mạch tiền khuếch đại, hằng số thời gian mạch tạo dạng, số khâu tạo dạng,....

Thông thường, các mạch tiền khuếch đại cho tín hiệu ra có dạng suy giảm theo hàm mũ

với hằng số thời gian τ. Trong miền thời gian liên tục, ta có tín hiệu suy giảm theo hàm mũ

được mô tả theo phương trình:

(2.34)

Với A là biên độ xung cực đại tại thời điểm t = 0.

Trong miền tín hiệu rời rạc, tín hiệu suy giảm theo hàm mũ được mô tả bằng chuỗi

các giá trị rời rạc:

(2.35)

Đối với tín hiệu rời rạc hóa trong các hệ xử lý số, là chu kỳ lấy mẫu của ADC.

Ta có tín hiệu ánh sáng được chuyển thành dòng điện trong các detector nhấp nháy được

mô tả trong phương trình (2.35):

(2.36)

Với Q là tổng lượng điện tích sinh ra trong pin-photodiode hoặc PMT, u(t) là xung đơn

vị tính từ thời điểm khởi phát của tín hiệu sáng trong tinh thể

(2.37)

Xung dòng I(t) được chuyển thành tín hiệu điện thế v(t) thông qua khối tiền khuếch

đại có hằng số thời gian

(2.38)

Trong một số đầu dò nhấp nháy sử dụng tinh thể có thời gian chớp sáng ngắn như

LaBr3(Ce) ghép nối với các bộ tiền khuếch đại có hằng số thời gian lớn (cỡ 1 vài μs),

khi đó hằng số thời gian phân rã của tinh thể << , số hạng trong phương

trình (2.37) có thể bỏ qua. Phương trình (2.37) sẽ trở thành:

(2.39)

Với các tinh thể có thời gian chớp sáng lớn như NaI(Tl), CsI(Tl) có thời gian chớp

sáng trung bình lần lượt là 230 ns và 1μs, khi ghép nối với các tiền khuếch đại nhạy điện

tích có hằng số thời gian cỡ một vài μs sẽ làm giảm độ dốc của xung ra, gây nên độ hụt

biên độ trong các hệ tạo dạng và phân tích đỉnh [76]. Hiện tượng này có thể khắc phục

được bằng cách chọn các bộ tiền khuếch đại có hằng số thời gian lớn, tuy nhiên, hệ quả

của việc sử dụng các bộ tiền khuếch đại có hằng số thời gian lớn là tăng xác suất chồng

chập xung, tăng thời gian chết của hệ đo và giảm tốc độ đếm cực đại của hệ. Đối với các

hệ xử lý xung số DPP, việc giải chập xung để loại bỏ thành phần chứa thời gian chớp

sáng của tinh thể là hoàn toàn khả thi. Giả sử thành phần phân rã phụ thuộc thời gian đã

được loại bỏ khỏi tín hiệu thu được, khi đó ta có xung dòng thu được trên quang đi-ốt

có dạng delta:

(2.40)

Khi đó tín hiệu thu được tại lối ra của tiền khuếch đại có hằng số thời gian

được mô tả theo phương trình:

(2.41)

Để tìm ra hàm truyền cho bộ lọc trong miền tần số phức, áp dụng biến đổi Fourier

cho tín hiệu vào và tín hiệu ra :

(2.42)

(2.43)

Hàm truyền của bộ lọc trong miền tần số phức được tính toán theo công thức:

(2.44)

Trong miền thời gian liên tục, hàm truyền của bộ lọc thu được sau khi biến đổi

Fourier ngược hàm truyền trong miền tần số phức:

(2.45)

2.3.2. Lựa chọn tham số thời gian đối với các detector cụ thể

a) Detector sử dụng tinh thể CsI(Tl) ghép nối tiền khuếch đại nhạy điện tích CR-

110-R2

Tinh thể CsI(Tl) có độ ra sáng ≈ 55 photon/keV và có cường độ phát quang cực

đại tại bước sóng 550 nm. CsI(Tl) là tinh thể có thời gian chớp sáng tương đối dài với

hằng số thời gian cỡ 1μs đối với bức xạ gamma. Xung dòng từ quang đi-ốt và xung từ

tiền khuếch đại nhạy điện tích điển hình được trình bày trên Hình 2.23.

Xung ra từ tiền khuếch đại CR110-R2 có thời gian tăng là tr = 0,4×Cd + 7 ns với

Cd là điện dung của quang đi ốt (ở điểm làm việc được lựa chọn – vào khoảng 80 pF),

tính theo pF. Như vậy, tr  40 ns. Do xung chớp sáng từ CsI(Tl) kéo dài nên mặt tăng

của xung ra của tiền khuếch đại thực tế là vào ~ 2,5 s. Hằng số suy giảm của đuôi xung

ra từ tiền khuếch đại CR110-R2 là 140 μs.

Do vậy, thời gian tăng của xung hình thang (quy định cho bộ lọc năng lượng hình

thang) sẽ được lựa chọn ở dải s.

b) Detector sử dụng tinh thể nhấp nháy LaBr3(Ce) ghép tiền khuếch đại eV-5093

Tinh thể nhấp nháy LaBr3(Ce) có độ ra sáng đạt 68 photon/keV, hằng số thời gian

cỡ 16 ns. Mặt tăng của xung ra của tiền khuếch đại vào khoảng 0,36 s và xung thuộc

loại có đuôi dài (hằng số suy giảm là 238 μs). Do thời gian chớp sáng ngắn và độ ra sáng

cao nên biên độ xung lớn, ảnh hưởng của tiếng ồn tần số cao đến tín hiệu phóng xạ thấp

hơn so với ở detector CsI(Tl). Kết quả là độ phân giải biên độ cao hơn, xác định thời điểm

tia bức xạ tương tác với detector chính xác hơn. Hàm lọc tạo dạng xung hình thang cho

detector LaBr3(Ce) được khảo sát và lựa chọn trong thuật toán DPP với xung mẫu từ tiền

khuếch đại kết hợp với phương pháp mô phỏng nhằm loại bỏ hiện tượng hụt biên độ và

giảm xác suất chồng chập xung.

Hình 2.23. Xung dòng từ quang đi-ốt (a) và xung từ tiền khuếch đại nhạy điện tích (b)

2.4. Phương pháp ổn định và xử lý phổ gamma từ detector nhấp nháy

2.4.1. Phương pháp ổn định phổ gamma theo nhiệt độ của detector nhấp nháy

Các phương pháp hiệu chỉnh phổ bức xạ gamma thu được bằng detector nhấp nháy

sử dụng trong các phòng thí nghiệm đã được xây dựng và áp dụng từ lâu [78]. Tuy nhiên,

ở bên ngoài phòng thí nghiệm, môi trường có nhiệt độ không ổn định và thay đổi trong

khoảng rộng. Điều này ảnh hưởng tới tinh thể nhấp nháy (thay đổi suất phát quang và

thời gian chớp sáng) [79, 80] và hệ điện tử đi kèm [81].

Một vài phương pháp ổn định phổ gamma theo nhiệt độ đã được xây dựng:

− Sử dụng xung chuẩn tương ứng với một năng lượng bức xạ cố định [82];

− Sử dụng nguồn bức xạ ngoài tích hợp vào hệ đo [82];

− Sử dụng đồng vị từ phông bức xạ môi trường [83];

− Sử dụng sự phụ thuộc nhiệt độ của thời gian phát chớp sáng [83];

− Sử dụng ánh sáng từ đi ốt phát quang đóng vai trò xung chuẩn [83, 84].

Tất cả các phương pháp liệt kê ở trên đều dẫn tới thay đổi hệ số khuếch đại của hệ

thống điện tử. Trong khuôn khổ của luận án này, một phương pháp ổn định phổ gamma

mới đã được nghiên cứu và xây dựng. Phương pháp này không thay đổi hệ số khuếch

đại của hệ thống điện tử, khắc phục sự dịch chuyển đỉnh phổ do sự thay đổi nhiệt độ môi

trường gây ra.

a) Xây dựng cơ sở của phương pháp

Tại mỗi giá trị nhiệt độ xác định, đường chuẩn năng lượng của detector được thiết

lập theo công thức sau:

(2.46)

Với ak, bk là các hệ số phụ thuộc vào nhiệt độ, Ci là vị trí kênh, E là giá trị năng lượng

tương ứng.

Tại một nhiệt độ tham chiếu xác định T0 (trong luận án này lấy T0=25°C), vị trí

đỉnh năng lượng Ci,0 trên phổ là cố định. Tuy nhiên, khi thay đổi nhiệt độ T0 → Tk, vị trí

kênh tương ứng với đỉnh năng lượng sẽ dịch chuyển Ci,0 → Ci’,k. Kết quả là sự dịch

chuyển các đỉnh phổ thu được từ detector. Ta có:

(2.47)

Từ phương trình (2.48) ta dễ dàng thiết lập được mối quan hệ giữa vị trí kênh tại

nhiệt độ tham chiếu và vị trí kênh sau khi dịch chuyển tại nhiệt độ Tk

(2.48)

Các hệ số hiệu chỉnh phổ ak, bk tại nhiệt độ Tk được tính toán bằng cách làm khớp

phương trình (2.50) theo bộ dữ liệu (Ci,0; Ci,k) trên phổ thực nghiệm khảo sát. Vị trí đỉnh

phổ Ci,0 và Ci,k trên phổ thực nghiệm được xác định thông qua làm khớp phân bố

Gaussian bằng phần mềm xử lý số liệu Orgin [86].

Để phục vụ cho quá trình tổng hợp và xử lý số liệu trong thời gian đo dài, các phổ

đo tại các nhiệt độ Tk khác nhau được hiệu chỉnh về phổ tại nhiệt độ tham chiếu T0 =

25°C theo công thức (2.50):

(2.49) 𝐶𝑠𝑎𝑢 ℎ𝑖ệ𝑢 𝑐ℎỉ𝑛ℎ = 𝐶𝑡𝑟ướ𝑐 ℎ𝑖ệ𝑢 𝑐ℎỉ𝑛ℎ. 𝑎𝑘 + 𝑏𝑘

Các hệ số phụ thuộc nhiệt độ ak, bk, a0, b0 được tính toán dựa vào việc xây dựng

các đường chuẩn năng lượng tại các nhiệt độ đã biết.

Trên thực tế, nhiệt độ của môi trường có thể nằm trong khoảng giữa các điểm nhiệt

độ đã khảo sát, trong trường hợp đó, các hệ số ak, bk được nội suy giữa 2 điểm nhiệt độ

gần nhất đã khảo sát T1, T2 :

(2.50)

Ở đây giả thiết T1

Theo phương trình (2.49), vị trí kênh sau khi hiệu chỉnh là số thực, tuy nhiên

vị trí kênh trong thực tế phải là số nguyên, vì vậy sau khi tính toán sẽ được làm tròn

về số nguyên gần nhất. Điều này sẽ gây nên sự tăng/mất số đếm tại 1 số kênh, để khắc

phục hiện tượng này, ta sử dụng phương pháp làm trơn phổ sau khi hiệu chỉnh :

(2.51)

Trong đó : : Số đếm tại kênh i sau làm trơn; M=2N+1: cửa sổ làm trơn; : Số đếm

tại kênh k chưa hiệu chỉnh.

b) Phương pháp lấy số liệu thực nghiệm

Toàn bộ hệ thống thí nghiệm bao gồm detector, nguồn phóng xạ chuẩn, và hệ

thống điện tử xử lý xung được đặt trong buồng điều biến nhiệt của hãng BINDER,

CHLB Đức. Buồng điều biến nhiệt cho phép thay đổi nhiệt độ trong khoảng -15 ÷

60°C. Tín hiệu từ DMCA do luận án nghiên cứu phát triển được ghép nối với máy

tính đặt bên ngoài buồng điều biến nhiệt bằng cáp RS-232. Quá trình đo phổ theo

nhiệt độ được thực hiện trên máy tính, số liệu phổ được lưu trữ và xử lý sau (phân

tích off-line). Sơ đồ bố trí thí nghiệm được thể hiện trên hình 2.24. Nhiệt độ của

buồng nhiệt được thay đổi từ 0,4℃ đến 45℃, với mỗi bước thay đổi là 2,5℃. Ứng

với mỗi giá trị nhiệt độ được thiết lập, luận án tiến hành ghi hai phổ gamma, phổ thứ

nhất đo hỗn hợp hai nguồn 60Co và 137Cs, phổ thứ hai đo nguồn 152Eu. Thời gian đo

10 phút/phổ. Nhiệt độ của buồng điều biến nhiệt được duy trì ổn định trong ít nhất 1

giờ trước khi tiến hành đo.

Buồng điều biến nhiệt độ

BINDER Hình 2.24. Sơ đồ hệ đo có hiệu chỉnh phổ bằng phần mềm

Lưu đồ thuật toán xử lý phổ được thực hiện trên hình 2.25.

Hình 2.25. Lưu đồ thuật toán xử lý hiệu chỉnh phổ gamma

2.5. Tóm tắt Chương 2

Trong các thử nghiệm với quang đi-ốt loại thường là S-3590-08 ghép nối với tinh

thể CsI(Tl), kết quả thu nhận được công bố trong công trình “Study of designing the

scintillation detector using CsI(Tl) crystals and PIN photodiode for ambient gamma

dose rate” vẫn còn nhiều vấn đề cần phải cải thiện. Chất lượng phổ không cao với độ

phân giải lên đến 12% tại đỉnh 662 keV với nguồn 137Cs, đóng góp của can nhiễu là lớn

(ngưỡng cắt khoảng 200 keV) (Hình 2.26). Vì vậy, trong luận án này các kết quả nghiên

cứu ghép nối tinh thể nhấp nháy với quang đi-ốt loại thường sẽ không được đề cập tới.

Tuy nhiên, việc nghiên cứu ghép nối như trên sẽ được tiến hành vì việc sử dụng loại

quang đi-ốt thường có nhiều ưu điểm vượt trội, nhất là giá thành rẻ, không sử dụng cao

áp nên độ trôi của phổ theo nhiệt độ môi trường là không đáng kể.

Hình 2.26. Phổ thử nghiệm với tinh thể CsI(Tl) ghép nối S-3590-08 với TKĐ CR-110

Từ các chuẩn bị và thiết kế công việc ở các phần trên trong Chương 2, chương 3

sẽ trình bày các kết quả cụ thể như sau:

a) Đối với vấn đề thiết kế chế tạo detector nhấp nháy ghép nối quang đi-ốt

- Nghiên cứu ghép nối quang đi-ốt thác lũ Hatmamatsu loại S8664-0505 sử dụng

cho tinh thể CsI(Tl) thể tích 10×10×30 mm3 do Kinheng chế tạo, kết hợp với TKĐ CR-

110 của hãng Cremat.

- Đối với tinh thể LaBr3(Ce) cùng kích thước và hãng sản xuất sẽ được kết hợp với

quang đi-ốt thác lũ loại S8664-1010 kết hợp cùng TKĐ eV-5093 của Kromek.

