Tóm tắt luận án Tiến sĩ Kỹ thuật điều khiển và tự động hóa: Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực

Chia sẻ: _ _ | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:27

Thêm vào BST

Báo xấu

33
lượt xem 4
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Mục tiêu của đề tài là nghiên cứu bài toán giải quyết vấn đề cài đặt thời gian thực các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha. Mời các bạn cùng tham khảo nội dung chi tiết.

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Tóm tắt luận án Tiến sĩ Kỹ thuật điều khiển và tự động hóa: Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI Phạm Tâm Thành ĐIỀU KHIỂN VECTOR PHI TUYẾN CHO MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA TRONG ĐIỀU KIỆN THỜI GIAN THỰC Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển và tự động hóa Mã số: 62520216 TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SĨ ĐIỂU KHIỂN VÀ TỰ ĐỘNG HÓA Hà Nội-2014
Công trình được hoàn thành tại: Trường Đại học Bách Khoa Hà Nội Người hướng dẫn khoa học: GS.TSKH. Nguyễn Phùng Quang Phản biện 1: GS.TSKH. Thân Ngọc Hoàn Phản biện 2: PGS.TS. Nguyễn Anh Nghĩa Phản biện 3: PGS.TS. Phạm Ngọc Tiệp Luận án sẽ được bảo vệ trước Hội đồng chấm luận án cấp Trường, họp tại Trường Đại Học Bách Khoa Hà Nội Vào hồi...........giờ, ngày........tháng........năm......... Có thể tìm hiểu luận án tại: 1. Thư viện Tạ Quang Bửu-Trường Đại học Bách khoa Hà Nội 2. Thư viện Quốc gia
MỞ ĐẦU Tính cấp thiết của đề tài: Các công trình nghiên cứu áp dụng các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha được thực hiện cả ở trong và ngoài nước. Tuy nhiên các công trình đó chủ yếu thiết kế trên miền thời gian liên tục, hoặc dừng lại ở việc mô phỏng với phần cứng HIL (Hardware In Loop), vấn đề thiết kế điều khiển trên miền thời gian gián đoạn và cài đặt thời gian thực các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha chưa được đề cập đến. Vì vậy, tác giả lựa chọn đề tài: “Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực” Đối tượng nghiên cứu: Máy điện xoay chiều ba pha loại không đồng bộ rotor lồng sóc, không đồng bộ nguồn kép và đồng bộ kích thích vĩnh cửu Mục đích nghiên cứu: Bài toán giải quyết vấn đề cài đặt thời gian thực các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha Phạm vi nghiên cứu: Máy điện xoay chiều pha pha vận hành ở chế độ phi tuyến, khi các cấu trúc điều khiển phi tuyến được đề xuất sử dụng Phương pháp nghiên cứu:  Phân tích và chỉ ra đặc điểm phi tuyến bilinear của máy điện xoay chiều ba pha, tổng quát hóa dạng phương trình mô tả lớp máy điện xoay chiều ba pha, tổng quát hóa dạng phương trình mô tả mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha  Trên cơ sở mô hình thu được, tiến hành tổng hợp các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha  Sau đó tiến hành kiểm chứng các cấu trúc thu ĐK được nhờ mô phỏng off-line trên nền Matlab/Simulink và PLECS  Cuối cùng là bước kiểm chứng bằng thực nghiệm trên mô hình thật của máy điện xoay chiều ba pha trên miền thời gian gián đoạn Nghiên cứu làm chủ các công cụ và phương pháp khác nhau của lý thuyết điều khiển hiện đại. Phương pháp nghiên cứu kết hợp giữa lý thuyết, mô phỏng và thực nghiệm. Ý nghĩa của đề tài: Việc thiết kế các cấu trúc điều khiển (ĐK) phi tuyến nhằm nâng cao chất lượng ĐK máy điện xoay chiều 3 pha (XC3P) đã được tiến hành trong suốt 10 năm qua tại trường ĐHBK Hà Nội nói riêng và trên thế giới nói chung. Tuy nhiên, các kết quả thu được trên miền thời gian, miền tần số chưa phù hợp với thực tiễn kỹ thuật, chưa thuận lợi cho việc cài đặt trên nền tảng kỹ thuật số (điều kiện thời gian thực, sử dụng vi điều khiển). Khi cài đặt ta sẽ phải chuyển xấp xỉ gần đúng luật ĐK thu được sang thuật toán ĐK. Luận án đặt mục tiêu chỉ ra con đường thực hiện các cấu trúc ĐK phi tuyến thích hợp hơn với thực tiễn, phải xuất phát từ mô hình gián đoạn mô tả đối tượng phi tuyến đủ chính xác 1
tại các thời điểm gián đoạn cách đều, từ đó thiết kế trực tiếp ĐK phi tuyến hạn chế ảnh hưởng của quá trình xấp xỉ gần đúng luật ĐK sang thuật toán ĐK. Từ các mục tiêu đặt ra ta sẽ dễ dàng khẳng định được:  Ý nghĩa KH của đề tài: Khẳng định sự tồn tại/không tồn tại nghiệm của mô hình bilinear của đối tượng máy điện XC3P. Từ đó chọn phương pháp thu thập mô hình gián đoạn thích hợp với lớp đối tượng này. Cuối cùng, sử dụng các phương pháp thiết kế ĐK phi tuyến, thiết kế cấu trúc ĐK và kiểm chứng chúng thông qua mô phỏng và thực nghiệm.  