Bài giảng Dụng cụ bán dẫn: Chương 5 - Hồ Trung Mỹ (Phần 3)

Chia sẻ: Sơn Tùng | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:48

Thêm vào BST

Báo xấu

103
lượt xem 7
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Bài giảng "Dụng cụ bán dẫn - Chương 5: BJT (Phần 3)" cung cấp cho người học các kiến thức: Đáp ứng tần số và hoạt động chuyển mạch của BJT, hoạt động chuyển mạch của BJT, các mô hình của BJT, các BJT khác. Mời các bạn cùng tham khảo nội dung chi tiết.

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Bài giảng Dụng cụ bán dẫn: Chương 5 - Hồ Trung Mỹ (Phần 3)

ĐHBK Tp HCM-Khoa Đ-ĐT BMĐT GVPT: Hồ Trung Mỹ Môn học: Dụng cụ bán dẫn Chương 5 BJT 1 5.6 Đáp ứng tần số và hoạt động chuyển mạch của BJT 5.6.1 Đáp ứng tần số • Mạch tương đương tần số cao • Tần số cắt (cutoff frequency) 2 1
Mạch KĐ CE – Hoạt động tín hiệu nhỏ 3 Mạch tương đương tần số cao r, C (=Cbc): tương đương tín hiệu nhỏ của JC phân cực ngược r, C (=Cbe): tương đương tín hiệu nhỏ của JE phân cực thuận ro : điện trở của BJT CE rx : điện trở tại miền nền trung hòa (bỏ qua trong tần số trung bình) Các giá trị thực tế của các tham số: r rất lớn (có thể xem như hở mạch), C =1-5pF, C=5-50pF 4 2
Hybrid-pi model a useful small signal equivalent circuit 5 Các giới hạn tần số hoạt động Các yếu tố làm trễ Thời hằng tổng cộng từ E đến C hay thời gian trễ với thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE thời gian đi qua miền nền thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector) thời gian nạp điện dung ở collector 6 3
Thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE với Điện trở khuếch tán tại tiếp xúc JE Điện dung khuếch tán Điện dung ký sinh giữa B và E Thời gian đi qua miền nền Với transistor NPN, mật độ dòng điện tử ở miền nền: hay { 7 Thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector) Điện tử đi qua miền điện tích không gian B-C với tốc độ bão hòa của chúng trong transistor NPN Với xdc là bề rộng miền điện tích không gian B-C và vS là vận tốc bão hòa. Thời gian nạp điện dung ở collector với Điện trở nối tiếp ở miền thu Điện dung ở tiếp xúc JC Điện dung từ miền thu đến đế (substrate) của transistor 8 4
Tần số cắt (cutoff frequency) của transistor Độ lợi dòng CB Độ lợi dòng CB tần thấp Tần số cắt alpha 9 Tần số cắt beta Tần số cắt fT được định nghĩa là tần số mà ở đó biên độ của độ lợi dòng CE là 1. Chú ý: Hiện nay BJT có fT ~ 25GHz HBT có fT ~ 175GHz 10 5
Tính fT từ mô hình tương đương tần số cao 1 sC  1 I I T ( )  h fe  c    C s Ib IB 1 ( ) 0 V I c  g mV   ( g m  sC  )V 1 1 sC Tần số -3dB   (C  C )r V Ib  (r // C // C ) Hiện nay BJT có ft~ 25GHz I g m  sC  HBT có ft~ 25GHz h fe  c  I b 1 r  s(C  C  ) ß tần số thấp g m r 0  h fe   1  s(C  C ) r 1  s(C  C  )r 11 Ic 0 1 h fe    I b 1  s (C  C )r 1 s  20 log   20 log 1  (T   ) 2  0   1  ( T   ) 2  20dB / decade  T        1 Băng thông độ lợi đơn vị gm T      C  C gm fT  2 (C  C  ) 12 6
5.6.2 Hoạt động chuyển mạch của BJT  BJT có thể hoạt động như một khóa (công tắc) giữa trạng thái dòng thấp-áp cao và trạng thái dòng cao-áp thấp.  Trạng thái tắt (OFF) tương ứng với chế độ tắt của BJT, trái lại trạng thái dẫn (ON) tương ứng với chế độ bão hòa.  Mạch tiêu biểu để đo đặc tính chuyển mạch như sau: +VCC RL RS Vin 13 Vin V1 td = thời gian trễ t tr = thời gian lên ts = thời gian xả V2 điện tích chứa IB IB1 tf = thời gian xuống t ton = td + tr IB2 toff = ts + tf IC IC 0.9 ICsat 0.1 ICsat t d r s f 14 t=0 7