Kết quả nghiên cứu chế tạo detector được trình bày chi tiết trong Mục 3.1 của

Chương 3.

b) Đối với vấn đề nghiên cứu chế tạo DMCA dựa trên FPGA

Xung tương tự từ detector nhấp nháy được số hóa bởi ADC và thành mảng dữ liệu

số được truyền đến FPGA. Bộ giải chập xung, bộ lọc xung số, bộ phát hiện đỉnh, bộ xử

lý biểu đồ phổ, bộ điều khiển giao diện và kết nối máy tính (PC) được thực hiện bởi

FPGA. Kết quả nghiên cứu chế tạo DMCA được trình bày chi tiết trong Mục 3.2 của

Chương 3.

c) Đối với nội dung ổn định phổ của detector theo nhiệt độ môi trường

Phương pháp hiệu chỉnh phổ gamma của detector nhấp nháy cũng được giới thiệu

trong luận án, trong khuôn khổ của nghiên cứu đã áp dụng cho detector NaI(Tl) kết hợp

với DMCA thành hệ đo hoàn chỉnh. Các phép đo được thực hiện trong điều kiện phòng

thí nghiệm và được thử nghiệm với điều kiện môi trường thực tế. Kết quả nghiên cứu

được trình bày chi tiết trong Mục 3.3 của Chương 3.

d) Nguồn chuẩn sử dụng trong luận án

Trong luận án đã sử dụng các nguồn phóng xạ chuẩn của IAEA, thời điểm sản

xuất: 1/7/1983 để đo đạc, thử nghiệm trong các thực nghiệm. Thông số của nguồn chuẩn

được cho ở Bảng 2.2

Bảng 2.2. Nguồn phóng xạ chuẩn sử dụng trong luận án

TT

Đồng vị

Hoạt độ ban đầu [kBq]

Năng lượng E [keV]

Hiệu suất phát Iɤ [%]

241Am

360,9

59,5

0,358

133Ba

303,7

356,0

0,621

60Co

407,2

1173,2 1332,5

0,999 1,000

137Cs

470

661,6

0,850

152Eu

406,3

244,7 344,3 1408,0

0,076 0,266 0,209

CHƯƠNG 3. CÁC KẾT QUẢ CHẾ TẠO TRANG THIẾT BỊ TRINH SÁT

PHÁT HIỆN PHÓNG XẠ, HẠT NHÂN

3.1. Kết quả chế tạo detector nhấp nháy

3.1.1. Thiết kế, chế tạo khung vỏ detector

Khung vỏ detector đảm bảo che chắn sóng điện từ và chống được cả nhiễu do các

linh kiện điện tử chủ động của phần còn lại của detector ảnh hưởng tới tiền khuếch đại

và đảm bảo thêm được các yếu tố: chống ẩm, rung xóc, sốc nhiệt và nhỏ gọn. Bản mô

hình thiết kế thử nghiệm được đưa ra theo Hình 3.1. Trong đó, detector gồm 03 khoang.

Khoang 1: Tinh thể nhấp nháy CsI(Tl) hoặc LaBr3(Ce) thể tích 10×10×30 mm3 do

Kinheng Crystal Material (Shanghai) Co., Ltd., Trung Quốc sản xuất, quang đi-ốt thác

lũ Hatmamatsu loại S8664-0505 sử dụng cho tinh thể CsI(Tl) hoặc loại S8664-1010 sử

dụng với tinh thể LaBr3(Ce). Khoang 2: tiền khuếch đại nhạy điện tích CR-110 do

Cremat cung cấp gắn với tinh thể CsI(Tl) hoặc loại eV 5093 của Kromek được sử dụng

với tinh thể LaBr3(Ce). Khoang 3 bao gồm:hệ thống nguồn nuôi 1 chiều, cao áp và mạch

khuếch đại vi sai trừ nhiễu đồng pha (mạch khuếch đại sơ bộ).

Hình 3.1. Bản vẽ thiết kế hệ thống cơ khí detector nhấp nháy CsI(Tl) và LaBr3(Ce)

Toàn bộ khối detector có dạng hình trụ, đường kính ngoài 55 mm, độ dài 190 mm.

Vỏ ngoài detector được chế tạo từ hợp kim nhôm theo công nghệ CNC và được a-nốt

hóa để chống ăn mòn, gỉ sét, tăng độ cứng, chống lại tác động của thời tiết, tác động cơ

học,… Giữa các khoang có vách ngăn bằng nhôm, sử dụng keo silicon để làm kín các

đường đi dây nhằm chống ẩm. Một trong những nguyên tắc quan trọng nhất về độ dày

của khoang 1 là càng mỏng càng tốt để tăng khả năng truyền qua của tia X và tia gamma

mềm, một số sản phẩm của các hãng thương mại như ScienTech cho loại detector

NaI(Tl) 8S8/2.VD.PA.HVG có lớp nhôm với độ dày là 1 mm. Trong điều kiện gia công

cơ khí của luận án thì độ dày khoang 1 là 1,75 mm cũng có thể chấp nhận được. Trên

hình 3.2 là kết quả lắp ráp detector nhấp nháy hoàn chỉnh.

Hình 3.2. Sản phẩm thiết kế thử nghiệm detector nhấp nháyLaBr3(Ce)

3.1.2. Kết quả thiết kế, chế tạo các khối điện tử tương tự

a. Khối nguồn nuôi

Từ điện áp ±12 V đưa vào, hệ mạch nguồn tạo ra: điện áp 5 V để tạo điện thế bias

cho quang đi-ốt thác lũ S8664-0505 và S8664-1010; các điện áp ± 6,8 V cung cấp cho

tiền khuếch đại và ± 6 V cung cấp cho hệ khuếch đại sơ bộ. Sơ đồ bố trí và thiết kế các

khối mạch nguồn được cho trên Hình 3.3 và Hình 3.4. Mạch nguồn đảm bảo cung cấp

cho hệ thống detector, gồm: mạch nguồn nuôi, bộ điện thế bias, mạch khuếch đại và tạo

dạng xung tương tự.

Hình 3.3. Sơ đồ bố trí các khối mạch nguồn

Hình 3.4. Sơ đồ thiết kế hệ mạch nguồn nuôi

Hệ khuếch đại sơ bộ được đưa vào để chuẩn dải biên độ xung ra – thay đổi hệ số

biến đổi năng lượng của lượng tử gamma bị tinh thể nhấp nháy hấp thụ thành biên độ

xung cho các loại nhấp nháy và tiền khuếch đại khác nhau để biên độ xung ra với cùng

một loại chuyển dời gamma là như nhau. Điện thế bias cấp cho quang đi-ốt thác lũ (Hình

3.5) được tạo ra từ linh kiện tổ hợp C10940-53 do hãng Hamamatsu chế tạo. Tín hiệu

lối ra được kết nối với cáp chuẩn tín hiệu BNC.

Hình 3.5. Sơ đồ mạch cấp nguồn điện áp bias cho APD

b. Khối tiền khuếch đại

Từ các đánh giá, lựa chọn và thử nghiệm với việc ghép nối tiền khuếch đại CR-

110 và eV-5903 với 02 loại tinh thể CsI(Tl) và LaBr3(Ce), có thể nhận thấy với điều

kiện thực tế việc ghép S8664-1010 với eV-5093 cho tinh thể LaBr3(Ce) là tối ưu,

S8664-0505 kết hợp với CR-110 với tinh thể còn lại cho kết quả tốt hơn cả. Sơ đồ ghép

nối và nguồn nuôi cho tiền khuếch đại được cho ở Hình 3.6.

Hình 3.6. Sơ đồ thiết kế ghép nối khối tiền khuếch đại với quang đi ốt

Tín hiệu ra từ tiền khuếch đại được khuếch đại tuyến tính qua khối khuếch đại vi

sai trừ nhiễu đồng pha (mạch khuếch đại sơ bộ). Khối khuếch đại sơ bộ được thiết kế

với hệ số khuếch đại có thể điều chỉnh, cho biên độ tín hiệu phù hợp với dải làm việc

của ADC. Mạch lọc HPF kiểu tương tự cũng được tích hợp trong khối khuếch đại. Sơ

đồ mạch nguyên lý của khối được mô tả như trên Hình 3.7.

Hình 3.7. Sơ đồ thiết kế khối khuếch đại sơ bộ

3.1.3. Dạng xung ra của detector

Xung ra của detector LaBr3(Ce) ghép S8664-55 và CsI(Tl) ghép S8664-55 được

thể hiện trên Hình 3.8.

Hình 3.8. Xung ra của detector LaBr3(Ce) ghép S8664-55 và CsI(Tl) ghép S8664-55

Các xung ra đều có đặc trưng của xung ở lối ra của tiền khuếch đại nhạy điện tích

là mặt trước ngắn và đuôi kéo dài. Biên độ xung được chuẩn hóa bằng biến trở 4R8 trên

Hình 3.8 để có hệ số chuyển đổi năng lượng gamma – biên độ xung cỡ như nhau: 661,6

keV của đồng vị 137Cs tương ứng biên độ cỡ 200 mV cho 02 loại detector. Mục đích của

việc chuẩn hóa biên độ xung lối ra nhằm đồng bộ cho việc phát triển DMCA dùng chung

cho cả hai loại detector nói trên.

3.1.4. Thử nghiệm, lựa chọn tham số làm việc cho detector sau chế tạo

Detector nhấp nháy CsI(Tl) và LaBr3(Ce) sau khi chế tạo sẽ được đánh giá chất

lượng qua độ phân giải năng lượng. Từ số liệu độ phân giải năng lượng thu được khi

thay đổi các thông số của detector, sẽ chọn được các điểm làm việc tốt nhất. Các thông

số khảo sát bao gồm thế bias, trở bias, hằng số thời gian tạo dạng (shaping time). Sơ đồ

bố trí thí nghiệm được mô tả như trên Hình 3.9, trong đó nguồn phóng xạ kiểm tra là

nguồn 137Cs có thông số được mô tả như Bảng 2.2. Trong mọi phép đo thì nguồn và

detector được giữ ở khoảng cách không thay đổi, mỗi phép đo với 02 loại detector trên

được đo với thời gian là 10 phút/phổ. Khối khuếch đại tạo dạng là Canberra 2022 với

hằng số thời gian tạo dạng điều chỉnh là 0,5, 1, 2, 4, 8 và 12 µs. Mặt khác, biên độ xung

khuếch đại của các phổ thu được từ 02 loại detector được điều chỉnh là hằng số qua

Coarse Gain và Fine Gain (2 keV/kênh). Tín hiệu lối ra từ bộ khuếch đại tạo dạng được

đưa qua bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số APG7300A của TechnoAP, Nhật Bản, đây là

bộ DMCA chuyên dùng để kiểm tra, hiệu chỉnh các detector ghi nhận phổ. Phổ sau khi

thu nhận sẽ được lưu trữ và xử lý off-line qua PC. Ngoài ra, để khảo sát dạng xung và

theo dõi tín hiệu lối ra từ tiền khuếch đại và bộ khuếch đại tạo dạng, oscilloscope loại

GDS-3352 của Gwinstek được dử dụng. Hình ảnh bố trí thí nghiệm được mô tả như trên

Hình 3.10. Tất cả các phép đo thử nghiệm, đánh giá được thực hiện ở điều kiện nhiệt độ

phòng (T = 25℃).

Hình 3.9. Sơ đồ thử nghiệm, đánh giá detector nhấp nháy CsI(Tl)/LaBr3(Ce)

Hình 3.10. Hình ảnh thử nghiệm detectorCsI(Tl)/LaBr3(Ce)

Do thời gian rã sáng của tinh thể CsI(Tl) lớn, kết hợp với điện dung của APD ghép

nối với tinh thể, xung ra từ tiền khuếch đại loại CR-110 có thời gian tăng 2,5 μs; tinh

thể LaBr3(Ce) ghép với tiền khuếch đại eV 5093 cho thời gian tăng của xung ra từ tiền

khuếch đại là 0,36 μs. Dạng xung lối ra từ tiền khuếch đại và qua khuếch đại tạo dạng

của hệ tinh thể CsI(Tl) + S8664-0505 + CR-110 được thể hiện trên Hình 3.11; tương tự

dạng xung lối ra của hệ tinh thể LaBr3(Ce) + S8664-1010 + eV 5093 được biểu diễn trên

Hình 3.12.

Hằng số thời gian tạo dạng 8μs

Hằng số thời gian tạo dạng 1 μs

Hình 3.11. Dạng xung lối ra từ TKĐ và qua KĐ tạo dạng của detector CsI(Tl)

Hình 3.12. Dạng xung lối ra từ TKĐ và qua KĐ tạo dạng của detector LaBr3(Ce)

Mặc dù tín hiệu sau lối ra tiền khuếch đại của hai detector đều có mặt tăng và giảm

với hằng số thời gian tương đối ổn định – điều kiện thuận lợi để áp dụng các hàm lọc số

tại các khâu xử lý phía sau, tín hiệu ra vẫn nằm trên đường nhiễu cao tần có biên độ dao

động lớn.

a) Kết quả đánh giá giải pháp loại trừ nhiễu điện từ

Để kiểm tra nhiễu điện từ với thiết kế loại bỏ đường đất, thiết kế của detector

LaBr3(Ce) được khảo sát (do detector CsI(Tl) có cấu tạo tương tự). Kết quả được thể

hiện trên Hình 3.13.

Hình 3.13. Kết quả kiểm tra giải pháp giải pháp loại bỏ đường đất. (a) và (b) tín hiệu

từ TKĐ không có và có loại bỏ đường đất; (c) và (d) tín hiệu sau khối tạo dạng không

có và có loại bỏ đường đất

Kết quả khảo sát cho thấy sự phù hợp của thiết kế cơ khí có loại bỏ đường đất, nếu

không có thiết kế loại bỏ đường đất nhiễu điện từ là rất lớn với biên độ tín hiệu dao động

trong khoảng -1 V đến +0,6 V (Hình 3.13a), với thiết kế loại bỏ nhiễu điện từ thì đường

nhiễu tín hiệu nền có biên độ dao động < 25 mV và tín hiệu sau khối tạo dạng “mịn”

hơn rất nhiều trước khi đưa vào Flash ADC để số hóa và phân tích (Hình 3.13b và 3.13c).

Thực tế, việc loại bỏ hoàn toàn đường nhiễu nền có đóng góp của nhiễu điện từ là khó

khăn và cần nhiều kỹ thuật để thực hiện và đánh giá.

b) Kết quả kiểm tra, đánh giá và tối ưu thông số cho detector CsI(Tl)

Do độ phân giải năng lượng phụ thuộc vào điện thế bias cấp cho quang đi-ốt thác

lũ và trở bias nên vấn đề khảo sát để lựa chọn thế bias và trở bias cho detector nhấp nháy

ghép quang đi-ốt thác lũ phải được đánh giá chi tiết. Điều kiện thay đổi trở bias lần lượt

được thay đổi bởi các giá trị 100, 200 và 400 MΩ, trong khi đó, thế bias được đặt trong

khoảng làm việc từ 350 V đến 390 V với bước thay đổi là 5 V. Kết quả đánh giá được

cho ở Bảng 3.1 và Hình 3.13.

Bảng 3.1. Kết quả khảo sát lựa chọn điện thế bias và trở bias cho detector CsI(Tl)

Điện thế bias (V)

350 Rbias = 100 MΩ Rbias = 200 MΩ Rbias = 400 MΩ FWHM (%) 11,52 ± 0,26 FWHM (%) 11,56 ± 0,30 FWHM (%) 12,83 ± 0,46

355 10,87 ± 0,31 11,04 ± 0,25 11,85 ± 0,34

360 10,19 ± 0,27 11,43 ± 0,22 10,78 ± 0,27

365 9,93 ± 0,25 10,80 ± 0,20 11,33 ± 0,34

370 9,05 ± 0,20 10,26 ± 0,16 10,87 ± 0,28

375 8,99 ± 0,20 9,77 ± 0,16 9,98 ± 0,23

380 9,01 ± 0,12 9,63 ± 0,17 9,77 ± 0,24

385 8,73 ± 0,11 9,41 ± 0,16 8,96 ± 0,16

390 8,77 ± 0,10 9,01 ± 0,02 8,78 ± 0,18

Từ các kết quả trên có thể nhận thấy rằng với, với điện thế bias đặt vào từ 375 V

trở lên thì độ phân giải năng lượng của detector nhấp nháy CsI(Tl) được cải thiện hơn

đáng kể, trong đó Rbias = 100 MΩ và điện thế bias 385 V là cho độ phân giải năng lượng

tốt nhất (FWHM = 8,73% cho 137Cs). Vì vậy, các giá trị trên được chọn để thiết lập hoạt

động cho detector CsI(Tl).