Ý nghĩa thực tiễn của đề tài: Với kết quả mới của luận án, ta sẽ có được chiếc chìa khóa mở cánh cửa đi vào các ứng dụng của thực tiễn công nghiệp, góp phần xác minh tính khả thi của các cấu trúc ĐK phi tuyến cho lớp đối tượng máy điện XC3P. Những kết quả mới của luận án: Góp phần hoàn thiện các cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha. Xây dựng mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha theo phương pháp Taylor, mô hình này có đặc điểm bilinear và phù hợp với thiết kế điều khiển thời gian thực sử dụng các phương pháp điều khiển phi tuyến. Từ các mô hình vừa xây dựng được tiến hành áp dụng các phương pháp điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn Chứng minh tính khả thi của các bộ điều khiển thiết theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác, nguyên lý hệ phẳng, phương pháp cuốn chiếu backstepping trong điều kiện thời gian thực thông qua mô phỏng và thực nghiệm Nội dung của luận án: Luận án gồm 5 chương Chương 1 trình bày tổng quan các vấn đề trong điều khiển máy điện xoay chiều ba pha như các loại máy điện xoay chiều ba pha, Chương 2 trình bày chi tiết về mô hình bilinear của máy điện xoay chiều ba pha, đưa ra các giải pháp xây dựng mô hình trạng thái gián đoạn thích hợp với điều khiển phi tuyến trong điều kiện thời gian thực Chương 3, trình bày khái quát ý tưởng của các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến: phương pháp tuyến tính hóa chính xác, phương pháp dựa trên nguyên lý hệ phẳng, phương pháp thiết kế cuốn chiếu (backstepping), từ đó đưa ra các cấu trúc điều khiển cho máy điện xoay chiều ba pha. Chương 4 sử dụng các kết quả thu được ở chương 2 là mô hình hóa của máy điện xoay chiều ba pha. Thực hiện thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn cho máy điện xoay chiều ba pha. Chương 5 tác giả tập trung vào mô phỏng trên Matlab/Simulink và thực nghiệm sử dụng DSP họ C2000 của hãng Texas Instruments nhằm khẳng định kết quả nghiên cứu. Đây là bước tiền đề để chế tạo biến tần thương mại có tích hợp các thuật toán điều khiển phi tuyến phù hợp với chế độ vận hành phi tuyến của máy điện xoay chiều ba pha. 2
Máy điện xoay chiều ba pha gồm 3 loại: máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc, máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu, máy điện không đồng bộ nguồn kép. Để cho tập trung và tránh rườm rà trong các chương chỉ trình bày các kết quả nghiên cứu cho một loại máy điện điển hình: máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc, các kết quả nghiên cứu cho hai loại máy điện còn lại được trích dẫn trong Phụ lục. Phần cuối là kết luận và kiến nghị của luận án. 1 TỔNG QUAN 1.1 Đặt vấn đề Máy điện xoay chiều ba pha (MĐXCBP) bao gồm: máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc (KĐB-RLS), máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu (ĐB-KTVC) và máy điện không đồng bộ nguồn kép (KĐB-NK). Ta không nghiên cứu MĐ ĐB-KTĐL trong luận án này. Ta xét lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha là lớp đối tượng phi tuyến có đặc điểm: Phi tuyến cấu trúc, phi tuyến tham số, phi tuyến rác. Luận án chỉ giới hạn xét đặc điểm phi tuyến cấu trúc của lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha. 1.2 Tổng quan các phương pháp điều khiển máy điện xoay chiều ba pha Về các phương pháp điều khiển phi tuyến là hướng nghiên cứu, vấn đề quan tâm của luận án. Ta chỉ xét đến các phương pháp điều khiển phi tuyến dựa trên nguyên lý điều khiển vector RFO: phương pháp tuyến tính hóa chính xác, nguyên lý hệ phẳng, phương pháp cuốn chiếu backstepping 1.3 Điều khiển thời gian thực (realtime control, digital control) cho máy điện xoay chiều ba pha Về thực hiện điều khiển số cho lớp đối tượng máy điện xoay chiều ba pha, khi sử dụng các phương pháp thiết kế điều khiển tuyến tính và khi sử dụng phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến được đưa ra rất nhiều các công trình. Các thuật toán điều khiển thiết kế theo phương pháp tuyến tính đã được triển khai thành công trong các thiết bị thương mại. 1.4 Tình hình và định hướng nghiên cứu của luận án Hầu hết các công trình khảo sát còn chưa xét tới việc áp dụng trong thực tế, đó là việc chuyển các luật điều khiển sang thành thuật toán điều khiển cài đặt trong điều kiện thời gian thực, các công trình đó đều thiết kế thuật toán điều khiển trên miền thời gian xấp xỉ liên tục Qua tổng kết các công trình nghiên cứu áp dụng phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến cho đối tượng máy điện xoay chiều ba pha, các công trình đó chủ yếu thiết kế luật điều khiển trong miền liên tục (continous-time), chưa xét đến việc triển khai các hệ thống đó trên miền gián đoạn (discrete-time). Luận án sẽ xem xét và tập trung vào vấn đề còn bỏ ngỏ đó, luận án tiến hành thiết kế và cài đặt các thuật toán điều khiển phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trên miền thời gian gián đoạn. Đó cũng chính là lý do tác giả chọn đề tài:”Điều khiển vector phi tuyến cho máy điện xoay chiều ba pha trong điều kiện thời gian thực”. Tác giả xác định các nhiệm vụ để đạt được mục tiêu đó là: - Chỉ ra được phương pháp gián đoạn hóa mô hình của đối tượng phi tuyến, cụ thể là các loại máy điện xoay chiều ba pha. - Áp dụng các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp từ mô hình gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha để thiết kế các cấu trúc điều khiển. 3