 Khi đưa vào điện áp V1 , dòng nền IB1 được cho bởi: I B1  V1  VBEsat  / RS  Khi xung vào bị chuyển sang tắt và điện áp vào giảm xuống giá trị âm V2, dòng nền có trị số mới: I B 2  V2  VBEsat  / RS  Dòng nền giữ nguyên giá trị này gần như trong toàn bộ thời gian xả điện tích chứa, nghĩa là, khi phân bố hạt dẫn thiểu số trong miền nền vẫn còn tương ứng với chế độ bão hòa. Sau thời gian xả điện tích chứa, phân bố hạt dẫn thiểu số chuyển sang chế độ tích cực bình thường của nó. t=0 t=s t>s 15  Sau t = s, điện áp emitter bắt đầu giảm và I B  V2  VBE  / RS  I B  0 when VBE  V2  Thời gian xả điện tích chứa là một trong những thời gian quan trọng nhất làm giới hạn tốc độ chuyển mạch của BJT. Để ước lượng thời gian này, ta thấy rằng BJT bị lái vào bão hòa khi I C  VCC  VCEsat  / RL  VCC / RL  Từ đó, BJT bị lái vào bão hòa khi V I B  I ba  CC RL h fe  Một khi bão hòa, dòng collector là IC=VCC/RL. Trong lúc xảy ra xả điện tích chứa, dòng collector giữ gần như không đổi cho đến khi BJT vào miền tích cực. Thời gian xả điệntích chứa (storage time) là thời gian cần cho điện tích trong miền nền Qbs giảm xuống giá trị của điện tích Qba tương ứng với chế độ tích cực. 16 8
 Khi BJT ở chế độ tích cực , IC giảm theo thời gian. Hiệu số của dòng nền ở chế độ bão hòa và tích cực là: I bs  I bs  I ba  I bs  VCC / h fe RL   Từ phương trình điều khiển điện tích I bs  Qbs /  sr  dQbs / dt người ta có thể ước lượng thời gian xả điện tích chứa là: I  I   s   sr ln  b1 b 2   I ba  I b 2   Khi t > s, phương trình điều khiển điện tích trở thành: Qb dQb Ib    Qb  Aqn poWeV BE / VT /2  nl dt 17 Khóa điện tử dùng BJT 18 9
BJT switch using a PNP transistor. 19 SWITCHING DELAYS IN A BJT (1/2) 20 10
SWITCHING DELAYS IN A BJT (2/2) 21 Large-signal switching Ký hiệu 22 11
Schottky transistor • The Schottky diode is a majority carrier device, which means its transient response is much faster than that of bipolar devices. • The properties of the Schottky diode are used to speed up the response of the BJT. • The metal makes an Ohmic contact to the base, but forms a Schottky barrier on the collector. – When the transistor is in cutoff (or active) mode, the base collector and the Schottky diode are reverse biased. The Schottky diode thus has no influence on the device. – When the transistor starts to go to saturation, the diode becomes forward biased and the voltage across the base-collector is clamped to the forward ON-bias of the diode. 23 Schottky transistor • The turn-ON voltage of the Schottky diode is much smaller than that of the base-collector junction. The diode allows the excess base current to pass through it. • The device will therefore not go into saturation mode and the extraction of the excess charge becomes fast. • The device can now be switched in a much shorter time. • The faster switching of the Schottky-clamped device arises from the time needed to remove saturation charge during device turn-OFF. • The Schottky transistor is an important component of the non-saturated bipolar logic and is used in applications where speed is important. 24 12
Schottky transistor •MOTIVATION: Do not let the transistor go into deep saturation during switching. 25 5.7 Các mô hình của BJT 1. Mô hình tín hiệu lớn – Mô hình Ebers-Moll – Mô hình Gummel-Poon 2. Mô hình tín hiệu nhỏ (dùng cho chế độ khuếch đại, tín hiệu nhỏ) 26 13
Mô hình tín hiệu lớn 27 Mô hình tín hiệu lớn của BJT – NPN (chế độ KĐ) 28 14
2.3 The BJT as an Amplifier Device Operation: 29 30 15
