Luận án Tiến sĩ Kỹ thuật: Nghiên cứu nâng cao chất lượng điều khiển cho nghịch lưu ba mức hình T trong chế độ nối lưới và độc lập

ba mức hình T trong chế độ nối lưới và độc lập

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI DƯƠNG ANH TUẤN Nghiên cứu nâng cao chất lượng điều khiển cho nghịch lưu

LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN VÀ TỰ ĐỘNG HÓA

Hà Nội - 2023

ba mức hình T trong chế độ nối lưới và độc lập

Ngành: Kỹ thuật điều khiển và tự động hóa Mã số: 9520216

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI DƯƠNG ANH TUẤN Nghiên cứu nâng cao chất lượng điều khiển cho nghịch lưu

LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN VÀ TỰ ĐỘNG HÓA

1. PGS.TS. Vũ Hoàng Phương

2. PGS.TS. Nguyễn Văn Liễn

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC

Hà Nội - 2023

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của cá nhân tôi dưới sự hướng dẫn của tập thể hướng dẫn. Tài liệu tham khảo trong luận án được trích dẫn đầy đủ. Các kết quả nghiên cứu của luận án là trung thực và chưa từng được các tác giả khác công bố.

Hà Nội, ngày tháng năm

Tập thể hướng dẫn khoa học Nghiên cứu sinh

PGS.TS. Vũ Hoàng Phương PGS.TS. Nguyễn Văn Liễn Dương Anh Tuấn

LỜI CẢM ƠN

Tác giả xin gửi lời cảm ơn sâu sắc tới tập thể hướng dẫn PGS.TS.Vũ Hoàng Phương và PGS.TS.Nguyễn Văn Liễn, những người đã tận tình hướng dẫn chuyên môn và bổ sung kịp thời những kiến thức liên quan.

Tác giả cũng xin chân thành cảm ơn tới PGS.TS.Trần Trọng Minh đã góp ý về công nghệ thực tiễn, động viên tác giả trong những lúc gặp khó khăn khi tiếp cận với hệ thống mà mình nghiên cứu.

Tác giả xin gửi lời cảm ơn chân thành tới TS Giáp Văn Nam, cũng như tất cả các giảng viên, các cán bộ kỹ thuật thuộc Khoa Tự động hóa – Trường Điện- Điện tử, Đại học Bách khoa Hà Nội đã nhiệt tình giúp đỡ, có những đóng góp chuyên môn quý báu và tạo mọi điều kiện thuận lợi để tác giả hoàn thành luận án này.

Tác giả cũng xin được gửi lời cảm ơn đến Đề tài khoa học cấp Nhà nước mã số KC.05.22/16-20 đã tạo điều kiện hỗ trợ trong quá trình thực hiện mô hình thực nghiệm.

Tác giả cũng xin cảm ơn tới Ban giám hiệu và các đồng nghiệp tại Khoa Điện, Trường Đại học Công nghiệp Hà Nội đã tạo điều kiện thuận lợi để tác giả sắp xếp thời gian vừa hoàn thành nhiệm vụ chuyên môn vừa hoàn thành luận án của mình.

Đặc biệt tác giả muốn gửi lời cảm ơn tới vợ, hai con cùng toàn thể gia đình, bạn bè đã hết lòng ủng hộ, chia sẻ cả về tinh thần và vật chất để tác giả hoàn thành tốt luận án này.

Tác giả luận án

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN .............................................................................................. I

LỜI CẢM ƠN .................................................................................................. II

MỤC LỤC....................................................................................................... III

DANH MỤC KÝ HIỆU ................................................................................. VI

DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT ..................................................................... VIII

DANH MỤC HÌNH ẢNH ........................................................................... VIII

DANH MỤC BẢNG BIỂU ......................................................................... XIII

MỞ ĐẦU ....................................................................................................... XV

CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN ............................................................................ 1

1.1. Xu hướng phát triển hiện nay của nghịch lưu nguồn áp. ............................ 1

1.2. Các cấu trúc nghịch lưu nguồn áp ba mức.................................................. 3

1.2.1. Cấu trúc nghịch lưu dạng điốt kẹp (NPC) ........................................... 3

1.2.2. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha ...................................................... 4

1.2.3. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT ....................... 8

1.3. Phương pháp điều chế cho nghịch lưu hình T .......................................... 10

1.4. Phương pháp điều khiển mạch vòng dòng điện ........................................ 12

1.5. Định hướng nghiên cứu và dự kiến đóng góp của luận án ....................... 13

1.6. Kết luận ..................................................................................................... 14

CHƯƠNG 2. PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ CHO NGHỊCH LƯU HÌNH T BA PHA................................................................................................................ 15