- Cài đặt thuật toán điều khiển cho máy điện xoay chiều ba pha. 2 MÔ HÌNH MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA THÍCH HỢP CHO THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN 2.1 Mô hình toán học của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc Theo [62] mô hình trạng thái cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc trên hệ tọa độ tựa từ thông rotor đã được đưa ra:  x (t ) = A IM x (t ) + B IM u s (t ) + N IM x (t )w s (t ) (2.1) Trong (2.1) đặc điểm phi tuyến bilinear thể hiện ở thành phần thứ 3 vế phải, đó là tích giữa vector trạng thái x và biến vào ws Đến đây, ta có thể viết lại (2.1) dưới dạng tổng quát: · x(t ) = [ A IM + N IM ws (t )] x(t ) + B IM u s (2.5) · x(t ) = A*IM (t )x(t ) + B IM u s (t ) (2.6) với A IM (t ) = [ A IM + N IM ws (t )] * hoặc dạng khác: · x(t ) = A*IM (t )x(t ) + g(t ) (2.7) với g (t ) = B IM u s (t ) Mô hình dòng được viết lại dưới dạng: di s = A1i s (t ) + B1u s (t ) + N1i s (t )ws (t ) + Xyrd' (2.9) dt Và ta cũng có thể quy về dạng tổng quát bằng cách biến đổi di s (t ) = A1i s (t ) + B1u s (t ) + N1i s (t )ws (t ) + Xyrd' = [ A1 + N1ws (t )] i s + B1u s (t ) + Xyrd' (2.14) dt di s (t ) = A1* (t )i s + B1u s (t ) + Xyrd' (2.15) dt với A1* (t ) = [ A1 + N1ws (t )] di s (t ) = A1* (t )i s + g1 (t ) (2.16) dt ' với g1 (t ) = B1u s (t ) + Xyrd Từ mô hình cụ thể (2.1) của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc đã được trình bày và từ mô hình của máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu, máy điện không đồng bộ nguồn kép (trích dẫn trong phần Phụ lục) ta có mô hình tổng quát của máy điện xoay chiều ba pha ▪ Mô hình dạng bilinear: · m x (t ) = Ax(t ) + Bu (t ) + å N i ui (t ) x (t ) (2.17) i =1 ▪Mô hình dạng phương trình vi phân ma trận hệ số hàm như sau: · m x(t ) = Ax(t ) + Bu(t ) + å N i ui (t )x(t ) = A * (t ) x(t ) + Bu(t ) = A * (t ) x(t ) + g (t ) (2.18) i =1 4
m với A* (t )=A + å N i ui (t ); g (t ) = Bu(t ) i =1 Từ các phương trình (2.9), và từ mô hình dòng của máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu, mô hình dòng của máy điện không đồng bộ nguồn kép (phần Phụ lục) ta cũng tổng quát hóa dạng phương trình mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha: ▪ Mô hình bilinear: · m x(t ) = A I x(t ) + B I u(t ) + å Ni ui (t )x(t ) + D (2.19) i =1 ▪ Mô hình dạng phương trình vi phân ma trận hệ số hàm · x(t ) = A*I (t )x(t ) + B I u(t ) + D = A*I (t )x(t ) + g I (t ) (2.20) m Với A I (t )=A I +å Ni ui (t ); g I (t ) = B I u(t ) + D * i =1 2.2 Mô hình dòng phi tuyến dạng affine của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc Mô hình dòng tổng quát của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc hay cũng chính là mô hình dòng của máy điện xoay chiều ba pha có dạng affine: ì ï • ï ï x =f (x)+H (x)u =f (x)+h1 (x)u1 +h 2 (x)u2 +h3 (x)u3 í (2.28) ï ï îy =g(x) ï 2.3 Mô hình gián đoạn bilinear của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thích hợp với điều khiển thời gian thực Có 3 phương án đưa ra: 2.3.1 Nghiệm của phương trình vi phân dạng ma trận Mô hình trạng thái gián đoạn có cội nguồn từ nghiệm của phương Không có lời giải tổng quát để tìm (t , s) , mà tuỳ vào bài toán cụ thể mà ta có nghiệm hiển của phương trình hay không. 2.3.2 Nghiệm của phương trình bilinear Xét phương trình bilinear dạng:  x(t )  A (t )x(t )  N (t )x(t )u(t )  B(t )u(t ); t  0, x(0)  x 0 (2.44) Kết quả là phép tính tích phân lặp nhiều biến rất phức tạp. 2.3.3 Mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp Taylor Xét phương trình mô tả đối tượng phi tuyến dạng : · x =f (x)+H (x)u (2.48) Sử dụng khai triển chuỗi Taylor ta có  x(k  1)  x(k )  x (t ) t  kT T  (T ) (2.49) T : là chu kỳ trích mẫu Với (T ) là thành phần bậc cao của chuỗi ở trên: 5
1 (2) 1 1  (T )  x (kT )T 2  ...  x ( n ) (kT )T n  x ( n 1) ( )T n 1 ,   (kT , kT  T ) (2.50) 2! n! (n  1)! Các thành phần bậc cao của (T ) ngày càng nhỏ khi chu kỳ trích mẫu càng nhỏ. Đối với hệ thống truyền động điện chất lượng cao, chu kỳ trích mẫu của mạch vòng dòng điện rất nhỏ do vậy các thành phần bậc cao (T ) có thể được bỏ qua. Thay (2.48) vào (2.49) ta được: x(k  1)  x(k )  Tf (x(k ))  TH (x(k ))u(k )  (T ) (2.51) Từ đó ta có thể áp dụng (2.51) cho mô hình của máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc ta có mô hình trạng thái gián đoạn: x(k  1)  x(k )  Hu(k )  Nx(k )u3 (k )  D (2.54) đặc điểm bilinear thể hiện ở tích x(k) và u3(k) thông qua ma trận ghép phi tuyến N 2.4 Kết luận chương 2 Chương 2 đã chỉ ra các phương pháp tìm mô hình trạng thái gián đoạn của máy điện xoay chiều ba pha thích hợp với điều khiển thời gian thực. Mô hình trạng thái gián đoạn thu được khi gián đoạn bằng phương pháp Taylor là cơ sở để