Hình 3.14. FWHM phụ thuộc điện thế và trở bias với detector CsI(Tl)

Nhằm chọn dải động tốt nhất trong việc thiết kế DMCA cho detector CsI(Tl), trong

đó đảm bảo điện thế bias tối ưu, độ cao xung khuếch đại tốt và dải động rộng nhất thì

việc thiết lập hằng số thời gian tạo dạng xung được khảo sát. Độ phân giải năng lượng

của đỉnh 661,6 keV của nguồn 137Cs được thiết lập theo hằng số thời gian tạo dạng. Kết

quả khảo sát được biểu diễn trên Bảng 3.2 và Hình 3.15 với Rbias = 100 MΩ và điện thế

bias 385 V, thời gian đo là 10 phút/phổ.

Bảng 3.2. Khảo sát độ phân giải năng lượng theo hằng số thời gian tạo dạng

Rbias = 100 MΩ

Thời gian tạo dạng (µs) 0,5 Vị trí đỉnh (kênh) 324,0 FWHM (%) 10,44 ± 0,10

1 326,5 10,18 ± 0,10

2 324,7 9,37 ± 0,08

4 322,6 8,89 ± 0,07

8 324,0 8,74 ± 0,07

12 320,5 8,72 ± 0,08

Hình 3.15. Sự phụ thuộc của FWHM vào thời gian tạo dạng của detector CsI(Tl)

Hình 3.16 biểu diễn phổ thu được từ nguồn chuẩn IAEA 60Co và 137Cs với các điều

kiện tối ưu được lựa chọn như trên (Vbias = 385 V, Rbias = 100 MΩ, thời gian tạo dạng =

8 µs).

Hình 3.16. Phổ thử nghiệm của detectorCsI(Tl) với điều kiện tối ưu

Rõ ràng, với hằng số thời gian tạo dạng trong khoảng từ 8 đến 10 µs, độ phân giải

năng lượng của detector CsI(Tl) được chọn, vừa thỏa mãn hai yêu cầu: cho độ phân giải

năng lượng tốt và tránh chồng chập xung. Trong các phép đo để khảo sát các thông số

về thay đổi nhiệt độ môi trường, hiệu suất ghi,… với detector CsI(Tl) của luận án này,

hằng số thời gian tạo dạng luôn để mặc định là 8 µs.

c) Kết quả kiểm tra, đánh giá và tối ưu thông số cho detector LaBr3(Ce)

Tương tự như khảo sát, đánh giá và lựa chọn các tham số của detector CsI(Tl), kết

quả khảo sát lựa chọn điện thế bias và trở bias cho detector LaBr3(Ce) được cho ở Bảng

3.3. và Hình 3.17 với điện thế bias khảo sát từ 340 đến 390 V.

Điện thế bias (V)

Bảng 3.3. Kết quả khảo sát lựa chọn điện thế bias và trở bias cho detector LaBr3(Ce)

Rbias = 100 MΩ FWHM (%)

Rbias = 200 MΩ FWHM (%)

Rbias = 400 MΩ FWHM (%)

340 4,61 ± 0,07 4,56 ± 0,08 4,42 ± 0,09

345 4,56 ± 0,09 4,34 ± 0,09 4,49 ± 0,08

350 4,56 ± 0,10 4,41 ± 0,08 4,55 ± 0,07

355 4,57 ± 0,08 4,46 ± 0,09 4,40 ± 0,09

360 4,68 ± 0,09 4,42 ± 0,08 4571 ± 0,07

365 4,60 ± 0,09 4,53 ± 0,07 4,64 ± 0,06

370 4,53 ± 0,07 4,59 ± 0,08 4,77 ± 0,08

375 4,88 ± 0,08 5,01 ± 0,10 4,63 ± 0,08

380 4,75 ± 0,09 5,43 ± 0,12 5,14 ± 0,09

385 4,96 ± 0,15 5,21 ± 0,11 4,88 ± 0,07

390 5,96 ± 0,17 5,36 ± 0,09 4,98 ± 0,08

Hình 3.17. FWHM phụ thuộc điện thế và trở bias với detector LaBr3(Ce)

Từ kết quả thử nghiệm, có thể nhận thấy rằng độ phân giải năng lượng của

detector LaBr3(Ce) tốt nhất là tại điện thế bias 345 V và Rbias = 200 MΩ. Sử dụng các

điều kiện tối ưu như trên, độ phân giải năng lượng của đỉnh 661,6 keV của nguồn đồng

vị137Cs được thiết lập theo hằng số thời gian tạo dạng. Kết quả khảo sát được biểu diễn

trên Bảng 3.4 và Hình 3.17 với điện áp bias Rbias = 200 MΩ và điện thế bias 345 V, thời

gian ghi nhận phổ là 10 phút.

Bảng 3.4. Khảo sát độ phân giải năng lượng theo hằng số thời gian tạo dạng

Rbias = 200 MΩ

Thời gian tạo dạng (µs)

0,5

Vị trí đỉnh (kênh) 368,5

FWHM (%) 4,23 ± 0,07

1

369,2 4,02 ± 0,06

370,8 4,12 ± 0,06

366,4 4,45 ± 0,06

373,6 5,20 ± 0,10

369,8 6,13 ± 0,12

Hình 3.18. Sự phụ thuộc của FWHM vào thời gian tạo dạng của detector LaBr3(Ce)

Kết quả đo phổ gamma của các đồng vị241Am, 137Cs, 60Co và 152Eu với điện thế

bias 345 V, trở bias Rbias = 200 MΩ được thể hiện trên Hình 3.19.

Hình 3.19. Phổ gamma thử nghiệm detector LaBr3(Ce) với điều kiện tối ưu

Như đã khảo sát ở mục trên, mặt tăng của xung ra từ tiền khuếch đại eV5093 của

detector LaBr3(Ce) là 0,36 µs, vậy với hằng số tạo dạng xung khoảng 4*τR là 1 µs sẽ cho

kết quả chất lượng phổ tốt nhất, hằng số thời gian tạo dạng trên vừa đảm bảo không có

hiện tượng hụt biên độ, chống chồng chập xung và giảm được nhiễu ENC.

d) Đánh giá tạp âm của hệ đo

Đánh giá tiếng ồn từ thực nghiệm đo phổ bức xạ gamma 59,5 keV do 241Am phát

ra của detector LaBr3(Ce) (Hình 3.19). Phổ thu được cho thấy rằng đỉnh 59,5 keV được

thể hiện rõ ràng với độ phân giải là 38%. Các tín hiệu có biên độ xung trong khoảng từ

0 đến kênh 18 ở vùng cực tiểu phía bên trái đỉnh có thể được coi là tiếng ồn gây ra.Vì

vậy, nên chọn ngưỡng dưới của hệ detector LaBr3(Ce) ở giá trị kênh này. Ngưỡng cắt

dưới (LLD) tương ứng với năng lượng cỡ 30 keV, ngưỡng cắt này còn có thể xử lý được

tốt hơn (sẽ thể hiện ở phần sau của luận án) vì trong thiết kế DMCA chúng ta chọn được

các thông số DPP phù hợp với tính chất của từng loại detector tương ứng.

Đối với detector CsI(Tl), giá trị ngưỡng này cao hơn 1 chút vì độ ra sáng của

CsI(Tl) thấp hơn nên tỷ số tín hiệu trên tạp âm thấp hơn, hơn nữa, thời hằng của CsI(Tl)

cao hơn thời hằng của LaBr3(Ce) nhiều lần (1 s so với 16 ns), thành phần chậm trong

CsI(Tl) dài hơn nên sẽ tạo ra tạp âm hơn so với LaBr3(Ce). Các tác giả của [34] cũng đã

nhận thấy sau khi ghép tinh thể CsI(Tl) với quang đi ốt, dòng rò của quang đi ốt tăng

lên nhiều lần – tức là tạp âm tăng lên. Để giảm ảnh hưởng của tạp âm này, cần đặt

ngưỡng hệ đo cao hơn. Trong các thực nghiệm đo với tinh thể CsI(Tl) có độ cao 3 cm,

ngưỡng cắt dưới vào khoảng 80 keV. Tất nhiên, cũng có thể do độ cao CsI(Tl) chưa đủ

lớn để giảm nhỏ hơn nữa chùm gamma trực tiếp đi đến APD, và cũng có thể APD S8664-

05 có tiết diện chỉ vào tiết diện tinh thể nên không thu được hết các photon do tinh

thể phát ra. Để đánh giá chính xác điều này, cần có tiếp tục các thực nghiệm.

e) Đánh giá hiệu suất ghi của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce)

Hiệu suất ghi của detector là một chỉ tiêu quan trọng đánh giá chất lượng của hệ

phổ kế và cũng là tham số đầu vào trong các bài toán xác định hoạt độ phóng xạ bằng

phương pháp tuyệt đối. Để đánh giá hiệu suất ghi của 02 loại detector nhấp nháy đã

nghiên cứu, chế tạo, sử dụng bộ nguồn chuẩn với các thông số cho ở Bảng 2.2. Các

nguồn chuẩn được xem như nguồn điểm, đặt cách tâm tinh thể với các khoảng cách thay

đổi. Các phép đo phổ được đo và phân tích trong các điều kiện đã được chuẩn hóa. Hiệu

suất ghi của 2 detector LaBr3(Ce) và CsI(Tl) được khảo sát bao gồm: (i) Hiệu suất nội,

(ii) hiệu suất quang điện nội, (iii) hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần theo khoảng cách.

- Hiệu suất nội toàn phần và hiệu suất quang điện nội: Hiệu suất nội toàn phần

được xác định bằng tỉ số xung ghi nhận được và số lượng tử tới bề mặt detector theo

công thức (3.1):

(3.1)

Trong đó là hiệu suất nội toàn phần; là số xung ghi nhận được tại detector;

: số photon đến bề mặt detector.

Hiệu suất quang điện nội được xác định bằng tỉ số xung ghi nhận tại đỉnh hấp thụ

năng lượng toàn phần và số lượng tử tới bề mặt detector theo công thức (3.2):

(3.2)

Trong đó là hiệu suất quang điện nội; là diện tích đỉnh hấp thụ

năng lượng toàn phần; : số photon phát ra từ nguồn.

Hiệu suất nội và hiệu suất quang điện nội của 2 detector LaBr3(Ce) và CsI(Tl)

được tính toán bằng thực nghiệm theo Bảng 3.5 và được biểu diễn như trên Hình 3.20.

Hiệu suất nội toàn phần và hiệu suất quang điện nội của 2 detector đạt cực đại trong dải

năng lượng 100 ÷ 200 keV (lên tới 82,45% đối với detector LaBr3(Ce) và 85,79% đối

với detector CsI(Tl)). Các lượng tử gamma có năng lượng nằm trong khoảng này dễ

dàng đi xuyên qua lớp vỏ detector và vỏ bọc tinh thể, mất toàn bộ năng lượng trong thể

tích nhạy của detector. Các lượng tử gamma năng lượng cao chủ yếu đi xuyên qua hoặc

tán xạ để lại một phần năng lượng bên trong tinh thể. Các kết quả khảo sát phù hợp tốt

với công bố [87] do hãng Saint- Goban thực hiện.

Bảng 3.5. Kết quả khảo sát hiệu suất nội toàn phần và hiệu suất quang điện nội

của detector CsI((Tl) và LaBr3(Ce)

Detector CsI(Tl) Detector LaBr3(Ce) Năng

Đồng lượng Hiệu suất Hiệu suất Hiệu suất nội Hiệu suất nội phát vị quang điện quang điện toàn phần (%) toàn phần (%) (keV) nội (%) nội (%)

241Am

79,67 ± 5,58 76,68 ± 6,13 59,54

133Ba

73,94 ± 5,18 51,38 ± 2,57 73,38 ± 4,40 43,51 ± 1,31 356,0

152Eu

85,79 ± 4,29 76,17 ± 3,81 82,45 ± 7,42 68,33 ± 4,78 244,7

75,03 ± 3,75 53,73 ± 1,61 74,12 ± 4,45 45,60 ± 1,82 344,3

137Cs

58,29 ± 3,50 20,83 ± 1,25 62,35 ± 2,49 17,82 ± 1,43 661,6

60Co

1173,2 47,89 ± 4,31 9,42 ± 0,28 53,14 ± 5,31 8,44 ± 0,68

1332,5 45,90 ± 3,21 7,95 ± 0,64 51,17 ± 4,09 7,20 ± 0,36

Hình 3.20. Hiệu suất nội và hiệu suất quang điện nội của detector LaBr3(Ce) và

detector CsI(Tl).

-Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần: được xác định bằng tỷ số diện tích đỉnh

năng lượng hấp thụ toàn phần và số lượng tử phát ra từ nguồn theo công thức (3.3):

(3.3)

Trong đó là hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần; là diện tích

đỉnh hấp thụ quang điện ứng với năng lượng E; là hoạt độ phóng xạ của nguồn;

xác suất phát lượng tử có năng lượng E; t: thời gian đo. Trong thí nghiệm này, hiệu suất

đỉnh năng lượng toàn phần được tính ở các khoảng cách thay đổi là 0,5 cm, 2,5 cm, 5

cm 10 cm và 15 cm. Sai số hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần được xác định theo

công thức (3.4):

(3.4)

Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce)

được tính theo Bảng 3.6 và Bảng 3.7, kết quả được biểu diễn trên Hình 3.21 và

Hình 3.22 tương ứng.

