Đề tài: HỆ THỐNG MIMO-SDM

Chia sẻ: Le Duc Minh Minh | Ngày: | Loại File: DOC | Số trang:30

Thêm vào BST

Báo xấu

283
lượt xem 109
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Ngày nay, cùng với sự phát triển của xã hội thông tin, nhu cầu sử dụng thông tin mọi lúc mọi nơi đang ngày càng trở nên cần thiết. Từ những nhu cầu sử dụng thông tin đơn giản như điện thoại, điện tín, điện báo…đến nay nhu cầu về truy cập và trao đổi thông tin ngày càng gia tăng và đòi hỏi những tính năng đa dịch vụ. Bên cạnh nhu cầu về tốc độ đa truy nhập, tính di động cho phép truy cập mọi lúc mọi nơi cũng là một nhu cầu không thể thiếu....

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Đề tài: HỆ THỐNG MIMO-SDM

ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG CÔNG NGHỆ ĐIỆN TỬ VÀ TRUYỀN THÔNG --------------o0o--------------- CHỦ ĐỀ THẢO LUẬN HỆ THỐNG MIMO-SDM Giảng viên: Ths. Hoàng Quang Trung 1
Thái nguyên, tháng 11 năm 2012 DANH SÁCH NHÓM THẢO LUẬN Nguyễn Thị Thoa Bùi Thị Thanh Thủy Đào Thị Thảo Lê Thị Thu Hoàng Thị La Trương Quang Soát Nguyễn Trí Quyết Nguyễn Xuân Nam 2
MỤC LỤC LỜI MỞ ĐẦU Ngày nay, cùng với sự phát triển của xã hội thông tin, nhu cầu s ử dụng thông tin mọi lúc mọi nơi đang ngày càng trở nên cần thiết. Từ những nhu cầu sử dụng thông tin đơn giản như điện tho ại, đi ện tín, đi ện báo…đến nay nhu cầu về truy cập và trao đổi thông tin ngày càng gia tăng và đòi hỏi những tính năng đa dịch vụ. Bên cạnh nhu cầu v ề t ốc đ ộ đa truy nhập, tính di động cho phép truy cập mọi lúc mọi nơi cũng là một nhu cầu không thể thiếu. Các hệ thống thông tin di động thế hệ thứ 3 đang được triển khai sử dụng công nghệ WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access: Đa truy 3
cập phân chia theo mã băng rộng) kết hợp với giao th ức truy nh ập t ốc đ ộ cao HSDPA (High Speed Downlink Protocol Access) cho phép download dữ liệu tốc độ cao lên tới 14.4Mbps. Tuy nhiên, đối với các dịch vụ truyền hình trực tuyến tốc độ cao, nhu cầu truy cập tốc độ lên tới hàng trăm Mbps, thậm chí lên tới Gbps, vẫn còn là một thách thức đòi h ỏi ph ải có đầu tư nghiên cứu nhiều hơn nữa. Để đáp ứng được nhu cầu truyền thông dữ liệu tốc độ cao ở thế hệ thứ 4 của thông tin vô tuyến di động thì các hệ thống truyền dẫn đa đầu vào đa đầu ra (MIMO: Multiple Input Multiple Output) đang là một trong những cử viên sáng giá nhất. Trong chủ đề thảo luận “Hệ thống MIMO/SDM” nhóm chúng em tìm hiểu gồm những nội dung: Tổng quan về hệ thống MIMO I. II. Phân kênh theo không gian SDM Ứng dụng của hệ thống MIMO III. SDM là giải pháp hứa hẹn cho việc tăng đáng kể dung lượng truyền và hiệu suất băng thông. Thuật toán SDM khai thác hết mức kênh wireless phân tập nhờ sử dụng các anten thu phát. Bài báo cáo không thể tránh khỏi những thiếu xót về kiến thức chúng em rất mong thầy giáo đánh giá và bổ sung kiến th ức giúp chúng em hoàn thiện hơn. Chúng em xin chân thành cảm ơn! Nhóm thực hiện! 4