thiết kế điều khiển trực tiếp trong miền thời gian gián đoạn. 3 CÁC PHƯƠNG PHÁP THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN CHO MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA 3.1 Cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa chính xác Phần này đã trình bày khái quát về phương pháp tuyến tính hóa chính xác và cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện KĐB-RLS khi thiết kế theo phương pháp này, cũng như đưa ra một số nhận xét của cấu trúc điều khiển đó 3.2 Cấu trúc điều khiển phi tuyến cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc theo nguyên lý hệ phẳng 3.2.1 Khái quát về nguyên lý hệ phẳng dx Nếu hệ phi tuyến  f ( x, u); x  R n , u  R m , y  R m thỏa mãn 3 điều kiện thì ta nói hệ là hệ dt phẳng và biến đầu ra y được gọi là đầu ra phẳng của hệ 3.2.2 Cấu trúc điều khiển Một số công trình đưa ra cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng, điển hình là công trình [19] đưa ra cấu trúc Hình 3.5, trong cấu trúc này chưa đề cập đến khâu thiết lập quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng điện. yrd' _ ref yrd'* isd* _ fb isd* _ ref isd* yrd' _ ref yrd'* isd* _ fb isd* e js w isq* _ ref e js w  * isq* _ fb isq* wref w* isq* _ fb isq* wref isd* _ ff s isd* _ ff s isq* _ ff isq* _ ff s s mW mW yrd' e  js e  js yrd' w w w w Hình 3.5. Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy Hình 3.6 Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB- điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng( có bổ sung thêm phẳng[19] khâu thiết lập quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng) 6
Luận án đưa ra cấu trúc điều khiển có bổ sung khâu thiết lập quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng như Hình 3.6. Do đó usd _ ff , usq _ ff được tính theo công thức (3.17): æ di* æ 1 1- s ö÷ * 1- s '* ö÷÷ usd _ ff = s Ls ççç sd + ççç + ÷÷ isd - w s*isq* - yrd ÷ èç dt çè sTs sTr ÷ø sTr ÷ø÷ (3.17) æ * æ 1 1- s ÷ö * 1- s ö÷ ç disq usq _ ff = s Ls çç + w s*isd * + ççç + ÷÷ isq + wyrd'* ÷÷÷ çè dt çè sTs sTr ÷ø sTr ø÷ Và usd _ fb , usq _ fb được tính: Ki usd _ fb = K i (isd * - isd ) + ò (i * sd - isd ) dt Ti (3.18) Ki usq _ fb = K i (isq * - isq ) + ò (isq - isq ) dt * Ti Chọn tham số Ti,Ki là tham số của bộ điều chỉnh dòng PI. Cuối cùng ta tính được: usd = usd _ ff + usd _ fb (3.19) usq = usq _ ff + usq _ fb Từ đó ta tính được usd, usq: æ di* æ 1 1- s ö÷ * 1- s '* ÷÷ö K usd = s Ls ççç sd + ççç + ÷ isd - w s*isq ÷ * - yrd ÷ + K i (isd * - isd ) + i ò (isd* - isd ) dt çè dt çè sTs sTr ÷ø sTr ÷÷ø Ti (3.20) æ * æ 1 1- s ÷ö * 1- s ö çç disq ç '* ÷ K wyrd ÷÷÷ + K i (isq - isq ) + (isq - isq ) dt Ti ò ÷÷ isq + * * * * usq = s Ls ç + w s isd + çç + i çè dt èç sTs sTr ø÷ sTr ÷ø Để đưa ra hàm của khâu thiết lập quỹ đạo này, ta sẽ đi tìm hàm thể hiện quan hệ giữa tín hiệu điều khiển đầu vào và đầu ra phẳng của mạch vòng đó. æ di* * ö disq ÷÷ æ dy ö ç* ç ÷÷ = Q1 ççç y, ÷÷÷ * usd = Q1 çisd , sd , isq , çè dt dt ÷ø è dt ø æ di* * ö (3.21) disq æ ö çç * usq = Q2 çisd , sd * , isq , ÷÷÷ = Q çç y, dy ÷÷ çè dt dt ÷ø ÷ 2ç è dt ø ÷ Từ (3.21) ta có nhận xét là quỹ đạo phẳng cho mạch vòng dòng chỉ cần khả vi cấp 1. Khâu thiết lập quỹ đạo có nhiệm vụ tạo dòng stator isd* và isq* mong muốn. Ta chọn quan hệ giữa * isd và isd* _ ref là hàm truyền quán tính bậc nhất. Tương tự như vậy ta chọn quan hệ giữa isq* và isq* _ ref cũng là hàm truyền quán tính bậc nhất. 3.3 Cấu trúc điều khiển cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp backstepping 3.3.1. Khái quát về phương pháp backstepping Phương pháp backstepping là lựa chọn đệ quy một vài hàm thích hợp của biến trạng thái như là biến điều khiển ảo cho các hệ thống con tương ứng. Thủ tục hoàn thành một thiết kế phản hồi cho điều khiển đầu vào được thực hiện từ dạng hàm Lyapunov cuối cùng bằng cách tổng các hàm Lyapunov thành phần ở mỗi tầng thiết kế riêng 3.3.2. Cấu trúc điều khiển 7
Các công trình đưa ra các cấu trúc điều khiển khác nhau. Công trình [20] vận dụng phương pháp backstepping thiết kế bộ điều chỉnh phi tuyến cho bài toán điều chỉnh từ thông và điều chỉnh mô-men của máy điện (Hình 3.8). Trong luận án này, bộ điều chỉnh phi tuyến sử dụng backstepping được thiết kế với mục tiêu điều chỉnh từ thông và điều chỉnh tốc độ theo cấu trúc như Hình 3.9. Và ta sẽ sử dụng cấu trúc này để thiết kế điều khiển phi tuyến cho máy điện KĐB-RLS sử dụng phương pháp backstepping trực tiếp từ mô hình trạng thái gián đoạn ở chương 4 Backstepping-based uDC yrd' , ref wref controller yrd' _ ref mM ,ref usd usα tu w R js tv e js w usq e usβ tw NL ĐCVTKG Js Js isd  j isα 3 isu e  js isv isq e s isβ 2 isw  Js Js  MĐKĐB_RLS 3~  ' y ' MHTT yrd rd w w Đo tốc độ w IE w Hình 3.8 Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS Hình 3.9 Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết thiết kế theo phương pháp backstepping (điều kế theo phương pháp backstepping(điều chỉnh từ thông chỉnh từ thông và điều chỉnh mô-men) và điều chỉnh tốc độ) 3.4 Kết luận chương 3 Chương 3 đã thực hiện các vấn đề bao gồm:  Khái quát và làm nổi bật ý tưởng của các phương pháp thiết kế điều khiển phi tuyến: phương pháp tuyến tính hóa chính xác, phương pháp thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng, phương pháp thiết kế cuốn chiếu backstepping.  