Bảng 3.6. Kết quả khảo sát hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần detector CsI(Tl)

theo khoảng cách

Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần của detector CsI(Tl) theo khoảng cách (%)

Khoảng cách nguồn tới bề mặt tinh thể

Đồng

vị

0,5 cm

2,5 cm

5,0 cm

10,0 cm

15,0 cm

Năng lượng phát (keV)

133Ba

356,0

6,077 ± 0,323 0,736 ± 0,038 0,201 ± 0,011 0,052 ± 0,003 0,024 ± 0,001

244,7

6,600 ± 0,339 0,800 ± 0,042 0,218 ± 0,012 0,057 ± 0,003 0,026 ± 0,002

152Eu

344,3

6,206 ± 0,316 0,752 ± 0,038 0,205 ± 0,011 0,053 ± 0,003 0,024 ± 0,001

1408,0 0,151 ± 0,009 0,031 ± 0,002 0,011 ± 0,001 0,003 ± 0,001 0,002 ± 0,001

137Cs

661,6

0,460 ± 0,024 0,090 ± 0,005 0,030 ± 0,002 0,009 ± 0,001 0,005 ± 0,001

1173,2 0,195 ± 0,010 0,040 ± 0,002 0,014 ± 0,001 0,004 ± 0,001 0,002 ± 0,001

60Co

1332,5 0,163 ± 0,009 0,034 ± 0,002 0,012 ± 0,001 0,004 ± 0,001 0,002 ± 0,001

Hình 3.21. Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần của detector CsI(Tl)

Bảng 3.7. Kết quả khảo sát hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần detector

LaBr3(Ce) theo khoảng cách

Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần của detector LaBr3(Ce) theo khoảng cách (%)

Năng

Khoảng cách nguồn tới bề mặt tinh thể

Đồng

lượng

vị

phát

0,5 cm

2,5 cm

5,0 cm

10,0 cm

15,0 cm

(keV)

241Am

59,54 6,396 ± 0,385 0,771 ± 0,047 0,210 ± 0,011 0,072 ± 0,004 0,025 ± 0,001

356,0 5,748 ± 0,306 0,693 ± 0,036 0,189 ± 0,010 0,065 ± 0,004 0,022 ± 0,001

133Ba

244,7 6,243 ± 0,321 0,753 ± 0,040 0,205 ± 0,012 0,070 ± 0,004 0,024 ± 0,002

344,3 5,871 ± 0,299 0,708 ± 0,036 0,193 ± 0,010 0,066 ± 0,003 0,023 ± 0,001

152Eu

1408,0 0,166 ± 0,010 0,034 ± 0,002 0,012 ± 0,001 0,004 ± 0,001 0,002 ± 0,001

661,6 0,538 ± 0,028 0,107 ± 0,005 0,036 ± 0,002 0,011 ± 0,001 0,005 ± 0,001

137Cs

1173,2 0,219 ± 0,012 0,045 ± 0,002 0,016 ± 0,001 0,005 ± 0,001 0,002 ± 0,001

60Co

1332,5 0,180 ± 0,010 0,037 ± 0,002 0,013 ± 0,001 0,004 ± 0,001 0,002 ± 0,001

Hình 3.22. Hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần detector LaBr3(Ce)

Hiệu suất quang điện của các detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) là tương đồng vì cùng

kích thước và khối lượng riêng chênh lệch không nhiều (4,51 và 5,08 g/cm3 tương ứng).

Đối với hình học đo nguồn đặt sát detector (khoảng cách nguồn tới tinh thể ~ 0,5 cm),

hiệu suất ghi của 2 detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) tại đỉnh năng lượng 661,6 keV lần

lượt là 0,538% và 0,460%.

e) Đánh giá độ ổn định phổ theo thời gian dài

Nhằm đánh giá độ ổn định phổ của 02 loại detetor trên, thực nghiệm khảo sát độ

ổn định phổ theo thời gian dài được thực hiện. Thời gian ghi nhận phổ liên tục đối với

02 detector trên là 10 giờ, bước chia 15 phút/phổ để đánh giá sự ổn định của vị trí đỉnh

phổ 137Cs và độ phân giải năng lượng. Đo theo điều kiện môi trường, với nhiệt độ biến

thiên từ 25℃ ÷ 35℃. Kết quả khảo sát sự ổn định phổ của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce)

được cho ở Hình 3.23 và Hình 3.24 (đo trong cùng điều kiện). Với cùng điều kiện đo,

có thể thấy rằng sự dịch chuyển kênh là tương đồng đối với 2 detector trên (thăng giáng

lệch đỉnh gần như cùng thời điểm và vị trí).

Hình 3.23. Khảo sát sự ổn định phổ của detector CsI(Tl) theo thời gian

Hình 3.24. Khảo sát sự ổn định phổ của detector LaBr3(Ce) theo thời gian

Độ phân giải năng lượng FWHM của 2 detector trên không có sự thăng giáng

mạnh, giá trị FWHM trung bình của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) đo trong thời gian

dài là (9,12 ± 0,34)% và (4,83 ± 0,25)% (Chi tiết kết quả được thể hiện trong Phụ lục

2). Rõ ràng là có sự thay đổi vị trí đỉnh khá rõ nét khi ghi nhận phổ trong thời gian dài

(ghi nhận liên tục 10 giờ). Các nguyên nhân có thể đánh giá là do sự thay đổi của điện

áp bias lối vào trên quang đi-ốt thác lũ, ảnh hưởng từ TKĐ, nhưng nguyên nhân chủ yếu

vẫn là sự thay đổi của nhiệt độ môi trường đến quang đi-ốt.

f) Đánh giá công suất tiêu thụ của detector

Để đánh giá công suất tiêu thụ của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce), dòng tiêu thụ của

từng detector được đo đạc khi detector đo với nguồn 137Cs, kết quả công suất tiêu thụ được

trình bày trong Bảng 3.6.

Bảng 3.8. Công suất tiêu thụ của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce)

Nguồn (+ 12V) (- 12V) Công suất tiêu thụ Detector

CsI(Tl) 49 mA 26 mA 900 mW

44 mA 22 mA 792 mW LaBr3(Ce)

Có thể thấy, công suất tiêu thụ của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) ghép nối quang

đi-ốt thác lũ là thấp (< 1W), thích hợp cho việc phát triển các thiết bị trinh sát phóng xạ

trang bị cho cá nhân.

3.1.5. Đánh giá kết quả chế tạo detector

Luận án đã đưa ra phương pháp chế tạo detector nhấp nháy CsI(Tl) và LaBr3(Ce)

ghép với quang đi-ốt thác lũ, kết quả cơ bản đạt được như sau:

- Đối với hệ detector nhấp nháy bao gồm tinh thể CsI(Tl) + S8664-0505 + CR-

110, độ phân giải đạt được là 8,74% với nguồn 137Cs với các tham số được thiết lập:

Điện áp bias là 385 V, điện trở bias 100 MΩ và hằng số thời gian tạo dạng 8 µs. Hiệu

suất nội toàn phần với ngưỡng cắt 80 keV cho nguồn đồng vị137Cs là (58,29 ± 3,50)%,

trong khi đó hiệu suất quang điện nội đạt (20,83 ± 1,25)% và hiệu suất sát detector là

(0,460 ± 0,063)% cho đỉnh quang điện tại 661,6 keV. Công suất tiêu thụ là 900 mW

- Đối với hệ detector nhấp nháy bao gồm tinh thể LaBr3(Ce) + S8664-1010 + eV

5093, độ phân giải tốt nhất đạt được là 4,02% với nguồn 137Cs với các tham số được

thiết lập: Điện áp bias là 345 V, điện trở bias 200 MΩ và hằng số thời gian tạo dạng 1

µs. Kết quả này so với công trình [36] sử dụng quang đi-ốt loại S8664-0505 là tốt hơn

hẳn ở cùng điều kiện đánh giá (FWHM là 4,02% so với 7,3% tương ứng). So với công

trình [31] kết quả có độ phân giải năng lượng là 2,7% với nguồn 137Cs, tuy nhiên, trong

công trình [31] các điều kiện thử nghiệm khá lý tưởng để cho kết quả tốt, từ việc lựa

chọn chất lượng tinh thể, các khối điện tử tương tự đã được chuẩn hóa cao. Hiệu suất

nội, hiệu suất quang điện nội và hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần theo khoảng cách

của detector LaBr3(Ce) và CsI(Tl) cũng được khảo sát, đánh giá. Hiệu suất nội toàn phần

với ngưỡng cắt 30 keV cho nguồn đồng vị 137Cs là (62,35 ± 2,49)%, trong khi đó hiệu

suất quang điện nội đạt (17,82 ± 1,43)% và hiệu suất đỉnh năng lượng toàn phần tại

661,6 keV sát detector là (0,538 ± 0,054)%. Công suất tiêu thụ của detector LaBr3(Ce)

là khá thấp với 792 mW.

Do các đóng góp tiếng ồn của hệ khuếch đại 2022 của Canberra là nhỏ nên tạp âm

chủ yếu là do đóng góp của tiếng ồn nội của tiền khuếch đại và tạp âm ENC do điện

dung của quang đi-ốt thác lũ gây nên. Ước lượng ban đầu là dưới 35 keV. Tuy nhiên, để

chính xác loại và tỷ lệ đóng góp của các thành phần tiếng ồn, cần tiến hành các thực

nghiệm bổ sung chính xác hơn.

3.2. Kết quả thiết kế, chế tạo bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số DMCA

3.2.1. Thiết kế DMCA với kit FPGA XC3S500E của Xilinx

Với mục tiêu thực hiện và kiểm tra thuật toán DPP, luận án bước đầu thử nghiệm

trên kit FPGA. Thực hiện thuật toán trong kỹ thuật DSP, luận án sử dụng hai thành phần

IC chính là XC3S500E của Xilinx và Flash ADC loại AD6645 của Analog Devices. Để

đơn giản trong thiết kế mạch điện tử, duy nhất tốc độ xung nhịp 50 MHz được đồng bộ

hóa giữa ADC và FPGA. Sơ đồ khối của DMCA tổng quát được biểu diễn như trên hình

3.25, trong đó xung ra từ tiền khuếch đại được đưa qua bộ suy giảm biên độ xung trước

khi đưa vào DMCA, lý do là biên độ xung lối ra từ tiền khuếch đại lớn hơn dải xung vào

của AD6645. Bộ suy giảm xung sử dụng là loại mạch khuếch đại thuật toán AD847.

Xung được số hóa bởi ADC và thành mảng dữ liệu số được truyền đến FPGA. Bộ giải

chập xung, bộ lọc xung số, bộ phát hiện đỉnh, bộ xử lý biểu đồ phổ, bộ điều khiển giao

diện và kết nối máy tính (PC) được thực hiện bởi FPGA.

Hình 3.25. Sơ đồ khối của DMCA

Tính toán, thiết kế các khối chức năng của DMCA trên phần mềm mô phỏng

MATLAB để đánh giá mức độ phù hợp của thuật toán, trong đó thực hiện thuật toán

như bộ tạo dạng xung, phân tách ngưỡng, phát hiện chồng chập xung và phân tích độ

cao biên độ xung từ các dữ liệu thô của ADC cho DMCA. Trong mô phỏng, sử dụng bộ

lọc thông thấp FIR bậc 40 bằng phương pháp cửa sổ Hamming với tần số giới hạn 1,5

MHz được tích hợp nhằm loại bỏ sóng điều hòa cao tần của xung vào từ ADC. Mạch

lọc số S-K được áp dụng nhằm tăng tỉ số tín hiệu trên nhiễu (SNR), loại bỏ nhiễu cao

tần, giảm chồng chập xung và giảm nhỏ độ trôi của đường cơ bản. Sau khi qua bộ tạo

dạng xung, tín hiệu đã được số hóa được đưa vào bộ phân tách tín hiệu ngưỡng để tạo

xung logic điều khiển các khối chức năng phía sau như bộ vi phân, bộ đếm đỉnh, bộ phát

hiện chồng chập và phân tích độ cao biên độ xung,…. Bộ vi phân được sử dụng để xác

định đỉnh và phát hiện xung chồng chập. Điều kiện để bộ xác định đỉnh ghi nhận số đỉnh

có trong xung số là giá trị tín hiệu lớn hơn so với giá trị ngưỡng đặt. Giản đồ thời gian

mô phỏng quá trình xử lý tín hiệu trên FPGA được thiết lập như trên hình 3.26.

Từ kết quả mô phỏng giản đồ thời gian xử lý, có thể thấy rõ ràng rằng DMCA ghi

nhận dữ liệu đỉnh theo thời gian thực (real-time), tín hiệu được ghi nhận và xử lý không

có thời gian chết (dead-time). Sau khi xuất hiện code ghi đỉnh, code của đỉnh được đếm

và chuyển tới bộ nhớ biểu đồ phổ. Thông qua giao diện kết nối USB giữa DMCA và

PC, dữ liệu trong bộ nhớ có thể dễ dàng được đưa vào PC để xử lý tiếp theo. Trong luận

án, ngoài dữ liệu ghi nhận phổ còn có dữ liệu ghi nhận giá trị nhiệt độ môi trường thông

qua FPGA là XC3S500E. Tất cả số liệu thu nhận được tiếp nhận và xử lý qua PC thông

qua giao thức kết nối USB.

Hình 3.26. Giản đồ thời gian mô phỏng quá trình xử lý tín hiệu trên FPGA

3.2.2. Phương pháp đánh giá DMCA

DMCA được nghiên cứu và chế tạo dựa trên Flash ADC AD6645 và FPGA Xilinx

XC3S500E được mô tả như trên hình 3.27. Để đánh giá chất lượng của DMCA, luận án

sử dụng detector NaI(Tl) loại 8S8/2.VD.PA.HVG của hãng ScintiTech – Mỹ, có dạng trụ

đường kính và chiều dài là 51 mm được lựa chọn để khảo sát. Xung lối ra được kết nối

với ống nhân quang điện R6231 [77] của Hamamatsu. Lý do lựa chọn detector trên là do

nó đã được chuẩn hóa và thương mại. Các nguồn chuẩn sử dụng để đo đạc, đánh giá thông

số là 02 nguồn 137Cs và 60Co.Tại suất đếm thấp, các đặc tính kỹ thuật của DMCA được

đối chứng với bộ MCA loại DSPEC jr 2.0 của Ortec - USA , cấu hình thực nghiệm đo

trong cùng điều kiện hình học. Hình 3.28 là bố trí thí nghiệm đo thực nghiệm.

Hình 3.27. Sản phẩm DMCA dựa trên kit FPGAXilinx XC3S500E

Bằng cách điều chỉnh khoảng cách giữa nguồn 137Cs và 60Co và detector để thu

nhận được các tỉ suất đếm khác nhau (cps) theo ý định thực nghiệm, ta thu được suất

đếm tại vị trí detector cho tỉ suất đếm thấp lần lượt là 1, 5, 10, 20, 25, 30 và 35 kcps để

đối chứng với MCA DSPEC jr 2.0. Đối với suất đếm cao tại 72 và 110 kcps được lựa

chọn để kiểm tra sự biến dạng và sai lệch thông tin của đỉnh phổ thu nhận được bởi

DMCA. Các thông số đánh giá, so sánh DMCA và sản phẩm thương mại MCA DSPEC

jr 2.0 bao gồm: Độ phân giải năng lượng FWHM; diện tích và chiều cao đỉnh quang

điện; thời gian chết (dead time); chất lượng phổ đáp ứng với các suất đếm cao. Ngoài

ra, độ tuyến tính tích phân cũng được khảo sát.

Hình 3.28. Hình ảnh đo đạc lấy số liệu thực nghiệm

3.2.3. Kết quả đánh giá các thông số DMCA

Kết quả đánh giá thử nghiệm DMCA ghép nối với detector NaI(Tl) 51 × 51 mm loại

8S8/2.VD.PA.HVG đã được trình bày trong công trình [15] với các kết quả nổi bật là

FWHM tại đỉnh 661,6 keV cho đồng vị 137Cs là 6,18%, tại đỉnh 1173 keV và 1332 keV của

đồng vị 60Co lần lượt đạt 4,32% và 4,52% tương ứng (thử nghiệm trong điều kiện phòng

thí nghiệm). Các kết quả thông số quan trọng so sánh phổ thu nhận được giữa MCA thương

mại DSPEC jr 2.0 và DMCA trong cùng điều kiện đo được thể hiện trên Hình 3.29.

Hình 3.29. So sánh phổ gamma thu được với nguồn (137Cs + 60Co) giữa DMCA của

luận án và DSPEC jr 2.0 tại 25, 30 và 35 kpcs.