2.1. Đặt vấn đề ................................................................................................. 15

2.2. Phương pháp điều chế PWM .................................................................... 17

2.2.1. Nguyên lí phương pháp điều chế PWM ............................................ 17

2.2.2. Mô phỏng phương pháp điều chế PWM cho bộ nghịch lưu hình T 3 pha ............................................................................................................... 18

2.3. Phương pháp điều chế SVM ..................................................................... 21

2.3.1. Chuyển hệ tọa độ từ abc sang 0αβ..................................................... 21

2.3.2. Quy chuẩn độ dài các véctơ theo mức điện áp 𝑉𝑑𝑐. ......................... 22

2.3.3. Tính toán mô đun và góc pha của véctơ điện áp ra. .......................... 23

2.3.4. Hình thành không gian véctơ trên hệ tọa độ 0αβ. ............................. 24

2.3.5. Xác định vị trí của véctơ điện áp ra v trong sector lớn. .................... 25

2.3.6. Xác định vị trí của véctơ điện áp v trong các tam giác con. .............. 26

iii

2.3.7. Tính toán hệ số điều chế (thời gian sử dụng các véctơ trong mỗi chu kì điều chế Ts). ............................................................................................ 27

2.3.8. Cân bằng điện áp trên 2 tụ DC. ......................................................... 29

2.3.9. Tính toán hệ số điều chế thực hiện nhánh van mạch nghịch lưu trong mỗi chu kì điều chế Ts. ............................................................................... 30

2.4. Các phương pháp điều chế cấp xung cho van. ......................................... 30

2.4.1. Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn ................................................ 30

2.4.2. Phương pháp điều chế SVM 6- Đoạn. .............................................. 34

2.4.3. Mô phỏng hai phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn và SVM 6-Đoạn ..................................................................................................................... 38

2.5. Phương pháp điều chế FSVM đề xuất áp dụng cho nghịch lưu ba pha hình T ....................................................................................................................... 42

2.6. Mô phỏng phương pháp FSVM ........................................................... 51

2.7. Kết luận ..................................................................................................... 54

CHƯƠNG 3. ĐIỀU KHIỂN NỐI LƯỚI CHO NGHỊCH LƯU HÌNH T BA PHA ................................................................................................................... 55

3.1. Đặt vấn đề ................................................................................................. 55

3.2. Mô hình toán học của nghịch lưu hình T ba pha ...................................... 55

3.3. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển PI .......................................... 56

3.3.1. Cấu trúc điều khiển ............................................................................ 56

3.3.2. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện .. ................................................... 57

3.3.3. Thiết kế bộ điều khiển điện áp .......................................................... 59

3.4. Mô phỏng cấu trúc điều khiển nối lưới sử dụng bộ điều khiển PI ........... 59

3.4.1. Tính chọn tham số mạch lực nghịch lưu hình T ba pha .................... 59

3.4.2. Mô phỏng hệ thống trên phần mềm Matlab/Simulink ...................... 60

3.5. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển kháng nhiễu .......................... 66

3.5.1. Cấu trúc điều khiển ............................................................................ 66

3.5.2. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện ..................................................... 67

3.5.3. Thiết kế bộ điều khiển điện áp ........................................................... 71

3.6. Mô phỏng bộ điều khiển kháng nhiễu mới trong chế độ nối lưới. ............ 72

3.7. Kết luận………………………………………………………………… 78 CHƯƠNG 4. ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU HÌNH T BA PHA TRONG

CHẾ ĐỘ ĐỘC LẬP ................................................................................................ 79

4.1. Đặt vấn đề ................................................................................................. 79

4.2. Mô hình toán học của nghịch lưu hình T ba pha ...................................... 79

4.3. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển PI ......................................... 80

4.4. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện ............................................................ 82

4.5. Thiết kế bộ điều khiển điện áp .................................................................. 82

4.6. Mô phỏng bộ điều khiển PI trên phần mềm Matlab/Simulink ................. 83

4.7. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển kháng nhiễu mới .................. 89

4.7.1. Cấu trúc điều khiển ............................................................................ 89

4.7.2. Thiết kế bộ điều khiển điện áp và dòng điện..................................... 90

4.8. Mô phỏng bộ điều khiển kháng nhiễu mới trên phần mềm Matlab/Simulink .............................................................................................. 92

4.9. Kết luận………………………………………………………………… 98 CHƯƠNG 5. THỰC NGHIỆM HỆ THỐNG NGHỊCH LƯU HÌNH T BA PHA .......................................................................................................................... 99

5.1. Đặt vấn đề………………………………………………………………. 99 5.2. Điều kiện thực nghiệm .............................................................................. 99