Góp phần hoàn thiện cấu trúc điều khiển máy điện xoay chiều ba pha dựa trên nguyên lý hệ phẳng cũng như thiết kế theo các phương pháp khác 4 ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN THỜI GIAN THỰC CHO MÁY ĐIỆN XOAY CHIỀU BA PHA Trong chương này, luận án tập trung vào thiết kế điều khiển phi tuyến trên miền thời gian gián đoạn cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc. Thiết kế cho máy điện đồng bộ kích thích vĩnh cửu và máy điện không đồng bộ nguồn kép được trích dẫn trong phần Phụ lục 4.1 Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác Xuất phát từ mô hình trạng thái gián đoạn (2.57) của máy điện KĐB-RLS đã xây dựng trong chương 2, ta viết lại như (4.1): ìïisd (k + 1) = (1- dT ) isd (k ) + w s (k )Tisq (k ) + cT yrd' (k ) + aTusd (k ) ïï ïi (k + 1) = (1- dT ) i (k ) - w (k )Ti (k ) - cT wT y ' (k ) + aTu (k ) (4.1) í sq ïï sq s sd r rd sq ïïJs (k + 1) = Js (k ) + ws (k )T î 8
Chuyển sang không gian trạng thái mới với các biến đầu vào: ▪ Vector đầu vào : u1 (k ) = usd (k ), u2 (k ) = usq (k ), u3 (k ) = ws (k ) ▪ Vector trạng thái : x1 (k ) = isd (k ), x2 (k ) = isq (k ), x3 (k ) = Js ▪ Vector đầu ra : y1 (k ) = isd (k ), y2 (k ) = isq (k ), y3 (k ) = Js (k ) Hệ được viết lại như (4.4): x(k  1)  f (x)  H (x).u  f (x)  h1 (x)u1 (k )  h 2 (x)u2 (k )  h3 (x)u3 (k )  (4.4) y (k  1)  g (x) Thực hiện tuyến tính hóa theo 4 bước ta thu được kết quả: Ma trận L:  aT 0 Tx2  L  x    0 aT Tx1  (4.15)  0 0 T  Biến vào mới w: é w1 ù éê (1- dT ) x1 + cT yrd ùú é aT ' 0 Tx2 ù ê ú ê ú w = ê w2 ú = êê(1- dT ) x2 - cTr wT yrd' úú + ê 0 aT -Tx1 ú u (4.23) ê ú ê ú êê ú êw ú ê 0 0 T úû ûú ë ë 3û ë x3 w  p(x)  L(x)u (4.24) Khâu chuyển hệ tọa độ trạng thái: u  L1 (x).p(x)  L1 (x).w (4.25) Tính toán ma trận nghịch đảo của ma trận L(x) ta thu được kết quả:  1 1   aT 0  x2 aT    1 1 L ( x)   0 1 x1  (4.27)  aT aT     0 1  0  T  Ta có khâu chuyển tọa độ trạng thái: é 1 1 ù ê 0 - x2 ú é (1- dT ) x1 + cT yrd' - x2 x3 ù ê aT aT ú ê ú ê ú 1 ê ú ê 1 1 ú u= ê(1- dT ) x2 - cTr wT yrd + x1 x2 ú + ê 0 (4.28) ' x1 ú w aT ê ú ê aT aT ú êë ax3 úû ê 1 ú ú ê 0 0 ê ú êë T úû Viết dưới dạng cụ thể: 9
ìï 1 é ïïusd (k ) = ïï ê ë ((1- dT )isd (k ) + cT yrd' (k ))- isq (k )Js (k ) + w1 (k ) - isq (k )w3 (k )ùúû aT ïï ïíu (k ) = 1 é((1- dT ) i (k ) - cT wT y ' (k )) + i (k )J (k ) + w (k ) + i (k ) w (k )ù (4.29) ïï sq aT ëê ûú sq r rd sd s 2 sd 3 ïï ïïw (k ) = 1 J (k ) + 1 w (k ) ïïî s T s T 3 Đây chính là bộ điều khiển tuyến tính hóa chính xác cho đối tượng. Cấu trúc điều khiển đưa ra như Hình 4.1: yrd' _ ref yrd'* isd* _ fb isd* _ ref isd* Ry yrd* isd* w1 w isq* _ ref e js w ref  * isq* _ fb isq* w* isq* w2 e js w Rw isd* _ ff s Js isq* _ ff  w s Js w e js ' s y rd mW yrd' e  js w w w Hình 4.1 Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy Hình 4.2 Cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB- điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp tuyến RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng tính hóa chính xác [62] 4.2 Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng a) Vòng tốc độ Xuất phát từ tư tưởng thiết kế dựa trên nguyên lý hệ phẳng cho mạch vòng tốc độ ta tính được: isq* ( k ) = isq* _ ff ( k ) + isq* _ fb ( k ) (4.34) 1 é * J ë 3w (k ) - 4w * (k -1) + w * (k - 2)ùû + mW isq* (k ) = 2T + isq* _ fb (k -1) + r0 w éëw * (k ) - w (k )ùû + 3 z p (1- s ) yrd'* (k ) (4.35) 2 +r01 ëéw * (k -1) - w (k -1)ûù b) Vòng điều chỉnh từ thông Tương tự như vậy, ta tính toán mạch vòng điều chỉnh từ thông. Từ mô hình máy điện ta có: é 1 ù isd* (k ) = Tr ê3yrd'* (k ) - 4yrd'* (k -1) + yrd'* (k - 2) + yrd'* (k )ú + isd* _ fb (k -1) + r0 y éëyrd'* (k ) - yrd'* (k )ûù + ê Tr ú (4.38) ë û é +r01 ë yrd (k -1) - yrd (k -1)û '* '* ù c) Vòng dòng Tiếp theo ta xét mạch vòng dòng stator. Từ mô hình dòng bilinear của máy điện KĐB-RLS (2.58) ta tính được thành phần truyền thẳng: 1 éisd* (k +1) - (1- dT )isd* (k ) - ws (k )Tisq* (k ) - cT yrd' (k )ù usd _ ff (k ) = ë û aT (4.39) 1 éi (k +1) - (1- dT )i (k ) + ws (k )Ti (k ) + cTr w (k )T y (k )ù usq _ ff (k ) = ë * sq * sq * sd û * '* rd aT 10