Hình phía trên là so sánh suất đếm và hình phía dưới so sánh các thông số quan

trọng của phổ: FWHM, diện tích đỉnh, độ cao đỉnh tương ứng với suất đếm bên trên. Độ

lệch tương đối về phía âm có nghĩa giá trị thu được từ DMCA nhỏ hơn của DSPEC jr

2.0, độ lệch tương đối về phía dương chỉ giá trị ngược lại. Có thể đánh giá kết quả thu

được từ Hình 3.29 rất tích cực trong việc phát triển DMCA, hình phía bên trên cho thấy

phổ thu được giữa hai bộ phân tích tích biên độ đa kênh kỹ thuật số không có sự khác

nhau nhiều về hình dạng phổ. Tuy nhiên, FWHM của DMCA cải thiện tốt hơn cỡ 5%

so với DSPEC jr 2.0, độ cao đỉnh tốt hơn lên đến 12% (ngoại trừ độ cao đỉnh của 137Cs

tại suất đếm 35 kcps thấp hơn 5%). Diện tích đỉnh của 60Co thu được bởi DMCA nhiều

137Cs kém hơn khoảng 7% tại suất đếm 35 kcps so với DSPEC jr 2.0.

hơn trung bình khoảng 6% tại các suất đếm được khảo sát, trong khi diện tích đỉnh của

Đối với suất đếm cao, để kiểm tra sự biến dạng và sai lệch thông tin của đỉnh phổ

thu nhận được bởi DMCA, hai tỉ suất đếm tại 72 và 110 kpcs của nguồn (137Cs + 60Co)

được khảo sát. Kết quả hình dạng phổ được biểu diễn trên Hình 3.30.

Hình 3.30. Phổ gamma của nguồn (137Cs + 60Co) ghi nhận bởi DMCA tại các suất

đếm 72 và 110 kcps

Tại suất đếm lên tới 110 kcps hình dạng đỉnh 661,6 keV, 1173,2 keV và 1332,5

keV có suy giảm chất lượng không đáng kể. Trong đó, FWHM tại đỉnh 661,6 keV lần

lượt là 7,28% và 7,77% tương ứng. Đây là kết quả có thể chấp nhận được so với detector

100

nhấp nháy NaI(Tl).

Nhằm khảo sát chất lượng của DMCA trên dải rộng của suất đếm photon đến hệ

ghi nhận phổ, các suất đếm từ 8 kpcs 220 kpcs của đồng vị 137Cs đã được đưa vào

detector nhằm khảo sát dạng và thông số phổ, bao gồm: tổng suất đếm, suất đếm đỉnh

photon quang điện detector thu nhận được, thời gian chết, độ phân giải năng lượng

(FWHM) phụ thuộc tốc độ xung vào detector. Kết quả khảo sát giá trị các đại lượng trên

được thể hiện trên Hình 3.31. Kết quả cho thấy, hệ ghi nhận phổ đáp ứng tốt trong

khoảng trong tốc độ xung vào đến 110 kpcs (FWHM < 8%, thời gian chết < 3,5%, suất

đếm đỉnh quang điện tỉ lệ tuyến tính với tốc độ xung vào). Trong trường hợp suất đếm

cao (suất liều ghi nhận được của detector NaI(Tl) vượt quá 100 µSv/h), sẽ xuất hiện hiện

tượng bão hòa của PMT, thời gian chết của hệ đo tăng đáng kể. Trong các thiết kế hệ đo

phổ hiện trường sử dụng detector NaI(Tl) thông thường chúng ta sẽ đặt ngưỡng đo để

tắt hệ thống và kích hoạt sử dụng detector GM nhằm bảo vệ PMT.

Hình 3.31. Khảo sát các đại lượng: suất đếm đỉnh photon quang điện tại đỉnh 662 keV,

101

tốc độ đếm tổng, FWHM, thời gian chết của hệ đo theo tốc độ xung vào của 137Cs

Một thông số khác của DMCA cũng được khảo sát là độ tuyến tính tích phân. Sử dụng

máy phát xung chuẩn Gwinstek loại AFG 2225, kết quả khảo sát sự phụ thuộc vị trí đỉnh

phổ khi thay đổi biên độ tín hiệu vào được thể hiện trên Bảng 3.9 và Hình 3.32, độ lệch của

vị trí đỉnh phổ thực nghiệm so với giá trị lý thuyết được thể hiện trên Hình 3.33.

Bảng 3.9. Vị trí đỉnh phổ ứng với biên độ xung chuẩn

Kênh Biên độ tín hiệu vào mV, Vpp

50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 550 600 650 700 750 800 121 244 367 493 617 743 867 992 1118 1242 1367 1493 1613 1740 1864 1992

Độ tuyến tính tích phân của DMCA được xác định theo công thức

với CHmax là độ lệnh cực đại (đơn vị kênh) của vị trí đỉnh phổ so

với đường tuyến tính lý thuyết trên toàn bộ dải đo; CHtotal là số kênh của DMCA. Theo

102

số liệu thực nghiệm, độ tuyến tính tích phân của DMCA là 0,1367%.

Hình 3.32. Sự phụ thuộc của đỉnh phổ theo biên độ tín hiệu vào

Hình 3.33. Độ lệch của vị trí đỉnh phổ thực nghiệm so với giá trị lý thuyết

Dựa vào các kết quả khảo sát độ tuyến tính tích phân, DMCA của luận án có độ

tuyến tính tốt giữa tín hiệu vào và vị trí kênh tương ứng. Độ tuyến tính tích phân của

103

DMCA thu được khi tiến hành khảo sát trên toàn bộ dải đo là 0,136%, kết quả này có

giá trị tương đương với một số bộ phân tích biên độ đa kênh đã được thương mại hóa.

3.2.4. Thiết kế DMCA các linh kiện rời dựa trên chip FPGA Intel MAX 10

Dựa trên các kết quả đã đạt được với kit FPGA XC3S500E của Xilinx, luận án

đã phát triển thêm thế hệ DMCA mới dựa trên chip FPGA MAX10 Intel, Flash ADC

AD9254 và các linh kiện rời với mục tiêu thiết kế DMCA riêng cho detector CsI(Tl) và

LaBr3(Ce) nhằm phát triển thiết bị ghi đo phóng xạ hiện trường gọn nhẹ, tiết kiệm năng

lượng và có thiết kế tùy biến theo mục đích yêu cầu sử dụng khác nhau.

a) Lựa chọn các tham số trong DPP cho detector LaBr3(Ce) và CsI(Tl)

Tín hiệu xung lối vào ADC của detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) đã được mô tả như

trên Hình 3.8. Sau khi được số hóa, tín hiệu lối ra sau ADC của detector CsI(Tl) và

LaBr3(Ce) được thể hiện như trên Hình 3.34 và Hình 3.35. Từ kết quả xung lối ra sau

ADC, tỉ số tín hiệu trên p âm (SNR) và ngưỡng cắt dưới (LLD) được xác định, tỉ số

SNR cho detector LaBr3(Ce) là 19,85 dB và 13,67 dB cho detector CsI(Tl), tương ứng

với ngưỡng cắt khoảng 10 keV đối với detector LaBr3(Ce) và 52 keV cho detector

CsI(Tl). Mặt khác, xác định được hằng số thời gian suy giảm cho 02 detector LaBr3(Ce)

và CsI(Tl) tương ứng là 238 s và 140 s, đây là thông số đầu vào quan trọng để xác

định thông số giải thuật hình thành dạng xung hình thang trong DPP.

104

Hình 3.34. Tín hiệu xung sau ADC AD9254 của detector CsI(Tl)

Hình 3.35. Tín hiệu xung sau ADC AD9254 của detector LaBr3(Ce)

Lựa chọn thời gian tăng (τR) của bộ lọc đối với detector CsI(Tl) được thể hiện trên

Hình 3.36, trong đó τR tối ưu là 15 s (với thời gian đỉnh bằng của dạng xung hình thang

là không đổi (flat-top time) τM = 10 s) sẽ không gây hiện tượng hụt biên độ tại lối ra

của bộ lọc. Thời gian tăng của bộ lọc càng lớn thì FWHM càng tốt, tuy nhiên thời gian

chết của hệ đo càng lớn do có hiện tượng chồng chập xung.

105

Hình 3.36. Tín hiệu ra của bộ lọc khi thay đổi τR, τM cố định với detector CsI(Tl)

Tương tự như detector CsI(Tl), hằng số thời gian tăng (τR) của bộ lọc đối với detector

LaBr3(Ce) được thể hiện trên Hình 3.37, trong đó τR tối ưu là 5 s (với hằng số thời gian

đỉnh bằng được đặt cố định (flat-top time) τM = 5 s), tổng thời gian 15 s cho 1 chu kỳ

hình thành xung hình thang trong giải thuật DPP cho detector LaBr3(Ce). Tổng hợp các

tham số DPP tối ưu cho 02 detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) được thể hiện trên Bảng 3.10.

Hình 3.37. Tín hiệu ra của bộ lọc khi thay đổi τR, τM cố định với detector LaBr3(Ce)

Bảng 3.10. Lựa chọn tham số DPP cho detector LaBr3(Ce) và CsI(Tl)

Tham số DPP Detector CsI(Tl) Detector LaBr3(Ce)

140 238 Hằng số thời gian suy giảm (s)

15 5 Thời gian mặt tăng xung (s)

10 5 Thời gian đỉnh bằng (s)

Số chu kỳ lọc liễu 5 3

Thời gian tạo trigger (ns) 240 160

Ngưỡng tạp âm (mV) 8,57 2,50

Tỉ số tín hiệu/tạp âm SNR (dB) 13,67 19,85

106

Ngưỡng tạp âm (keV) 52,00 10,37

b) Kết quả thử nghiệm detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) với DMCA

Việc thiết kế DMCA dựa trên các linh kiện rời với các thế hệ chip FPGA của các

hãng khác nhau cho phép chúng ta có khả năng lựa chọn được các cấu hình, linh kiện

tối ưu nhằm phục vụ các mục đích tùy biến, trên Hình 3.38 là loại DMCA (Hình 3.38a)

tổ hợp từ 52 linh kiện rời, sử dụng chip FPGA Intel MAX 10 và Flash ADC AD9254 và

hình ảnh thử nghiệm DMCA (Hình 3.38b).

DMCA sử dụng nguồn 3,3 V DC, công suất tiêu thụ 1,28 W, kích thước board

mạch 74 × 95 mm, tất nhiên, vẫn có thể tối ưu dòng tiêu thụ và kích thước của mạch

qua việc lựa chọn các linh kiện phù hợp và loại bỏ các một số thành phần không quan

137Cs và 60Co cho kết quả tốt hơn hẳn so với MCA APG7300A của TechnoAP qua các

trọng. Kết quả đo thử nghiệm detector CsI(Tl) và LaBr3(Ce) với DMCA trên 02 nguồn

phép thử nghiệm sơ bộ, đó là: ngưỡng cắt dưới LLD và FWHM.

b) a)

Hình 3.38. Kết quả chế tạo DMCA dựa trên chip FPGA và linh kiện rời (a); và hình

ảnh thử nghiệm (b)

Đối với detector CsI(Tl) ghép nối với DMCA, ngưỡng cắt dưới LLD đạt được là

52 keV, ngưỡng cắt đủ để nhận diện được đồng vị 241Am với đỉnh năng lượng 59,5 keV.

Độ phân giải năng lượng đỉnh 661,6 keV của đồng vị 137Cs đạt 8,33% (Hình 3.39), cải

thiện hơn 4,7% so với detector CsI(Tl) ghép nối với MCA APG7300A trong cùng điều

107

kiện đo.

Hình 3.39. Phổ của đồng vị 137Cs ghi nhận bởi detector CsI(Tl) và DMCA

Đối với detector LaBr3(Ce) ngưỡng cắt dưới của DMCA là 10 keV so với 30 keV

của APG7300A, phổ của đồng vị 137Cs được thể hiện trên Hình 3.40a với FWHM tại

đỉnh 661,6 keV cải thiện hơn 5% so với MCA APG7300A (3,81% và 4,02% tương ứng).

Tương tự, phổ của đồng vị 60Co được thể hiện trên Hình 3.40b với FWHM cho đỉnh

1173,2 keV tốt hơn 10% khi thử nghiệm detector LaBr3(Ce) với MCA APG7300A

b) Phổ của 60Co

a) Phổ của 137Cs

(2,79% và 3,11% tương ứng).

Hình 3.40. Phổ của 137Cs (a) và 60Co (b) ghi nhận bởi detector LaBr3(Ce) và DMCA

Như vậy, với việc sử dụng kit FPGA Xilinx XC3S500E kết hợp Flash ADC

108

AD6645 hoặc các IC rời là FPGA Intel MAX 10 và Flash ADC AD9254 có giá thành

thấp, luận án đã đề xuất chế tạo loại DMCA có hiệu năng cao và điều chỉnh tùy biến phụ

thuộc vào mục đích sử dụng. Tất cả các thuật toán phân tích xung kết hợp với bộ lọc

FIR và CR đều được tích hợp trong FPGA. Công suất tiêu thụ của hệ đo (detector +

DMCA linh kiện rời) với detector LaBr3(Ce) cỡ 2 W, và khoảng 2,2 W cho detector

CsI(Tl).

Kết luận phương pháp chế tạo DMCA: Các kết quả nói trên khẳng định thành

công của việc ứng dụng kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DSP) vào mảng các phần tử logic lập

trình (FPGA) nhằm chế tạo bộ đa kênh kỹ thuật số DMCA để ghi đo bức xạ gamma, hệ

thống này hơn hẳn các hệ đo kinh điển xét trên các yếu tố hiệu năng, chi phí và kích

thước. Mặt khác các giải thuật DPP được tính toán, lựa chọn phù hợp với từng loại

detector nhấp nháy riêng biệt nên kết quả trong ghi nhận phổ gamma đồng vị được cải

thiện rõ rệt nếu so với các MCA Ortec DSPEC jr 2.0 và TechnoAP APG7300A.

3.3. Kết quả nghiên cứu phương pháp, kỹ thuật hiệu chỉnh phổ gamma

3.3.1. Bố trí thực nghiệm

Trong luận án, detector NaI(Tl) loại 8S8/2.VD.PA.HVG của ScintiTech – Mỹ, có

dạng trụ đường kính và chiều dài là 51 mm được lựa chọn để khảo sát. Xung lối ra được

kết nối với ống nhân quang điện R6231 của Hamamatsu. Xung lối ra từ PMT sau đó

được số hóa và xử lý bởi bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số DMCA ở Mục 3.2. Phổ dữ

liệu được thu nhận và lưu trữ bằng phần mềm tự nghiên cứu phát triển được cài trên PC.

Toàn bộ hệ thống detector được đặt trong buồng điều biến nhiệt độ BINDER thông qua

cổng kết nối RS232 giữa PC và DMCA. Sơ đồ mô tả thí nghiệm thể hiện trên Hình 3.41.

Hình 3.41. Sơ đồ bố trí thực nghiệm

Sử dụng 03 nguồn phát xạ gamma chuẩn là 137Cs, 60Co và 152Eu để thu nhận số

109

liệu thực nghiệm. Các nguồn chuẩn phát bức xạ gamma với dải năng lượng được khảo

sát từ 344 đến 1048 keV. Hai tập hợp phổ gamma được thu nhận (phổ thứ nhất là do

nguồn137Cs+ 60Co, phổ thứ hai là của 152Eu) với khoảng nhiệt độ biến thiên từ 0,4℃ đến

45℃. Khoảng nhiệt độ được lựa chọn như trên bởi vì đây là điều kiện thời tiết đặc trưng

của khu vực có khí hậu nhiệt đới như Việt Nam. Mỗi loại phổ bao gồm 38 phổ gamma

tương ứng với 38 giá trị nhiệt độ, lưới chia nhiệt độ là 2,5℃/phép đo phổ.