I. Tổng quan về MIMO 1.1. Lịch sử phát triển Năm 1994: Paulrai & Kaailath giới thiệu kỹ thuật phân chia mặt đất, - nêu ra khái niệm hợp kênh không gian với Patent US năm 1994 nhấn mạnh việc ứng dụng cho phát thanh quảng bá. - Năm 1996: Foschini giới thiệu kỹ thuật BLAST nhằm h ợp các luồng truyền trên kênh fading nhanh. - Năm 1997: Winter trình bày các kết quả nghiên cứu tổng quát đầu tiên về dung năng kênh MIMO, chứng minh tiềm năng phát triển của nó. 5
Năm 1998, sản phẩm mẫu hợp kênh đầu tiên cho tốc độ truyền dẫn - cao được làm bởi Bell labs. - Năm 2001, sản phẩm thương mại đầu tiên của hãng Jospan Wireless Inc dùng công nghệ MIMO-OFDMA hỗ trợ cả mã phân tập và hợp kênh không gian. SDM là giải pháp hứa hẹn cho việc tăng đáng kể dung lượng truyền và hiệu suất băng thông. Thuật toán SDM khai thác hết mức kênh wireless phân tập nhờ sử dụng các anten thu phát. 1.2. Hệ thống MIMO MIMO là các hệ thống truyền dẫn vô tuyến sử dụng đồng thời nhiều anten ở máy phát và máy thu, nhằm tăng tốc độ truy ền. Chuỗi tín hiệu phát được mã hóa theo cả hai miền không gian và thời gian nhờ bộ mã hóa không gian thời gian (STE: Space-Time Encoder). Tín hi ệu sau khi được mã hóa không gian - thời gian được phát đi nhờ N anten phát. Máy thu sử dụng phân tập thu với M anten thu. Kênh tổng hợp giữa máy phát (Tx) và máy thu (Rx) có N đầu vào và M đầu ra được gọi là kênh MIMO M ×N . Trong các trường hợp đặc biệt khi N = 1 và M = 1, t ương ứng chúng ta có các hệ thống phân tập thu SIMO và phân tập phát MISO. 6
Hình 1.1. Mô hình hệ thống MIMO Để tránh ảnh hưởng giữa các anten phát và các anten thu với nhau, khoảng cách yêu cầu tối thiểu giữa các phần tử anten ở các mảng anten phát hoặc thu là . Mô hình toán học 1.3. Chúng ta bắt đầu từ trường hợp đơn giản là kênh truyền có hệ số truyền xác định (không có fading mà chỉ có hệ số suy giảm và ồn) và được biết trước qua phép ước lượng kênh, băng tần hẹp bất biến với thời gian. Một hệ thống gồm N anten phát và M anten th ường đ ược gọi là h ệ th ống MIMO MxN. Một hệ thống như vậy thường được mô tả mối quan hệ ngõ vào - ngõ ra như sau: y = Hs + z trong đó: z là thành phần tạp âm; H là ma trận các đặc tính kênh truyền như thông tin về độ lớn, về pha của đường truyền giữa N anetn phát và M anten thu. Mô hình toán học được diễn tả như sau: 7
Hình 1.2: Quan hệ giữa ngõ vào và ngõ ra của hệ thống MIMO Ma trận H có dạng: H= Các vecto phát, thu và tạp âm tương ứng là: s= y= z= Phương trình tổng quát: =H + Mối quan hệ giữa tín hiệu phát và tín hiệu thu biểu diễn qua ph ương trình hệ thống: y= Hs + z với PT là tổng công suất phát từ N anten phát. Dung lượng kênh MIMO 1.4. Dung lượng kênh truyền là tốc độ có thể truyền dẫn tối đa với một xác suất lỗi tương đối nhỏ nào đó. Dung lượng của một kênh truy ền chịu ảnh hưởng của tạp âm nhiễu cộng trắng Gauss: C=W [bits/s] Trong đó: 8
W : băng tần của kênh truyền (hz) : tỉ số công suất tín hiệu trên tạp âm (SNR) Đối với kênh truyền cố định, dung lượng kênh truyền MIMO có th ể biểu điễn tổng quát như sau: CMIMO = Trong thực tế do các tác động của pha-đinh, kênh truy ền bi ến động theo thời gian và thường được mô phỏng hóa bằng các biến số ngẫu nhiên tuân theo phân bố Rayleigh. Dung lượng kênh truyền được xác định: = II. Phân kênh theo không gian SDM Chuẩn 802.11n đạt được cải tiến đáng kể về tốc độ dữ liệu thông qua việc sử dụng MIMO/SSM( nhiều đầu vào, nhiều đầu ra-ghép kênh phân chia theo không gian). Nếu trên đường truyền có sự biến động, anten thu s ẽ nhận ra tín hi ệu sai khác từ anten truyền. Anten phát sẽ phát tín hiệu trên m ột hình vòm r ộng, trên đường truyền tín hiệu sẽ xảy ra hiện tượng phản xạ, tán x ạ…do tác động của những vật cản trong môi trường xung quanh. 9