Kết hợp với bộ điều khiển feedback: usd _ fb ( k ) = usd _ fb ( k -1) + r0 i éëisd* (k ) - isd (k )ùû + r1i éëisd* (k -1) - isd (k -1)ùû (4.40) usq _ ff (k ) = usq _ fb (k -1) + r0 i éëisq* ( k ) - isq (k )ùû + r1i éëisq* (k -1) - isq ( k -1)ùû Đầu vào điều khiển cho máy điện: usd (k ) = usd _ ff (k ) + usd _ fb (k ) (4.41) usq (k ) = usq _ ff (k ) + usq _ fb (k ) Cấu trúc điều khiển cụ thể như Hình 4.2 4.3 Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp backstepping Cấu trúc điều khiển tác giả sử dụng để thiết kế như Hình 4.3 wref yrd' _ ref w e js Js e  js Js  y ' rd w w Hình 4.3 Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp backstepping Trong trường hợp này ta vận dụng phương pháp backstepping để thiết kế bộ điều khiển phi tuyến cho bài toán điều chỉnh tốc độ và điều chỉnh từ thông của máy điẹn KĐB-RLS, khi mô men tải mW là hằng số biết trước. Trước khi thiết kế ta bổ sung phương trình chuyển động của máy điện KĐB-RLS trên miền thời gian gián đoạn: k f w (k ) mW 3 z p dw (k ) = - - + (1- s ) Ls yrd' (k )isq (k ) (4.42) J J 2J Mô hình dòng gián đoạn của máy điện KĐB-RLS đã được đưa ra trong (2.57). Và để phù hợp với tư tưởng thiết kế backstepping trên miền thời gian gián đoạn ta viết dưới dạng toán tử d , trong đó định nghĩa toán tử d như sau: d x(k +1) - d x(k ) d x (k ) = (4.45) T Qua biến đổi (2.57) ta được (4.46): ì ï 2 1 isq (k ) ï ïdi (k ) = -disd (k ) + cyrd (k ) + z p w (k )isq (k ) + ' + ausd (k ) ï sd Tr yrd' (k ) ï í (4.46) ï ï 1 isd (k )isq (k ) ï ïdisq (k ) = -disq (k ) - z p w (k )isd (k ) - - ew (k )yrd' (k ) + ausq (k ) ï ï î Tr y ' rd ( k ) Cuối cùng ta có hệ phương trình của máy điện KĐB-RLS phục vụ thiết kế backstepping: 11
ìï k w (k ) mW ïïdw (k ) = - f - + xyrd' (k )isq (k ) ïï J J ïï ïï isq2 (k ) di (k ) = -disd (k ) + cyrd (k ) + z p w (k )isq (k ) + h ' ' + ausd (k ) ïïí sd yrd (k ) (4.48) ïï ' ïïdyrd (k ) = -hyrd ( k ) + hisd (k ) ' ïï ïï isd (k )isq ( k ) ïï d isq ( k ) = -disq ( k ) - z p w ( k )isd ( k ) - h - ew ( k )yrd' ( k ) + ausq (k ) ïî yrd (k ) ' Quá trình thiết kế backstepping gồm các bước sau: Bước 1: Xuất phát từ mục tiêu điều chỉnh tốc độ, và điều chỉnh từ thông ta định nghĩa đại lượng sai lệch tốc độ ew (k ) và sai lệch từ thông ey (k ) . ew (k ) = wref (k ) - w (k ) (4.49) ey (k ) = yrdref ' (k ) - yrdref ' (k ) (4.50) Tính dew (k ) của sai lệch tốc độ: Từ (4.48) và (4.49) ta tính được k f w (k ) mW (k ) dew (k ) = dwref (k ) - dw ( k ) = dwref (k ) + + - xyrd' (k )isq (k ) (4.51) J J Từ (4.48) và (4.50) ta tính được: dey (k ) = dyrdref ' - dyrd' = dyrdref ' + hyrd' (k ) - hisd (k ) (4.52) Từ (4.51) và (4.52) ta có nhận xét là đại lượng xyrd' (k )isq (k ) đóng vai trò là biến điều khiển ảo cho hệ (4.51), còn hisd (k ) đóng vai trò là biến điều khiển ảo cho hệ (4.52). Ta có thể xác định các hàm ổn định của các thành phần (xyrd' (k )isq (k )) và (hisd (k )) . Gọi l1 , g1 là các hàm ổn định, ta chọn các hàm ổn định: k f w (k ) mW (k ) l1 = k1ew (k ) + dwref (k ) + + (4.53) J J g1 = k2 ey (k ) + dyrdref ' (k ) + hyrd' (k ) (4.54) 1 1 Chọn hàm Lyapunov xác định dương: V1 = ew2 + ey2 (4.55) 2 2 Từ các phương trình (4.51), (4.52), (4.53), (4.54) ta tính được dV1 (k ) : Té æ T ö æ T ö (ë dew ) + (dew ) ùúû = -çççk1 - k12 ÷÷÷ ew2 -çççk2 - k22 ÷÷÷ ey2 2 2 dV1 (k ) = ew dew + ey dey + ê (4.56) 2 è 2 ø è 2 ø Từ (4.55) và (4.56) để : dV1 (k ) £ -k1V1 (k ) (4.57) ìïæ T öæ T öüï Với k1 = -2 min ïíçççk1 - k12 ÷÷÷ , çççk2 - k22 ÷÷÷ïý (4.58) ïîïè 2 øè 2 øï ï þ 12
Theo [85] hệ sẽ ổn định mũ khi điều kiện (4.57) thõa mãn Có thể thấy rằng, điểm cân bằng (ew , ey ) = (0, 0) là điểm mà tại đó hệ thống con ổn định mũ khi chọn: 2 2 0 < k1 < ;0 < k2 < (4.59) T T Nhưng (xyrd' (k )isq (k ), hisd (k )) không phải là tín hiệu điều khiển thực, do đó ta định nghĩa các biến sai lệch. e2 = l1 - xyrd' (k )isq (k ) (4.60) z2 = g1 - hisd (k ) (4.61) Khi đó ta có thể viết lại dew (k ), dey (k ) theo các biến sai lệch mới như sau: dew (k ) = -k1ew + e2 (4.62) dey (k ) = -k2 ey + z2 (4.63) Bước 2: Tính de2 (k ), d z2 (k ) . Từ (4.73) ta chọn các biến điều khiển u sd ( k ), u sq ( k ) như sau: 1 usq (k ) = (-k3e2 - M (k ) - ew ) (4.74) N (k ) 1 u sd ( k ) = (-k4 e2 - P (k ) - ey ) (4.75) Q (k ) Với k3 , k4 là hằng số thực dương. Vì T là chu kỳ trích mẫu nên điều kiện 0 < T < 1 luôn thỏa 1 mãn, chúng ta có thể chọn: k13 = k24 = khi đó k2 = æçç 1 - T ö÷÷ T çè T ÷ø 4.4 Kết luận chương 4 Trong chương 4 đã tập trung vào thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp trên miền thời gian gián đoạn. Đó là xuất phát từ mô hình gián đoạn của đối tượng, thực hiện thiết kế điều khiển phi tuyến trực tiếp từ các mô hình đó. Đây cũng chính là điểm mới đề xuất của luận án: 5 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THÍ NGHIỆM 5.1 Kết quả mô phỏng cho máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc 5.1.1 Mô phỏng cấu trúc điều khiển thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác Cấu trúc trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác (Hình 4.1) được mô phỏng dựa trên phần mềm Matlab&Simulink-Plecs (Hình 5.1) 13