3.3.2. Kết quả và thảo luận phương pháp hiệu chỉnh phổ

Sử dụng thuật toán hiệu chỉnh phổ đã được mô tả trong Mục 2.4, Chương 2, trong

đó T0 = 25℃ được chọn vì nó là giá trị nhiệt độ trung bình. Hình 3.42 chỉ ra mối tương

quan tuyến tính rõ ràng giữa C(i,0) và C(i,k).

Hình 3.42. Mối quan hệ giữa 𝐶𝑖,0 và 𝐶𝑖,𝑘, trong đó 𝐶𝑖,0 và 𝐶𝑖,𝑘 là vị trí các kênh của

đỉnh thứ ith tại nhiệt độ T0 và Tk tương ứng. Đường thẳng liền nét và đường gián đoạn

biểu diễn mối quan hệ giữa 𝐶𝑖,0 và 𝐶𝑖,𝑘 khi nhiệt độ T = 0,4℃ và 45℃ tương ứng.

Với 38 bộ phổ trong dải nhiệt độ khảo sát của 8 đỉnh năng lượng, thu được bộ số

110

liệu (ak, bk) từ quá trình nội suy. Bảng 3.11 là các giá trị (ak, bk) sau khi tính toán.

Bảng 3.11. Hệ số (ak, bk) thu được từ quá trình làm khớp với số liệu thực nghiệm

Nhiệt độ (℃)

0,4 0,931 ± 0,013 -7,098 ± 13,514

2,9 0,944 ± 0,007 -3,017 ± 7,207

5,0 0,946 ± 0,008 -2,326 ± 7,871

7,5 0,953 ± 0,007 -1,889 ± 6,868

10,0 0,961 ± 0,006 -3,538 ± 6,058

12,1 0,969 ± 0,005 -4,623 ± 5,547

15,0 0,976 ± 0,004 -2,379 ± 4,266

17,5 0,982 ± 0,002 0,068 ± 1,830

20,0 0,989 ± 0,011 0,579 ± 10,519

22,5 1000 ± 0,004 -4,220 ± 4,224

27,5 1024 ± 0,005 -6,268 ± 4,515

30,0 1039 ± 0,004 -7,914 ± 3,873

32,5 1054 ± 0,003 -10,647 ± 2,586

35,0 1074 ± 0,003 -15,627 ± 2,962

37,5 1089 ± 0,006 -16,599 ± 5,602

40,0 1094 ± 0,005 -14,497 ± 4,743

42,5 1107 ± 0,004 -14,774 ± 3,730

45,0 1129 ± 0,004 -17,494 ± 3,300

Trên Hình 3.43. chỉ ra kết quả biểu diễn của các vị trí đỉnh tương đối giữa không

có và có sử dụng thuật toán hiệu chỉnh phổ tương ứng. Rõ ràng, nếu không được hiệu

chỉnh, dịch chuyển vị trí tương đối của các đỉnh dao động mạnh trong khoảng từ 0,90

đến 1,10. Bằng cách sử dụng phương pháp mới đề xuất, dịch chuyển vị trí tương đối của

các đỉnh được cải thiện rất nhiều, với khoảng dao động từ 0,98 đến 1,02.

Hình 3.43 biểu diễn kết quả độ lệch tương đối của các đỉnh được hiệu chỉnh so với

đỉnh tham chiếu. Có thể nhận thấy rằng, độ lệch tương đối về phía dương lớn hơn độ

lệch tương đối về phía âm (75 và 69 giá trị tương ứng). Giá trị trung bình của độ lệch

111

tương đối về phía dương là 0,56%, trong khi đó độ lệch tương đối về phía âm là -

0,33%. Có sự chênh lệch nhỏ về phía dương của độ lệch tương đối có liên quan đến đỉnh

344,4 keV và sự đóng góp của phổ gamma của đồng vị 152Eu, trong đó, các tia gamma

của đồng vị này chủ yếu có năng lượng phân bố trong vùng từ 100 ÷ 500 keV.

Hình 3.43. Dịch chuyển vị trí tương đối của các đỉnh so với nhiệt độ tham chiếu T0=

25℃ không có (a) và có (b) sử dụng thuật toán hiệu chỉnh phổ. Dịch chuyển vị trí

tương đối của các đỉnh được tính bởi .

Hình 3.44. Độ lệch tương đối giữa vị trị đỉnh sau khi hiệu chỉnh với vị trí đỉnh ở nhiệt

112

độ tham chiếu (RD(%)=(Ci,k-Ci,0)*100%)

Trong khoảng nhiệt độ khảo sát từ 0,4℃ đến 45℃ vị trí tương đối của các đỉnh

được hiệu chỉnh so với đỉnh tại nhiệt độ tham chiếu là nhỏ hơn 2% như được thể hiện

trên Hình 3.44. Thông thường các trạm quan trắc môi trường phóng xạ hoạt động trong

khoảng nhiệt độ như trên tại điều kiện môi trường điển hình nhiệt đới như Việt Nam.

Trên hình 3.45 là kết quả so sánh giữa các phổ không được hiệu chỉnh vị trí và có hiệu

chỉnh vị trí. Kết quả thu được, có thể đánh giá rằng các phổ được hiệu chỉnh là ổn định

với sự biến thiên nhiệt độ và không có sự biến dạng phổ trong các kết quả thực hiện của

điều kiện phòng thí nghiệm, trong khi các phổ không được hiệu chỉnh thì ngược lại.

(b) (a)

(d) (c)

Hình 3.45. Phổ bức xạ nguồn 60Co và 137Cs trước hiệu chỉnh (a) và sau khi hiệu chỉnh

(c). Phổ bức xạ nguồn 152Eu trước hiệu chỉnh (b) và sau hiệu chỉnh (d).

Trong trường hợp cụ thể, phương pháp này đã được ứng dụng và kiểm tra cho hệ

quan trắc môi trương phóng xạ ERMS thuộc công trình [15]. Thuật toán hiệu chỉnh phổ

được tích hợp tại phần mềm điều khiển theo dõi trạm tại Trung tâm (server giả lập tại

113

Viện Hóa học Môi trường quân sự/BCHH), nhiệt độ môi trường thu được dựa trên cảm

biến nhiệt độ được tích hợp cùng ERMS. Hình 3.46 biểu diễn nhiệt độ biến thiên theo

ngày khảo sát từ 29/6/2019 đến 30/6/2019 và Hình 3.47 là phổ gamma môi trường thu

được bởi ERMS tại Hà Nội với có và không sử dụng phương pháp hiệu chỉnh trong

khoảng biến thiên nhiệt độ đi kèm.

Hình 3.46. Nhiệt độ môi trường biến thiên trong 24 giờ từ ngày 29/7/2019 đến

30/7/2019. Số liệu nhiệt độ được lấy 10 phút/lần

Hình 3.47. Phổ gamma môi trường thu được bởi ERMS tại Hà Nội với có và không sử

114

dụng phương pháp hiệu chỉnh

Từ các kết quả trên cho thấy, sử dụng phương pháp mới do luận án đề xuất cho kết

quả rất triển vọng vì độ chính xác, thuận lợi và đơn giản bởi vì chỉ cần thực hiện thông

qua phần mềm, hơn nữa, phương pháp đề xuất này không cần thay đổi hệ số khuếch đại

của phần cứng như bộ khuếch đại. Tuy nhiên, phương pháp này cũng có hai điểm hạn

chế. Thứ nhất, mỗi loại detector khác nhau lại cần phải có các phép đo khảo sát nhiệt độ

riêng, chưa kể theo thời gian chất lượng của các detector suy giảm cũng có sự sai khác

so với nhiệt độ ban đầu khảo sát. Thứ hai, nếu nhiệt độ môi trường thay đổi quá đột ngột

trong khoảng thời gian thu phổ (ví dụ trường hợp thay đổi nhiều hơn 10℃ trong vòng

10 phút thu nhận phổ) thì ảnh hưởng rất nhiều đến chất lượng phổ thu được. Tuy nhiên,

trong áp dụng thực tế, hai vấn đề trên chưa gây ra những vấn đề quan trọng ảnh hưởng

đến chất lượng phổ thu được. Thêm vào đó, với việc lựa chọn một loạt detector giống

nhau thì chúng ta chỉ cần xây dựng bộ số liệu gốc chuẩn qua buồng điều biến nhiệt độ

một lần/1 bộ. Tiếp theo là nhiệt độ môi trường trong thực tế thay đổi dần dần không quá

đột ngột và trong trường hợp cần thiết, chúng ta có thể chia nhỏ khoảng thời gian thu

nhận phổ để tránh trường hợp như trên (ví dụ, thay vì thu nhận 10 phút/lần như hiện nay

có thể đưa xuống 2 phút/ lần).

Kết luận phương pháp ổn định phổ bằng phần mềm:

Luận án đã đề xuất được một phương pháp mới để hiệu chỉnh phổ gamma. Phương

pháp mới này không cần phải thay đổi hệ số khuếch đại của các thành phần điện tử đi

kèm, vì vậy việc áp dụng phương pháp này trở nên đơn giản, hiệu quả và giảm chi phí

đi rất nhiều trong việc vận hành, bảo dưỡng. Với việc thu thập giá trị nhiệt độ, phương

pháp đã hiệu chỉnh được các phổ có độ lệch đương đối không quá 2% so với phổ ở nhiệt

115

độ tham chiếu T0 = 25℃ với khoảng nhiệt độ khảo sát từ 0,4℃ đến 45℃.

KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ

Kết luận

- Đã chế tạo thử nghiệm thành công 02 bộ detector nhấp nháy: Detector nhấp nháy

tinh thể CsI(Tl) có độ phân giải đạt được là 8,74% với nguồn 137Cs (thử nghiệm với

MCA APG7300A và khối khuếch đại tạo dạng Canberra 2022); Detector nhấp nháy bao

gồm tinh thể LaBr3(Ce) có độ phân giải đạt được là 4,02% với nguồn 137Cs (thử nghiệm

với MCA APG7300A và khối khuếch đại tạo dạng Canberra 2022).

- Đã chế tạo loại DMCA có hiệu năng cao và điều chỉnh tùy biến phụ thuộc vào

mục đích sử dụng. Luận án đã đề xuất 02 bộ DMCA, 01 dựa trên kit FPGA Xinlinx

XC3S500E kết hợp với Flash ADC loại AD6645; và 01 bộ dựa trên các linh kiện rời là

chip FPGA MAX10 Intel kết hợp với Flash ADC AD9254. Tất cả các thuật toán phân

tích xung kết hợp với bộ lọc FIR và CR đều được tích hợp trong FPGA. Các tham số

DPP được khảo sát, tính toán cho riêng từng loại detector nhấp nháy nên kết quả thu

được tốt hơn so với các MCA khác là Ortec DSPEC jr 2.0 và APG7300A.

- Đã xây dựng thành công phương pháp ổn định phổ của detector nhấp nháy theo

nhiệt độ môi trường.

- Đã đáp ứng hầu hết các yêu cầu kỹ thuật của hệ trinh sát bức xạ (chế tạo nhanh,

chất lượng tốt, gọn nhẹ và ít tiêu thụ năng lượng – như được đặt ra ở mục tiêu luận án.

Kiến nghị

1. Cần tiếp tục nghiên cứu chính xác loại và tỷ lệ đóng góp của các thành phần

tiếng ồn, trên cơ sở đó đề xuất các phương án nhằm tối ưu hóa hoạt động của detector

nhấp nháy. Ngoài ra, cũng cần thiết kế, gia công lại lớp vỏ nhôm của tinh thể và vỏ

detector để tăng khả năng truyền qua của tia X và tia gamma mềm. Các thực nghiệm

đánh giá ảnh hưởng của nhiệt độ, độ ẩm, độ ổn định và độ bền, chống nhiễu điện từ và

khắc phục tạp âm của hệ để giảm ngưỡng đo sẽ được tiếp tục trong thời gian tới.

2. Tiếp tục nghiên cứu, phát triển DMCA và hệ thống detector nhấp nháy kết nối

116

tạo thành hệ đo hoàn chỉnh. Trong đó, tiếp tục theo dõi, bổ sung hoàn thiện thuật toán

ổn định phổ theo nhiệt độ môi trường, xây dựng các thuật toán chuyển phổ thành liều từ

detector nhấp nháy, tính toán nhiễm bẩn bề mặt,...

3. Tiếp tục nghiên cứu, phát triển các thuật toán thông minh vào FPGA như Fuzzy

logic, trí tuệ nhân tạo (AI), mạng thần kinh nhân tạo, mạng lưới “neutro – spectroscopic

brain” kết hợp với kỹ thuật truyền dữ liệu để ứng dụng cho phát triển hệ thống quan trắc,

117

giám sát phóng xạ, hạt nhân phục vụ mục đích quốc phòng – an ninh.

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH ĐÃ CÔNG BỐ

I. Tạp chí ISI/Scopus

[1] Hung, D. T., Van Hiep, C., Khang, P. D., Hai, N. X., Anh, N. N., Tran, D.-T., …

Nguyen, T.-A. (2020). A Confident Configuration for an Environmental Radiation

Monitoring System. IEEE Transactions on Nuclear Science, 1–1.

doi:10.1109/tns.2020.3019587

[2] Dinh Tien Hung, Cao Van Hiep, Pham Dinh Khang, Nguyen Xuan Hai, Nguyen

Ngoc Anh, D. A. Dinh, T. V. Nhan Hao, V. Pham.Gamma Spectrum Stabilization

for Environmental radiation monitoring stations using NaI(Tl) detector. Radiation

Protection Dosimetry, Volume 189, Issue 1, March 2020, Pages 48–55,

https://doi.org/10.1093/rpd/ncaa011.

II. Tạp chí trong nước

[1] Dinh Tien Hung, Dinh Kim Chien, Cao Van Hiep, Phan Huy Anh, Hoang Minh

Vu. A cost effective quasi-zero dead time digital multi channel Analyzer, Journal

of Military Science and Technology, Special Issue, No.57A, 11 – 2018.

III. Hội thảo

[1] Dinh Tien Hung, Cao Van Hiep, Dinh Kim Chien, Pham Dinh Khang, Nguyen

Xuan Hai. Developing a new method for gamma spectrum stabilization and

automatic peaks identification algorithm for NaI(Tl) detector. Vietnam

Conference on Nuclear Science and Technology VNANST-13, 2019.

[2] Dinh Tien Hung, Dinh Kim Chien, Pham Dinh Khang, Nguyen Xuan Hai. Study

of designing the scintillation detector using CsI(Tl) crystals and PIN photodiode

for ambient gamma dose rate. Poland-Vietnam Symposium on Natural Science,

High Technology and Humanities for Young Scientists. July 16-18, 2018. Hanoi,

Vietnam.

IV. Sở hữu trí tuệ, giải pháp hữu ích

[5] Đinh Tiến Hùng, Cao Văn Hiệp, Phạm Đình Khang, Nguyễn Khánh Hưng. Phần

118

mềm xử lý và hiệu chỉnh, chuẩn hóa dữ liệu phổ bức xạ gamma đo bằng đầu đo

nhấp nháy. Đăng ký quyền tác giả, Số đăng ký 7180/2019/QTG được cấp bởi Cục

119

Bản quyền tác giả/Bộ Văn hóa, Thể thao và Du lịch ngày 8/11/2019.