Hình 2.1. Phân kênh theo không gian SDM Hình trên thể hiện 3 đường tín hiệu đến anten th ứ 2. Tín hi ệu m ạnh nh ất là a và thông tin mang trên nó sẽ được giải mã. Hai đường khác đến với mức năng lượng thấp hơn và dịch đi một khoảng thời gian va pha so với tín hiệu a. Do vậy nó có thể làm suy giảm tỉ s ố SNR v ới a. M ỗi m ột anten nhận sẽ nhận được một tín hiệu chiếm ưu thế từ một anten phát khác. Vì vậy hệ thống có thể tận dụng bằng cách truyền nh ững tín hiệu khác nhau trên một anten. Đây là một ưu điểm nổi bật của MIMO. Ưu điểm của SDM Tăng dung lượng - Cho phép truyền nhiều luồng dữ liệu. - Nguyên lý: Ở máy phát, dòng dữ liệu phát được bộ DEMUX chia nhỏ thành N luồng sn(t) song song và truyền đồng thời qua N anten phát. Vì vậy, tốc độ truyền dẫn tăng N lần so với hệ th ống s ử dụng m ột anten phát, một anten thu (SISO) thông thường. Tại máy thu các luồng tín hiệu sẽ được tách riêng ra rồi ghép lại bằng bộ ghép kênh MUX. 10
Hình 1.1. Phương pháp phân kênh theo không gian. Tuy nhiên, do các luồng dữ liệu thu được tại máy thu bị nhiễu l ẫn nhau nên tăng số lượng anten phát N đồng nghĩa với việc tăng nhi ễu đ ồng kênh giữa các luồng tín hiệu, vì vậy làm tăng BER. Để giảm nh ỏ BER của h ệ thống máy thu sử dụng M ≥ N anten và một b ộ tách tín hi ệu hi ệu qu ả đ ể thực hiện tách riêng từng luồng tín hiệu. Dựa theo tính chất tuyến tính của phương pháp tách tín hiệu, các bộ tách tín hiệu MIMO-SDM được phân loại thành hai nhóm lớn là các b ộ tách tín hiệu tuyến tín và các bộ tách tín hiệu phi tuyến. 11
Hình 2.2. Phân loại các bộ tách tín hiệu MIMO-SDM 2.1. Các bộ tách tín hiệu tuyến tính Một bộ tách tín hiệu tuyến tính là bộ kết hợp tuyến tính biểu diễn bởi ma trận trọng số W. Dựa trên ma trận trọng số W, vector ước lượng được là: ^ Các giá trị ước lượng được s này sau đó được đưa qua bộ quyết định để lựa chọn đầu ra bộ tách tín hiệu Hình 2.3 . Sơ đồ bộ tách tín hiệu tuyến tính cho MIMO-SDM 2.1.1. Bộ tách tín hiệu ZF(zero forcing) Như ta đã biết, trong hệ th ống MIMO, kênh truy ền đ ược bi ểu di ễn là một ma trận mà các phần tử của nó là các kênh fading đa đ ường. Giá tr ị kênh này không được biết trước tại bộ thu tín hiệu vô tuy ến. Do v ậy, 12
người ta thiết kế các bộ ước lượng kênh nhằm giúp khôi phục giá trị kênh truyền, và nhờ đó khôi phục chính xác tín hiệu đã phát. Bộ tách tín hiệu ZF còn có tên gọi là bộ tách tín hiệu LS (Least Square: bình phương nhỏ nhất). Bản chất của bộ tách tín hiệu LS là giả sử tạp âm bằng không rồi sử dụng phương pháp bình phương nhỏ nhất để tìm các tín hiệu phát sn. Việc này tương đương với giải một hệ M phương trình với N ẩn số. Trong phương pháp tách ZF ta đã bỏ qua thành phần tạp âm, nên ta có phương trình toán học sau: Y= Hs (z=0) Trong đó : Y là tập tín hiệu thu được. S tín hiệu phát ban đầu. H là ma trận kênh truyền. Ta giả định rằng ma trận kênh truyền, tín hiệu y thu được đã biết. Vì vậy ta cần phải đi tìm tín hiệu phát s. Để tìm s ta cần tìm ma trận trọng số W thỏa mãn tính chất WH=I. Mặt khác hàm chi phí để tìm s được định nghĩa như sau : ŝ = arg min {||y – Hŝ| |2 } 2 ˆ s Trong đó ||.