e isd*r w1 Omega Psird* e_d usdr usd Iabc Flux Controller w1 w2 pulses Load Torque Tm usd usq w3 Dong i_s Theta Field Weakening isd PI Controller usqr PLECS isd thetaS pulses Circuit e isq*r Scope1 e_q isq pulses1 Omega w2 usd U_dc Omega Speed Controller usq Psird' Udc Te Omega_ref w isq PI Controller Space Vector Modulation U_dc usq Circuit1 Scope2 PWM_Pulses State Feeback Controller 540 U_dc1 isu Scope isd isv omegaS isw isd isq thetaS Omega, Psi'rd, Psird' Isd, Isq isq thetaSu 1/16 omega 1 thetaSi Flux, Isd Te-isq Flux Model Scope3 Scope5 Scope4 Hình 5.1 Sơ đồ mô phỏng cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác a. Khi sử dụng động cơ có công suất 3,0 kW (Thông số xem Phụ lục) Trường hợp 1: Tiến hành mô phỏng động cơ trong quá trình tăng tốc Ta tiến hành mô phỏng theo các điều kiện:Tại thời điểm: t=0,03(s): khởi động, đặt tốc độ đặt cho động cơ. Tại thời điểm t=0.3 (s): tăng tốc động cơ từ 157.1 rad/s lên 314.2 rad/s. Tại thời điểm t=0,5 (s): đóng tải 100%. Tại thời điểm t=0,7(s): giảm tốc động cơ từ 314.2 rad/s xuống 157.1 rad/s. Một số kết quả mô phỏng như sau: 350 20 Omega isu Omega* isv 300 15 isw Omega* 250 10 200 5 Omega*.Omega[rad/s] isu,isv,isw[rad/s] Omega 150 0 100 -5 50 -10 0 -15 -50 -20 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] time[s] Hình 5.2 Tốc độ đặt và tốc độ thực của động cơ Hình 5.3 Đặc tính dòng ba pha 20 25 isd isd isq isq 20 15 Psird' Omega 15 10 Omega isd 10 5 isd,isq,Psird',Omega 5 isd,isq[A] 0 isd 0 -5 -5 Psird' -10 -10 isq isq -15 -15 -20 -20 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] time[s] Hình 5.6 Đáp ứng dòng isd&isq Hình 5.7 Đáp ứng các thành phần: isd , isq , yrd' , w Tại thời điểm t=0,03(s) từ thông rotor đã đủ lớn để cho phép tạo mô-men. Lúc này giá trị đặt của tốc độ được đặt, dòng isq nhanh chóng tăng đến giá trị lớn nhất, điều này làm thúc đẩy vận tốc nhanh đạt giá trị đặt. Khi vận tốc đạt giá trị đặt, dòng isq cũng đồng thời giảm về 0, kéo theo mô-men điện từ mM giảm về không. Khi đóng tải tại thời điểm t=0,5 (s) yêu cầu mô-men lớn hơn, dòng isq tăng nhanh đến một giá trị mới và do đó mô-men điện từ cũng tăng theo. 14
Trường hợp 2: Tiến hành mô phỏng động cơ trong quá trình đảo chiều. Ta tiến hành mô phỏng theo các điều kiện: Tại thời điểm: t=0,03(s): khởi động, đặt tốc độ đặt cho động cơ. Tại thời điểm t=0.3 (s): đảo chiều 157.1 rad/s lên xuống -157.1 rad/s. Tại thời điểm t=0,5 (s): đóng tải 100%. Tại thời điểm t=0,7(s): đảo chiều động cơ từ -157.1 rad/s lên 157.1 rad/s 200 20 isu isv 150 15 isw 100 10 Omega* 50 5 Omega*,Omega[rad/s] isu,isv,isw[A] Omega 0 0 -50 -5 -100 -10 Omega* Omega -150 -15 -200 0 0.5 1 1.5 -20 time[s] 0 0.5 1 1.5 time[s] Hình 5.8 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều Hình 5.9 Đáp ứng dòng ba pha 20 20 isd isq isq 15 15 10 isd 10 5 5 isd,isq,Psird',Omega isd,isq[A] 0 isd 0 isd -5 Psird' Omega isq isq -5 Psird' Omega -10 -10 -15 -15 -20 0 0.5 1 1.5 time[s] -20 0 0.5 1 1.5 time[s] Hình 5.11 Thành phần dòng isd và isq Hình 5.13 4 thành phần: isd , isq , yrd' , w Quá trình từ hóa tương tự như trường hợp 1. Tại các thời điểm đảo chiều dòng isq tăng đột biến, thành phần dòng isd không thay đổi. b. Khi sử dụng động cơ Marathon (Thông số xem Phụ lục) Trường hợp 1: Khi tăng tốc từ 53.6 rad/s lên 107.22 rad/s và không đóng tải trong thời gian 1s Một số đặc tính thu được trong quá trình mô phỏng 120 2 Omega* isd Omega isq 1.5 100 1 80 0.5 Omega*,Omega[rad/s] 60 0 isd,isq[A] -0.5 40 -1 20 -1.5 0 -2 -20 -2.5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] time[s] Hình 5.14 Đáp ứng tốc độ Hình 5.16 Thành phần dòng isd và isq Khi bắt đầu khởi động, tốc độ thực bám tốc độ đặt tại thời điểm 0.1(s) tức là sau khoảng thời gian 0.07(s). Và sau khoảng thời gian 0.08(s) thì động cơ tăng tốc từ tốc độ 53.61 rad/s lên 107.22 rad/s. Tại thời điểm từ hóa, dòng isd lớn nhất 0.67A, khi động cơ khởi động xong, thành phần dòng isd là không đổi và bằng giá trị định mức 0.45A. Tại thời điểm khởi động, thành phần dòng isq là lớn nhất cỡ 2.01A. Khi khởi động thành công, thành phần dòng isq giảm về 0 15
Trường hợp 2: Khi tăng tốc từ 53.61 rad/s lên 107.22 rad/s trong thời gian 2s và không đóng tải 120 2 Omega* isd Omega isq 1.5 100 1 80 0.5 Omega*,Omega[rad/s] 60 0 i ,i [A] sd sq -0.5 40 -1 20 -1.5 0 -2 -2.5 -20 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 time[s] time[s] Hình 5.17 Đáp ứng tốc độ Hình 5.19 Đáp ứng dòng isd và isq Tại các thời điểm tăng tốc dòng isq tăng đến giá trị cực đại 2.0A. Khi không tải mà tốc độ động cơ ổn định bằng tốc độ đặt thì dòng isq bằng 0. Trường hợp 3: Khi đảo chiều từ tốc độ 53.61 rad/s xuống -53.61 rad/s trong thời gian 2s và không đóng tải 60 2 isd Omega* isq Omega 1.5 40 1 20 0.5 Omega*,Omega[rad/s] 0 i ,i [A] 0 sd sq -0.5 -20 -1 -40 -1.5 -2 -60 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 time[s] -2.5 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 time[s] Hình 5.20 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều Hình 5.22 Thành phần dòng isd và isq Trường hợp 4: Khi tăng tốc từ tốc độ 94.25 rad/s lên 188.5 rad/s trong thời gian 1s và không đóng tải 200 2.5 Omega* isd Omega isq 180 2 160 1.5 140 1 Omega*,Omega[rad/s] 120 0.5 isd,isq[A] 100 0 80 -0.5 60 -1 40 -1.5 20 -2 0 -2.5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] time[s] Hình 5.23 Đáp ứng tốc độ Hình 5.25 Thành phần dòng isd và isq Trường hợp 5: Khi đảo chiều từ tốc độ 94.25 rad/s xuống -94.25 rad/s trong thời gian 1s và không đóng tải 16