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Tachimori Ohba, Satsuharu Takimoto, Yoshio Kitada, Tomio Tsunoda, Akira

Kobayashi, Kenji Ishida, “Environmental Radiation Monitoring System

Development for Atmospheric Plumes from Light Water Reactor Nuclear Power

Plants”, Radiation Biology and Environment, Nuclear Technology, Vol. 56,

pp.580-590,1982.

[2] Eran Vax, Benny Sarusi, Mati Sheinfeld, Shmuel Levinson, Irand Brandys, Eliezer

Marcus, Alon Osovizky Yagil Kadmon and Yossi Cohen, “An Integrated

Approach for Multi-Purpose fast Deployment Environmental Radiation

Monitoring System”, IEEE Nuclear Science Symposium Conference Record,

pp.912-913,2009.

[3] Ch. Wedekind, G. Schilling, M. Gruttmuller, K. Becker, “Gamma-radiation

Monitoring Network at sea”, Applied Radiation and Isotopes 50, pp.733-741,1999.

[4] Yang Ishigaki, Yoshinori Matsumoto, Ryo Ichimiya, and Kenji Tanake,

“Development of Mobile Radiation Monitoring System Utilizing Smartphone and

Its Field Tests in Fukyshima”, IEEE Sensors Journal, Vol. 13, No. 10, 2013.

[5] James Grichnik, “Radiation monitoring system” U.S. Patent US20050242289A1,

issued November 03, 2005.

[6] Zhengyi Yang, “Environmental radiation remote early warning monitoring

system” China Patent CN105589088A, issued May 18, 2016.

[7] SARA-80X, (ENVINET GmbH), Hans-Pinsel-Str. 4, 85540 Haar / Munich,

Germany.

[8] Dag Stranneby, Digital Signal Processing, Jordan Hill, Elsevier Science, 2014.

[9] Amara, A., Amiel, F., & Ea, T. FPGA vs. ASIC for low power applications.

Microelectronics Journal, 37(8), 669–677, 2006.

[10] Coeytaux, K., Bey, E., Christensen, D., Glassman, E. S., Murdock, B., & Doucet,

C. Reported Radiation Overexposure Accidents Worldwide, 1980-2013: A

Systematic Review. PLOS ONE, 10(3), e0118709, 2015.

120

[11] Lennart Devell, Bent Lauritzen, Radiological Emergency Monitoring Systems in

the Nordic and Baltic Sea Countries, NKS-28, ISBN 87-7893-079-0, 2001.

[12] SIG-A4E-Rev9-1806141, (Kromek Group plc), NETPark Thomas Wright Way

Sedgefeld County Durham TS21 3FD UK.

[13] Lưu Tam Bát, Báo cáo Tổng kết đề tài cấp Nhà nước “Nghiên cứu thiết kế và lắp

ráp phổ kế ion linh động và thiết bị đo cường độ phóng xạ”, Chương trình KC-05,

mã số KC.05.15/06-10, Hà Nội, 2012.

[14] Đặng Quang Thiệu, Báo cáo Tổng kết đề tài “Nghiên cứu chế tạo thiết bị quan

trắc, cảnh báo sơm bức xạ”, Đề tài cấp Bộ KH&CN, mã số: ĐT/01-08/NLNT,

2010.

[15] Đinh Tiến Hùng, Báo cáo Tổng kết đề tài “Nghiên cứu thiết kế chế tạo thiết bị

quan trắc liên tục bức xạ gamma môi trường dùng cho trạm cố định sử dụng kỹ

thuật truyền dữ liệu vệ tinh”, Chương trình KC.AT, Hà Nội, 2019.

[16] Tuzzolino, A. J., Hubbard, E. L., Perkins, M. A., & Fan, C. Y. Photoeffects in

Silicon Surface‐Barrier Diodes. Journal of Applied Physics, 33(1), 148–155, 1962.

[17] Jarron, P., & Goyot, M. A fast current sensitive preamplifier (MSD2) for the silicon

microstrip detector. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research

Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors and Associated Equipment,

226(1), 156–162, 1984.

[18] Hall, G., Robinson, D., & Siotis, I. Evaluation of the performance of silicon

photodiodes in combination with plastic scintillators. Nuclear Instruments and

Methods in Physics Research Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors

and Associated Equipment, 245(2-3), 344–350, 1986.

[19] U. Kilgus, R. Kotthaus and E. Lange, Prospects of CsI(T1)-photodiode detectors

for low-level spectroscopy, Nuclear Instruments and Methods in Physics Research

A297, 425-440, 1990.

[20] M. Suffert, Silicon photodiode readout of scintillators and associated electonics,

Nuclear Instruments and Methods in Physics Research A322, 523-525, 1992.

[21] Squillante, M. R., Reiff, G., & Entine, G. Recent Advances in Large Area Avalanche

121

Photodiodes. IEEE Transactions on Nuclear Science, 32(1), 563–566, 1985.

[22] Si APD S8664 series (Hamamatsu Photonics K.K), 325-6, Sunayama-cho, Naka-

ku, Hamamatsu City, Shizuoka, 430-8587, Japan.

[23] Lightstone, A. W., McIntyre, R. J., Lecomte, R., & Schmitt, D. A Bismuth

Germanate-Avalanche Photodiode Module Designed for Use in High Resolution

Positron Emission Tomography. IEEE Transactions on Nuclear Science, 33(1),

456–459, 1986.

[24] G. F. Knoll, “Radiation detection and measurement”, 4th ed., John Wiley & Sons,

Inc., 2010.

[25] Hall, G., Robinson, D., Seez, C., & Siotis, I. A Scintillator-Photodiode Position

Detector. IEEE Transactions on Nuclear Science, 33(1), 310–313, 1986.

[26] Gong, W. G., Kim, Y. D., Poggi, G., Chen, Z., Gelbke, C. K., Lynch, W. G., …

Kwiatkowski, K. Resolution tests of CsI(Tl) scintillators read out by pin diodes.

Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A: Accelerators,

Spectrometers, Detectors and Associated Equipment, 268(1), 190–199, 1988.

[27] Glasow, R., Kampert, K.-H., Löhner, H., Beckmann, P., & Santo, R. Light particle

detection by BGO scintillators with photodiode readout. Nuclear Instruments and

Methods in Physics Research Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors

and Associated Equipment, 228(2-3), 354–358, 1985.

[28] Groom, D. E. Silicon photodiode detection of bismuth germanate scintillation

light. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research, 219(1), 141–148,

1984.

[29] Iwanczyk, J. S., Barton, J. B., Dabrowski, A. J., Kusmiss, J. H., Szymczyk, W. M.,

Huth, G. C., … Lynn, R. Scintillation spectrometry with HgI2 as the

photodetector. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research, 213(1),

123–126, 1983.

[30] Markakis, J., Ortale, C., Schnepple, W., Iwanczyk, J., & Dabrowski, A. Mercuric

Iodide Photodetectors for Scintillation Spectroscopy. IEEE Transactions on

Nuclear Science, 32(1), 559–562, 1985.

122

[31] Gascon, M., Alvarez-Pol, H., Benlliure, J., Casarejos, E., Cortina-Gil, D., & Duran, I.

Optimization of Energy Resolution Obtained With CsI(Tl) Crystals for the R3B

Calorimeter. IEEE Transactions on Nuclear Science, 55(3), 1259–1262, 2008.

[32] Jin Hyoung Bai, Joo Ho Whang. The Optimization of CsI(Tl)-PIN Photodiode for

High-Energy Gamma-Ray Detection. NuclearScience and Technology, Vol. 1,

p.308-311, 2011.

[33] Vydai, Y. T., Tarasov, V. A., Kudin, A. M., Andryushchenko, L. A., Ananenko,

A. A., Kilimchuk, I. V., … Klimov, A. V. Stability of spectrometric characteristics

of CsI:Tl detectors depending on the surface treatment method. Instruments and

Experimental Techniques, 49(3), 314–317, 2006.

[34] Kim, K. H., Kim, Y. S., & Kim, J. S. Signal and noise performance of large-area

PIN photodiodes and charge-sensitive preamplifiers for gamma radiography.

Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A: Accelerators,

Spectrometers, Detectors and Associated Equipment, 591(1), 63–66, 2008.

[35] Jeremy Flamanc, Csaba Rozsa. Compact brillance gamma ray detector with Si-

APD readout. AIP conference procceedings. March, 2009.

[36] Scafè, R., Pani, R., Pellegrini, R., Iurlaro, G., Montani, L., & Nerina Cinti, M. Si-

APD readout for LaBr3:Ce scintillator. Nuclear Instruments and Methods in

Physics Research Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors and

Associated Equipment, 571(1-2), 355–357, 2007.

[37] Georgiev, A., & Gast, W. (n.d.). Digital pulse processing in high-resolution, high-

throughput, gamma-ray spectroscopy. IEEE Conference on Nuclear Science

Symposium and Medical Imaging, 1993.

[38] Jordanov, V. T., & Knoll, G. F. Digital synthesis of pulse shapes in real time for

high resolution radiation spectroscopy. Nuclear Instruments and Methods in

Physics Research Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors and

Associated Equipment, 345(2), 337–345, 1994.

[39] Los Arcos, J. ., & García-Toraño, E. A new digital pulse height analysis method

for radiation spectroscopy. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research

123

Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors and Associated Equipment,

339(1-2), 99–101, 1994.

[40] Stein, J., Scheuer, F., Gast, W., & Georgiev, A. X-ray detectors with digitized

preamplifiers. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section B:

Beam Interactions with Materials and Atoms, 113(1-4), 141–145, 1996.

[41] Qin, Z., Chen, C., Luo, J., Xie, X., Ge, L., & Wu, Q. A pulse-shape discrimination

method for improving Gamma-ray spectrometry based on a new digital shaping

filter. Radiation Physics and Chemistry, 145, 193–201, 2018.

[42] Darvish-Molla, S., Chin, K., Prestwich, W. V., & Byun, S. H. Development of a

compact and cost effective multi-input digital signal processing system. Nuclear

Instruments and Methods in Physics Research Section A: Accelerators,

Spectrometers, Detectors and Associated Equipment, 879, 13–18, 2018.

[43] CAEN SpA Electronic Instrumentation, Digital Pulse Processing in Nuclear Physics.

Via della Vetraia, 11, 55049 Viareggio LU, Italy. Rev. 3 ‐ 26 August 2011.

[44] Fahiman, F., Kafaee, M., Moussavi-Zarandi, A., & Fahiman, M. Efficient Digital

Implementation of Signal Processing Algorithms in State-Of-The-Art Field-

Programmable Gate Arrays for Gamma-Ray Spectroscopy. Nuclear Technology,

187(1), 69–81, 2014.

[45] Regadío, A., Sánchez-Prieto, S., Prieto, M., & Tabero, J. Implementation of a real-

time adaptive digital shaping for nuclear spectroscopy. Nuclear Instruments and

Methods in Physics Research Section A: Accelerators, Spectrometers, Detectors

and Associated Equipment, 735, 297–303, 2014.

[46] International Atomic Energy Agency, Instrumentation for Digital Nuclear

Spectroscopy, IAEA-TECDOC-1706, VIENNA, 2013.

[47] Saxena, S., & Hawari, A. I. Investigation of FPGA-Based Real-Time Adaptive

Digital Pulse Shaping for High-Count-Rate Applications. IEEE Transactions on

Nuclear Science, 64(7), 1733–1738, 2017.

[48] Wang, Y. F., Liu, B. Q., & Cao, X. Pile-Up Pulse Separation Technology Research

Based on MATLAB. Advanced Materials Research, 1049-1050, 1287–1291, 2014.

124

[49] Mahmoud, I. I., El_Tokhy, M. S., & Konber, H. A. Pileup recovery algorithms for

digital gamma ray spectroscopy. Journal of Instrumentation, 7(09), P09013–

P09013, 2012.

[50] Zhou Jianbin, Zhou Wei, Lei Jiarong, Tuo Xianguo, Zhu Xing, Liu Yi. Study of

time-domain digital pulse shaping algorithms for nuclear signals. Nuclear Science

and Techniques 23, 150–155, 2012.

[51] Xiao, W., Wei, Y., Ai, X., & Ao, Q. System simulation of digital pulse spectrometer.

Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A: Accelerators,

Spectrometers, Detectors and Associated Equipment, 555(1-2), 231–235, 2005.

[52] Zeng, W. The Design of Digital Multi-channel Analyzer based on FPGA. Energy

Procedia, 39, 428–433, 2013.

[53] Jordanov, V. T. Unfolding-synthesis technique for digital pulse processing. Part 1:

Unfolding. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A:

Accelerators, Spectrometers, Detectors and Associated Equipment, 805, 63–71, 2016.

[54] Đặng Lành, Luận án tiến sĩ. Nghiên cứu, xây dựng hệ thiết bị thu nhận và xử lý số

liệu dựa trên kỹ thuật DSP qua ứng dụng FPGA phục vụ nghiên cứu vật lý hạt

nhân thực nghiệm, năm 2012.

[55] Saint-Gobain Crystals, Physical Properties of Common Inorganic Scintillators.

[Online]. Avalaible: https://www.crystals.saint-gobain.com/products/crystal-

scintillation-materials.

[56] CR-110-R2 charge sensitive preamplifier (Cremat Inc), 950 Watertown St, Suite

3 West Newton MA 02465.

[57] S3204/S3584 series (Hamamatsu Photonics K.K), 325-6, Sunayama-cho, Naka-

ku, Hamamatsu City, Shizuoka, 430-8587, Japan.

[58] S3590 series (Hamamatsu Photonics K.K), 325-6, Sunayama-cho, Naka-ku,

Hamamatsu City, Shizuoka, 430-8587, Japan.

[59] S8664 series (Hamamatsu Photonics K.K), 325-6, Sunayama-cho, Naka-ku,

Hamamatsu City, Shizuoka, 430-8587, Japan.

[60] C10940 series (Hamamatsu Photonics K.K), 325-6, Sunayama-cho, Naka-ku,

125

Hamamatsu City, Shizuoka, 430-8587, Japan.

[61] Bertuccio, G., Pullia, A. A Method for the Determination of the Noise Parameters

in Preamplifying Systems for Semiconductor Radiation Detectors. Rev. Sci.

Instrum., 64, p.3294, 1993.

[62] Velko Radeka. Low-Noise Techniques in Detectors. Ann. Rev. Nucl. Part. Sci., 38,

p.217, 1988.

[63] F. S. Goulding and D. A. Landis. Signal Processing for Semiconductor Detectors.

IEEE Trans. Nuc. Sci., NS-29, p.1125, 1982.

[64] Cremat Inc, Advice in using Cremat CSP modules. [Online]. Avalaible:

https://www.cremat.com/applications/csp-application-notes/

[65] Nguyễn Đức Hòa. Giáo trình Điện tử Hạt nhân. NXB Giáo dục Việt Nam, 2017

[66] CR-150-R5 (Cremat Inc.) 950 Watertown St, Suite 3, West Newton MA 02465, USA

[67] Kromek, Preamplifiers for radiation detectors and radiation detector electronics.

[Online]. Avalaible: https://www.kromek.com/product/preamplifiers-and-

detector-electronics/

[68] Li, D.-C & Yang, L.& Tian, Y. & Yuan, S.-L. Study of a nuclear pulse shaped

circuit base in Sallen-Key filter. 28. 563-566, 2008.

[69] Huaiqiang, Zhang & Tang, Bin &Wu, He-Xi & Li, Zhuo-Dai. Study of Sallen–Key

digital filters in nuclear pulse signal processing. Nuclear Science and Techniques.