| |2 biểu diễn phép lấy chuẩn (norm) của vector ma trận. 2 Tức là chúng ta cần tìm ŝ sao cho tối giản hóa giá trị bình ph ương sai số sau: || ∆ y ||2 = ||y – Hŝ| |2 2 2 Qua các bước triển khai và lấy đạo hàm theo ŝ ta được: 13
ŝ = (HH H)-1HHy Trong đó: H†= (HH H)-1HH được gọi là phép đảo ma trận giả bên trái (left pseudo-inverse) của H. Hay bỏ qua thành phần tạp âm z chúng ta có thể biểu diễn lại ŝ như sau : ŝ = (HH H)-1HH Hs Qua biểu thức trên ta thấy bộ tách tín hiệu ZF đã tách riêng ra t ừng tín hiệu phát Sn và loại bỏ can nhiễu từ tín hiệu khác. Hay can nhiễu từ các anten khác đã bị cưỡng bức bằng không. Kết hợp với các biểu thức ở trên ta tìm được ma trận trọng số W như sau s= WHy ( ) ˆ −1 ⇒ W = H †H = H H H H H ,M≥N −1 s = (H H ) H y H H ˆ Vì giá trị W chỉ phụ thuộc vào ma trận kênh truyền H nên máy thu chỉ cần ước lượng ma trận H và sử dụng nó để tách các tín hiệu phát sn ở phía thu. Do H+ là phép đảo ma trận giả bên trái (số hàng ph ải lớn hơn s ố cột) tương ứng với số anten thu lớn hơn số anten phát nên trong trường hợp này chỉ áp dụng khi M> N. Tuy nhiên, sử dụng phương pháp SVD k ết hợp với số nhân Lagrange chúng ta có thể tìm được ŝ dạng tương tự. ŝ =HH (HH H)-1y Trong đó H†† = HH (HH H)-1 được gọi là phép đảo ma trận bên phải (right pseudo-inverse) của H. Và có kết quả tương đương như sau: s = WHy ( ) ˆ −1 ⇒ W = H †† H = H H H HH , M < N −1 s = H (H H ) y H H ˆ 14
Trong Matlab, hàm pinv có thể áp dụng cho cả hai phép đảo ma trận giả bên phải và bên trái. Ví dụ : Xét một kênh MIMO có (N,M)=(3,4) với chòm sao 16QAM có các điểm là S’ ={ ± 1 ± j ,±1 ± 3 j ,±3 ± j ,±3 ± 3 j } Ma trận kênh truyền H là � � � 0 − 0.7i 0.3 − 0.3i −0.5 − 0.4i � � � H = � − 0.6i 0.7 − 1.1i −0.8 − 1.1i � 0.8 � � −0.8 + 0i 0.2 + 0.3i 0 + 0.2i � � � 0.1 − 0.2i 1.2 − 0.3i −1.7 − 0.6i � − � � Vector tín hiệu gửi đi là s= (1+i, -1-i, 1+3i)T, Sau khi tín hiệu đi qua kênh truyền H thì vector Y nhận được sẽ là : � .9 − 2.6i 0 � � � 2 − 2.7i Y=Hs = � � � 1.1 − 1.1i � − � � � 1.3 − 6.8i − � Ma trận giả bên trái H+ được tính theo công thức : H+ = (HH.H)-1.HH như sau : 15
Ta có ma trận H+H là : � 0 0� 1 � � H+H= � 1 0 � 0 � 0 1� 0 � � Lối ra bộ ước lượng ZF được tính như sau : ^ s �.71 + 1.07i � 1 � � = � 1.76 − 1.75i � − + ^ s =Hy � + 3.13i � 0.56 � � So sánh với tín hiệu gửi đi đã biết trước trên vị trí gi ản đồ chùm sao. Ta chọn tín hiệu là điểm chòm sao gần nhất trong bảng chòm sao ở bên phát ( khoảng cách gần nhất ứng với xác xuất lớn nhất.) Sau khi xác định được ta thu được vevtor quyết định sẽ là : �+ i � 1 _ � � s = �1 − i � − �+ 3i � 1 � � Vậy bên thu đã tách được từng tín hiệu riêng rẽ và giống như tín hiệu đã phát. Đặc điểm của phương pháp tách ZF Ưu điểm : Bộ tách tín hiệu ZF đơn giản - Có yêu cầu độ phức tạp tính toán thấp. - Nhược điểm : 16