100 2.5 isu isv 80 2 isw 1.5 60 1 40 Omega*,Omega[rad/s] 0.5 20 i ,i ,i [A] su sv sw 0 0 -0.5 -20 -1 -40 -1.5 -60 -2 -80 Omega* Omega -2.5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 -100 time[s] 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] Hình 5.27 Đáp ứng dòng ba pha Hình 5.26 Đáp ứng tốc độ 5.1.2 Mô phỏng cấu trúc điều khiển thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng Động cơ sử dụng có công suất 3,0kW (Thông số cho trong Phụ lục) Cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng Hình 4.2 được xây dựng mô hình mô phỏng trên Matlab-Simulink và PLECS như Hình 5.35 trong đó để có cấu trúc cho gọn thì các bộ điều chỉnh từ thông, điều chỉnh tốc độ và mạch vòng điều chỉnh dòng được đưa vào khối “Flatness Based Controller”, khối này được xây dựng trên cơ sở thiết kế ở mục 4.2 Isd Omega* Psird' f(u) Omega Fcn Scope7 Scope3 Omega Usd Isq anpha/beta 3ph->SRF -C- Tx Puls pulses mW RRF->3ph omega Usq Udc PLECS Udc OmegaS Circuit Space Vector Modulation Iabc Flatness Based Controller Load 600 Circuit Iabc Load isu isd isv f(u) isw Fcn1 Scope6 isq thetaS Psird' isd thetaSu Psird' isq thetaSi mW Isq omegaS omega Flux Model Omega Load Observer Hình 5.35 Sơ đồ mô phỏng cấu trúc điều khiển phi tuyến máy điện KĐB-RLS thiết kế theo nguyên lý hệ phẳng Ta tiến hành mô phỏng cấu trúc điều khiển phi tuyến dựa trên nguyên lý hệ phẳng cho động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc và thu được một số kết quả: Trường hợp 1: Khi tăng tốc từ 157.1 rad/s lên 314.2 rad/s 350 40 isd isq 300 30 250 20 200 Omega*,Omega[rad/s] 10 isd,isq[A] 150 0 100 50 -10 0 -20 -50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] -30 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] Hình 5.36 Đáp ứng tốc độ của động cơ khi tăng tốc Hình 5.40 Đáp ứng dòng isd và isq 17
Tại thời điểm t=0,03 (s) động cơ bắt đầu được đặt tốc độ đặt, tốc độ thực bám tốc độ đặt, tuy nhiên phải đến thời điểm t=0,12(s) tốc độ thực mới bám tốc độ đặt. Tốc độ động cơ trơn, láng và nhanh chóng bám tốc độ đặt chỉ sau khoảng thời gian 0.07(s) kể từ khi bắt đầu khởi động. Dòng stator có dạng sin, khi bắt đầu khởi động dòng tăng đến giá trị lớn nhất, sau khi khởi động xong, dòng giảm về giá trị ổn định, khi đóng tải, dòng pha tăng, tại thời điểm tăng tốc dòng pha tăng. Thời điểm khởi động thành phần isd tăng đến giá trị lớn nhất cỡ 3,5 lần giá trị định mức, sau khi động cơ đạt tốc độ đặt, dòng isd giảm và dao động xung quanh giá trị ổn định 3.3A Tại các thời điểm khởi động, tăng tốc, đóng tải dòng isq đều biến thiên. Tại thời điểm khởi động, dòng isq tăng gấp khoảng 4 lần giá trị định mức. Khi đột biến tốc độ (tăng tốc hoặc giảm tốc) thì dòng isq tăng gấp khoảng 3,5 lần giá trị định mức. Khi chưa đóng tải thì dòng isq có giá trị bằng 0. Khi tăng tốc thì dòng tăng nhanh sau đó lại giảm về 0. Khi đóng tải dòng isq tăng nhanh và sau đó giảm để đạt giá trị ổn định 9.9A Trường hợp 2 : Khi đảo chiều động cơ Thực hiện đảo chiều động cơ từ 157.1 rad/s xuống -157.1 rad/s sau đó lại đảo chiều về 157.1 rad/s 200 100 isd isq 80 150 60 100 40 50 Omega*,Omega[rad/s] 20 isd,isq[A] 0 0 -50 -20 -100 -40 -150 Omega* -60 Omega -200 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 -80 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 time[s] time[s] Hình 5.41 Đáp ứng tốc độ khi đảo chiều Hình 5.45 Đáp ứng hai thành phần dòng dòng isd và isq Cũng giống như trường hợp tăng tốc, khi đảo chiều, tốc độ thực cũng đáp ứng rất nhanh và bám tốc độ đặt với thời gian khá nhanh. 5.1.3 Mô phỏng cấu trúc điều khiển thiết kế theo phương pháp backstepping Cấu trúc điều khiển máy điện không đồng bộ rotor lồng sóc thiết kế theo phương pháp cuốn chiếu (backstepping) Hình 4.3 được mô phỏng như Hình 5.46 P'rd_ref Phi_ref Speed1 Omega Psird* mM w_ref n n (v /ph) usd u Uu To Workspace Field Weakening P'rd_est dq mM (Nm) mN 2 isd v Fi'rd (A) T o Workspace1 ab 3 isd (A) Fird_module isq w Uv Omega_ref isq (A) To Workspace7 w usdq1 usq iu (A) dq-ab 2 ->3 ws T o Workspace3 Uw iv (A) Squirel cage mW ASM iw (A) Psird' Backstepping controller vs mT omega (rad/s)1 m_ref1 isdq1 Squirel Cage ASM To Workspace2 usd,usq mT1 T o Workspace8 FluxObserver isdq Fi'rd mT 2 isd isd w isq ws isq theta n Hình 5.46 Sơ đồ mô phỏng cấu trúc điều khiển máy điện KĐB-RLS thiết kế theo phương pháp backstepping 18