30. 10.1007/s41365-019-0679-y, 2019.

[70] Ge, Q. & Ge, L.-Q &Wu, J.-P & Li, X.-L. Research on digital Gaussian shaping filter

for nuclear signals based on sampling theorem. Hedianzixue Yu Tance Jishu/Nuclear

Electronics and Detection Technology. 34. 1201-1203 and 1212, 2014.

[71] Jordanov, Valentin & Knoll, Glenn & Huber, Alan & Pantazis, John. Digital

techniques for real-time pulse shaping in radiation measurements. Nuclear

Instruments and Methods in Physics Research Section A Accelerators

Spectrometers Detectors and Associated Equipment. 353, 1994.

[72] Georgiev, Andrey & Gast, Werner. Digital pulse processing in high resolution,

high throughput, gamma-ray spectroscopy. Nuclear Science, IEEE Transactions

126

on. 40. 770 – 779, 1993.

[73] Wall, W. & Roulston, K. Dependence of the NaI(Tl) Pulse Shape on Thallium

Concentration and Temperature. Nuclear Science, IEEE Transactions on. 15. 153

- 157. 10.1109/TNS.1968.4324931, 1968.

[74] Valentine, John & Moses, William & Derenzo, Stephen & Wehe, David & Knoll,

Glenn. Temperature dependence of CsI(Tl) gamma-ray excited scintillation

characteristics. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A:

Accelerators, Spectrometers, Detectors and Associated Equipment. 325. 147-157.

10.1016/0168-9002(93)91015-F, 1993.

[75] Moszynski, Marek & Swiderski, Lukasz & Szczesniak, T. & Nassalski, A. &

Syntfeld, A. & Czarnacki, W. & Pausch, Guntram & Stein, Juergen & Lavoute, P.

& Lherbert, F. & Kniest, F. Study of LaBr3 crystals coupled to photomultipliers

and avalanche photodiodes. IEEE Nuclear Science Symposium Conference

Record. 2. 1351 - 1357. 10.1109/NSSMIC.2007.4437252, 2008.

[76] Loo, Billy & Goulding, Fred & Gao, Dexi. Ballistic deficits in pulse shaping

amplifiers. Nuclear Science, IEEE Transactions on. 35. 114 - 118.

10.1109/23.12686, 1988.

[77] R6231-01(Hamamatsu Photonics K.K), 325-6, Sunayama-cho, Naka-ku,

Hamamatsu City, Shizuoka, 430-8587, Japan.

[78] Casanovas, R., Morant, J.J., Salvadó, M. Energy and resolution calibration of

NaI(Tl) and LaBr3(Ce) scintillators and validation of an EGS5 Monte Carlo user

code for efﬁciency calculations. Nucl. Inst. Meth. Phys. Res. A. 675, 78e83, 2012.

[79] Ianakiev, K. & Alexandrov, B. & Littlewood, Peter & Browne, M. Temperature

behavior of NaI (Tl) scintillation detectors. Nuclear Instruments and Methods in

Physics Research Section A Accelerators Spectrometers Detectors and Associated

Equipment. 607. 10.1016/j.nima.2009.02.019, 2006.

[80] Moszynski, Marek & Nassalski, A. & Syntfeld-Każuch, Agnieszka & Szczęśniak,

T. & Czarnacki, W. & Wolski, D. & Pausch, Guntram & Stein, Juergen.

Temperature dependences of LaBr3(Ce), LaCl3(Ce) and NaI(Tl) scintillators.

127

Nuclear Instruments and Methods in Physics Research Section A: Accelerators,

Spectrometers, Detectors and Associated Equipment. 568. 739-751.

10.1016/j.nima.2006.06.039, 2006.

[81] Gamma-Ray Spectrometry in the Environment, ICRU Report No. 53.

[82] R. Shepard, S. Wawrowski, M. Charland, H. Roberts and M. Moslinger.

Temperature stabilization of a field instrument for uranium enrichment

measurements. IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 44, no. 3, pp. 568-571,

June 1997.

[83] Pausch, Guntram & Stein, Juergen & Teofilov, Nikolai.Stabilizing scintillation

detector systems: Determination of the scintillator temperature exploiting the

temperature dependence of the light pulse decay time. Filtration & Separation -

FILTR SEP. 2. 846 - 850 Vol. 2. 10.1109/NSSMIC.2004.1462340, 2004.

[84] K. Saucke, G. Pausch, J. Stein, H. -. Ortlepp and P. Schotanus. Stabilizing

scintillation detector systems with pulsed LEDs: a method to derive the LED

temperature from pulse height spectra. IEEE Transactions on Nuclear Science,

vol. 52, no. 6, pp. 3160-3165, Dec. 2005.

[85] Hai, V. H., Hung, N. Q., & Khai, B. T. Development of gamma spectroscopy

employing NaI(Tl) detector 3 inch × 3 inch and readout electronic of flash-

ADC/FPGA-based technology. Kerntechnik, 80(2), 180–183, 2015.

[86] Origin 2019b (OriginLab Corporation), One Roundhouse Plaza, Suite

303Northampton, MA 01060, United States.

[87] Efficiency Calculations for Selected Scintillators, Saint-Gobain Ceramics &

128

Plastics, Inc. 12345 Kinsman Road, Newbury, Ohio 44065 USA, 2016.

Phụ lục 1 Đặc trưng của các loại nhấp nháy vô cơ

Bảng 1PL. Đặc trưng của các loại nhấp nháy vô cơ[15]

Scintillator

Hygroscopic

Comments

Light yield (photons/keV)

Density g/cm3

Refractive Index at Im

Thermal expansion (/C)x10-6

1/e Decay time (ns)

Wavelength of max emission Im (nm)

Temperature coefficient of light output (%/C) 250 to 500C

Thickness to stop 50% of 662 keV photons (cm)

Light output (%) of NaI(Tl) blalkali pmt

1.8

LaBr3 (Ce+Sr)

190

385

-2.0

5.08

Yes

1.8

165

116

380

-1.9

5.08

Yes

LaBr3(Ce) BriLanCe TM 380

115

420

-1.85

2.2

4.2

Yes

180 1080

CLLB Cs2LiLaBr6(Ce)

NaI(Tl)

100

-0.3

250

415

1.85

2.5

47.4

3.67

Yes

Ultimate energy resolution (2.2% @ 662keV General purpose excellent energy resolution Dual Gamma- Neutron detection, excellent General purpose, good energy resolution

NaI(Tl+Li)

100

-0.3

419

1.85

2.5

47.4

3.67

Yes

Neutron-Gamma Scintillator

230 1.1µs 240 1.4µs

70-90

0.7

350

-1.9

3.85

Yes

2.3

LaCl3(Ce) BrilLanCeTM 350

-0.05

630

420

1.84

4.51

Yes

CsI(Na)

General purpose, good energy resolution High Z, rugged

-0.28

420

1.81

1.1

7.1

LYSO Lu1.8Y.2SiO5(Ce)

CdWO4

12-15

30-50

-0.1

14000

475

-2.3

10.2

7.9

-0.33

940

435

1.47

2.9

19.5

3.18

CaF2(Eu)

0.01

1000

550

1.79

4.51

Slightly

CsI(Tl)

BGO

8-10

-1.2

300

480

2.15

7.13

550

1.82

-8

4.55

YAG(Ce)

-0.3

315

1.95

4.51

Slightly

4-6

CsI(Pure)

220(195)

1.54

18.4

4.88

Slightly

1.9

1.8

BaF2

-1.1

0.6- 0.8 630

310

1.50

18.4

4.88

Slightly

1.9

-0.6

110

450

2.36

4.09

-50

130

ZnS(Ag)

Bright, high Z, fast, dense, background from 176Lu activity Low afterglow, for use with photodiodes Low Z. α & β detection High Z, rugged, good match to photodiodes High Z, compact detector, low afterglow Β-ray, X-ray counting, electron microscopy High Z, fast emission Fast component (subnanosecond) Slow component Coated on BC- 400 or acrylic for α detection

Phụ lục 2 Kết quả phổ gamma đo thời gian dài

Bảng 2PL. Kết quả đo thời gian dài detector CsI(Tl)

STT

Vị trính đỉnh 661 keV 328,74 ± 0,14 329,77 ± 0,13 330,47 ± 0,14 331,50 ± 0,13 332,39 ± 0,12 333,53 ± 0,15 330,91 ± 0,13 325,79 ± 0,14 321,50 ± 0,16 318,18 ± 0,17 315,55 ± 0,18 314,14 ± 0,15 312,69 ± 0,15 311,44 ± 0,16 311,11 ± 0,13 310,58 ± 0,13 309,80 ± 0,18 309,76 ± 0,17 309,85 ± 0,15 309,72 ± 0,13 309,97 ± 0,13 310,09 ± 0,13 310,26 ± 0,17 310,34 ± 0,14 310,46 ± 0,16 310,27 ± 0,16 310,27 ± 0,13 310,24 ± 0,17 310,49 ± 0,15 311,24 ± 0,16 313,48 ± 0,16 314,47 ± 0,16 314,56 ± 0,17 315,31 ± 0,14 316,01 ± 0,15 316,71 ± 0,15 317,94 ± 0,17 319,20 ± 0,17 319,01 ± 0,16 318,00 ± 0,15

DETECTOR CsI(Tl) FWHM (kênh) 29,45 ± 0,41 29,54 ± 0,38 29,47 ± 0,42 30,05 ± 0,39 29,67 ± 0,37 30,48 ± 0,45 29,88 ± 0,38 28,86 ± 0,41 29,09 ± 0,50 29,24 ± 0,55 29,06 ± 0,62 28,08 ± 0,54 28,03 ± 0,55 29,39 ± 0,62 27,29 ± 0,51 27,33 ± 0,52 29,93 ± 0,72 28,93 ± 0,67 28,03 ± 0,60 28,12 ± 0,50 28,35 ± 0,50 27,55 ± 0,52 28,25 ± 0,50 28,20 ± 0,55 27,62 ± 0,63 27,26 ± 0,64 28,49 ± 0,53 28,59 ± 0,68 28,61 ± 0,59 29,00 ± 0,53 28,76 ± 0,58 29,69 ± 0,57 30,36 ± 0,62 28,71 ± 0,50 29,07 ± 0,54 29,65 ± 0,51 29,95 ± 0,57 29,33 ± 0,56 29,16 ± 0,51 29,41 ± 0,51

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40

FWHM (%) 8,96 ± 0,13 8,96 ± 0,12 8,92 ± 0,13 9,06 ± 0,12 8,93 ± 0,11 9,14 ± 0,13 9,03 ± 0,12 8,86 ± 0,13 9,05 ± 0,16 9,19 ± 0,17 9,21 ± 0,20 8,94 ± 0,17 8,96 ± 0,18 9,44 ± 0,20 8,77 ± 0,17 8,80 ± 0,17 9,66 ± 0,23 9,34 ± 0,22 9,05 ± 0,20 9,08 ± 0,16 9,14 ± 0,16 8,88 ± 0,17 9,10 ± 0,16 9,09 ± 0,18 8,90 ± 0,20 8,79 ± 0,21 9,18 ± 0,17 9,21 ± 0,22 9,22 ± 0,19 9,32 ± 0,17 9,17 ± 0,19 9,44 ± 0,18 9,65 ± 0,20 9,10 ± 0,16 9,20 ± 0,17 9,36 ± 0,16 9,42 ± 0,18 9,19 ± 0,17 9,14 ± 0,16 9,25 ± 0,16

Bảng 3PL. Kết quả đo thời gian dài detector LaBr3(Ce)

DETECTOR LaBr3(Ce) STT

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40

Vị trính đỉnh 661 keV 302,93 ± 0,08 303,34 ± 0,08 303,23 ± 0,08 303,75 ± 0,08 304,25 ± 0,09 304,17 ± 0,08 304,43 ± 0,08 304,48 ± 0,08 304,43 ± 0,08 301,52 ± 0,07 296,73 ± 0,07 293,08 ± 0,08 290,24 ± 0,08 288,44 ± 0,07 287,44 ± 0,07 286,42 ± 0,08 285,76 ± 0,09 285,14 ± 0,07 284,63 ± 0,07 284,40 ± 0,07 284,33 ± 0,08 284,11 ± 0,08 284,05 ± 0,07 284,11 ± 0,08 283,80 ± 0,07 283,85 ± 0,07 283,84 ± 0,07 283,76 ± 0,07 283,67 ± 0,07 283,56 ± 0,07 283,47 ± 0,08 283,48 ± 0,07 282,84 ± 0,07 282,28 ± 0,07 281,37 ± 0,08 280,57 ± 0,08 279,60 ± 0,08 279,17 ± 0,08 283,81 ± 0,09 287,02 ± 0,08 FWHM (kênh) 13,87 ± 0,22 14,23 ± 0,23 14,36 ± 0,23 14,55 ± 0,24 13,99 ± 0,24 14,30 ± 0,21 14,25 ± 0,21 14,55 ± 0,21 14,33 ± 0,20 14,61 ± 0,20 14,24 ± 0,20 14,44 ± 0,21 13,96 ± 0,22 13,93 ± 0,19 13,82 ± 0,19 13,90 ± 0,23 13,74 ± 0,22 13,97 ± 0,19 13,91 ± 0,19 13,76 ± 0,19 13,82 ± 0,20 13,90 ± 0,21 13,92 ± 0,17 13,97 ± 0,20 13,51 ± 0,17 13,55 ± 0,19 13,73 ± 0,19 14,34 ± 0,19 13,73 ± 0,19 13,57 ± 0,19 13,52 ± 0,20 13,53 ± 0,19 13,38 ± 0,18 13,72 ± 0,19 13,75 ± 0,21 13,89 ± 0,21 14,02 ± 0,20 14,20 ± 0,20 14,42 ± 0,23 14,08 ± 0,21 FWHM (%) 4,58 ± 0,07 4,69 ± 0,08 4,74 ± 0,07 4,79 ± 0,08 4,60 ± 0,08 4,70 ± 0,07 4,68 ± 0,07 4,78 ± 0,07 4,71 ± 0,07 4,84 ± 0,07 4,80 ± 0,07 4,93 ± 0,07 4,81 ± 0,08 4,83 ± 0,07 4,81 ± 0,06 4,85 ± 0,08 4,81 ± 0,08 4,90 ± 0,07 4,89 ± 0,07 4,84 ± 0,07 4,86 ± 0,07 4,89 ± 0,07 4,90 ± 0,06 4,92 ± 0,07 4,76 ± 0,06 4,77 ± 0,07 4,84 ± 0,07 5,05 ± 0,07 4,84 ± 0,07 4,79 ± 0,07 4,77 ± 0,07 4,77 ± 0,07 4,73 ± 0,06 4,86 ± 0,07 4,89 ± 0,08 4,95 ± 0,07 5,02 ± 0,07 5,09 ± 0,07 5,08 ± 0,08 4,90 ± 0,07

Phụ lục 3. Mô phỏng các khối xử lý tín hiệu trên MATLAB/Simulink

Hình 1PL. Sơ đồ mô phỏng trên Simulink

Hình 2PL. Mô phỏng khối tạo dạng xung từ tiền khuếch đại

Hình 3PL. Mô phỏng Flash ADC 14bit 150MSP

Hình 4PL. Mô phỏng các tầng xử lý tín hiệu

Hình 5PL. Mô phỏng khối xử lý, lưu trữ và hiển thị dữ liệu phổ