- Do tạp âm bị bỏ qua nên khi thiết kế ma trận trọng số W nên bộ tách tín hiệu này chịu ảnh hưởng của hiệu ứng khuếch đại tạp âm (noise amplification). Vì vậy, bộ tách tín hiệu ZF thường thích hợp với các kênh truyền có tỷ số SNR cao. 2.1.2. Bộ tách tín hiệu MMSE Bộ tách tín hiệu MMSE (Minimum Mean Square Error: Sai số trung bình bình phương tối thiểu) để làm giảm thiểu sai số bình phương trung bình MSE Khác với bộ tách tín hiệu ZF bộ tách MMSE còn xem xét đ ến c ả đ ặc tính tạp âm tại các nhánh anten thu. Ma trận trọng số: Phân tích hàm chi phí để tìm ma trận trọng số: Tức là chúng ta đi tìm ma trận trọng số W để tối gi ản hóa giá tr ị trung bình sai số bình phương giữa vector phát và vector ước lượng được, nghĩa là : H w y||2 = min ||s - Khi phát đi một tập tín hiệu sn € S ở phía phát, tín hiệu phát sau khi thu được ở phía thu sẽ được trừ đi tín hiệu ước lượng để tìm ra giá trị min. Ví dụ: Khi bên phát phát đi một tập tín hiệu có mức đi ện áp khác nhau (do ảnh hưởng của fading đa đường) : 1V 2V 17
3V 4V 5V… Giả xử như tín hiệu ước lượng được là 3,8V Để tìm được W min ta sẽ lần lượt thay từng tín hiệu phát trừ đi tín hiệu ước lượng |1V – 3,8V | = 2,8V |2V – 3,8V | = 1,8V |3V – 3,8V | = 0.8V |4V – 3,8V | = 0.2V |5V – 3,8V | = 1,8V Giá trị min = 0,2V vậy là ta tách được tín hiệu phát có mức điện áp là 4V Đặc điểm của MMSE Ưu điểm: - Khắc phục được nhược điểm của phương pháp ZF vì nó có tính đến thành phần tạp âm z ở phía phát nên không ch ịu ảnh h ưởng của hi ệu ứng khuếch đại tạp âm. - Đơn giản hơn và trong thực tế dễ triển khai nhờ các thuật toán thích nghi như LMS, RLS… - Độ tính toán phức tạp thấp - Có phẩm chất BER hay SNR tốt hơn so với bộ tách ZF Nhược điểm: 18
- Số lượng anten sử dụng lớn - Đạt được tỉ số lỗi bit BER tương đối thấp 2.2. Các bộ tách tín hiệu phi tuyến 2.2.1. Bộ tách tín hiệu QRD Phương pháp này phân tích ma trận kênh truyền H thành tích của hai ma trận Q và R (M≥N): H= Q.R Trong đó: R Є C NxN là ma trận tam giác trên có dạng: Q Є C MxN là một ma trận đơn nhất có tính chất QH.Q= Q-1.Q =1. Nhân cả 2 vế của phương trình hệ thống y= H.s + z với QH ta có: QH.y = QH.H.s + QH.z Thay H= Q.R và phương trình trên QH.y = QH.Q.R.s + QH.z  y.QH = R.s + QH.z  Đặt y’ = y.QH và z’ = QH.z , ta được phương trình hệ thống mới là: y’ = R.s + z’ 19
 y’1 = R1,1. S1 + R1,2 S2 +. . . + R1,N. SN + z’1 y’2 = R2,2. S2 + R2,3 S3 +. . . + R2,N. SN + z’2 . . . y’N-1 = RN-1,N-1. SN-1 + RN-1,N SN + z’N-1 y’N = RN,N .SN + z’N Với z’: thành phần tạp âm Gauss độc lập. Do R và m ột ma tr ận tam giác trên nên phần tử y’i chỉ phụ thuộc và thành phần dưới y’ j với j >i. Hay ta có thể biểu diễn phần tử dưới dạng như sau y’i như sau: N yi’ = Ri,jsi + Ri,jsi + z’i j =i +1 Trong đó phần tử Ri,i .si là tín hiệu mong muốn thu được, phần tử th ứ 2 là tổng hợp nhiễu từ các anten khác ( tức là tín hiệu của các anten lân cận), còn phần tử z’i biểu diễn tạp âm của hệ thống. Từ các phương trình trên ta dễ dàng tách được tín hiệu mong mu ốn từ thành phần y’N , do thành phần y’ của lớp cuối cùng N không ch ịu ảnh 20