The Common-Emitter Operation: v o  v CE  VCC  R Ci C  VCC  R C ISe v I /VT as v CE  v CE,sat VCC  VCE,sat IC,sat  RC Figure 5.26 (a) Basic common-emitter amplifier circuit. (b) Transfer characteristic of the circuit in (a). The amplifier is biased at a point Q, and a small voltage signal v i is superimposed on the dc bias voltage VBE. The resulting output signal v o appears superimposed on the dc collector voltage VCE. The amplitude of v o is larger than that of vi by the voltage gain Av. 31 As the collector current (neglect t he Early effect) IC  ISe v BE /VT then v o  v CE  VCC  R CiC  VCC  R CISe v I/VT The Amplifier (voltage) gain is dvo 1 Av   (ISe v BE /VT )R C dv I v I  VBE VT I R  C C VT That is, the output signal is 180 out of phase relatvie to the input signal. The maximum available voltage gain is VCC  VC,sat VCC A v, max    VT VT 32 16
Graphical Analysis of I-V relationships: •Need both iB – vBE and ic – vCE plots 33 Figure 5.30 Graphical determination of the signal components vbe, ib, ic, and vce when a signal component v i is superimposed on the dc voltage VBB (see Fig. 5.27). 34 17
Operation Point Optimization: Voltage Clamping / Distortion / Voltage Swing Figure 5.31 Effect of bias-point location on allowable signal swing: Load-line A results in bias point Q A with a corresponding VCE which is too close to VCC and thus limits the positive swing of vCE. At the other extreme, load-line B results in an operating point too close to the saturation region, thus limiting the negative swing of vCE. 35 Small-Signal Model Development: The above analysis suggests that for small signals v be  VT the transistor behaves as a " voltage controlled current source" with the transconductance g m . Output Resistance : Ideally, the output resistance is " infinite". Due to the Early effect, the output resistance is finite. The output resistance ro , as we know, is VA ro  IC 36 18
Base current and Input resistance at the base : iC The total base current i B  , that is, β IC 1 IC iB   v be  I B  i b β β VT Therefore, the small - signal base current is 1 IC g ib  v be  m v be β VT β The small - signal input resistance, denoted as rπ , is v be β β V rπ     T ib g m (IC /VT ) I B 1  i  VT On the other hand, rπ   B   .  v be  IB 37 Emitter current and the Input Resistance at the Emitter : The total emitter current i E is iC IC i c iE     I E  ie α α α That is, the small - signal emitter current is i I I i e  c  C v be  E v be α α VT VT If we denote a small - signal resistance between base and emitter, looking into the emitter, by re , it can be defined by v v V α 1 re  be ( eb )  E   ie  ie IE g m g m 38 19
Since v be  i b rπ  i e re ie thus we have rπ  re  (β  1) re ib Voltage Gain : (small - signal) The total collector voltage v C is v C  VCC  i C R C  VCC  (IC  i c )R C  (VCC  I C R C )  i c R C  VC  i c R C The small signal voltage vc is v c  i c R C  (g m v be )R C  (g m R C )v be Thus the voltage gain of this amplifier A v is vc ICR C Av   g m R C  v be VT 39 Small-Signal Models: Hybrid- Model and T Model •From the above analysis, we find that we can separate the signal and the DC quantities to simplify the analysis. [ Hybrid- Model ] Figure 5.51 Two slightly different versions of the simplified hybrid- model for the small- signal operation of the BJT. The equivalent circuit in (a) represents the BJT as a voltage- controlled current source (a transconductance amplifier), and that in (b) represents the BJT as a current-controlled current source (a current amplifier). 40 20