5.3. Kết quả thực nghiệm ............................................................................... 101

5.4. Kết luận ................................................................................................... 113

KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ ..................................................................... 114

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH ĐÃ CÔNG BỐ CỦA LUẬN ÁN ..... 115

TÀI LIỆU THAM KHẢO ........................................................................... 116

PHỤ LỤC ...................................................................................................... 123

Phụ lục 1. Hệ thống thực nghiệm nghịch lưu hình T ba pha ......................... 123

Phụ lục 2. Mô phỏng bằng Matlab/Simulink ................................................. 130

Phụ lục 3. Thiết kế mạch vòng khóa pha PLL……………………………...130

DANH MỤC KÝ HIỆU

Ý nghĩa

Ký hiệu

Đơn vị (V) (V)

Số mức điện áp có thể tạo ra ở nghịch lưu Điện áp một chiều nguồn đầu vào nghịch lưu Điện áp common - mode Điện áp common – mode chuẩn hóa theo

(V) (V) A A F F H

dcV Điện áp pha A, B, C so với trung tính nguồn Điện áp giữa điểm trung tính nguồn và lưới điện Dòng điện rò trong hệ thống Điện áp trên các pha Tụ ký sinh nối đất của nguồn DC Tụ nối đất ký sinh của điểm trung tính lưới điện Cuộn cảm trong bộ lọc LCL

Tụ trong bộ lọc LCL Điện áp trên tụ nối đất ký sinh của nguồn DC

F (V) (V) Điện áp trên các tụ lọc của pha A, B, C A

Dòng điện của pha A, B, C Tọa độ của vector điện áp đặt trên hệ trục 

(V) A A

Dòng điện qua tải Dòng điện chạy qua cuộn cảm trên hệ tọa độ dq

m 𝑉(cid:3031)(cid:3030) 𝑉(cid:3004)(cid:3014) CMV 𝑈(cid:3002)(cid:3016), 𝑈(cid:3003)(cid:3016), 𝑈(cid:3004)(cid:3016) 𝑈(cid:3027)(cid:3016) 𝐼(cid:3004)(cid:3014) 𝑉(cid:3046)(cid:3028), 𝑉(cid:3046)(cid:3029), 𝑉(cid:3046)(cid:3030) 𝐶(cid:3017)(cid:3006) 𝐶(cid:2868) 𝐿(cid:3036), 𝐿(cid:3034) 𝐶(cid:3033) 𝑉(cid:3017)(cid:3006) 𝑉(cid:3004)(cid:3028), 𝑉(cid:3004)(cid:3029), 𝑉(cid:3004)(cid:3030) 𝐼(cid:3002), 𝐼(cid:3003), 𝐼(cid:3004) v  ,v 𝐼(cid:3013) id, iq

DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT

STT DC AC THD Từ viết tắt Direct Current Alternative Current Total Harmonic Distortion Ý nghĩa Điện một chiều Điện xoay chiều Tổng độ méo sóng hài

PV Photovoltaics Quang điện

NPC Nghịch lưu dạng điốt kẹp

FC Nghịch lưu dạng tụ bay Diode Clamped Multilevel Inverter Flying Capacitor Multilevel Inverter

CHB Cascaded H-Bridge Nghịch lưu cầu H nối tầng

PFC Power Factor Correction Bộ điều chỉnh hệ số công suất

OBC On-Board Charger Bộ sạc xe điện

V2G Vehicle to Grid Xe nối lưới

PWM SVM CMV Điều chế độ rộng xung Điều chế véctơ không gian Điện áp common mode

FSVM Điều chế véctơ không gian linh hoạt

SMC PI Điều khiển trượt Bộ điều khiển tích phân tỷ lệ

FTSMC Điều khiển trượt thời gian cố định

SOB DOB LMI OVS Bộ quan sát trạng thái Bộ quan sát nhiễu Bất đẳng thức ma trận tuyến tính Độ quá điều chỉnh

IGBT Transistor có cực điều khiển cách ly

IGBT chặn đảo ngược Xử lý tín hiệu số

Pulse Width Modulation Space Vector Modulation Common-mode Voltage Flexibility in Space Vector Modulation Sliding Mode Control Proportional-Integral Fixed-time sliding mode control State Observer Disturbance observer Linear matrix inequality Overshoot Insulated Gate Bipolar Transistors RB-IGBT Reverse Blocking IGBT Digital Signal Processing DSP

vii

DANH MỤC HÌNH ẢNH

Hình 1.1. Các ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp...................................................... 1 Hình 1.2. Cấu hình bộ biến đổi công suất cho hệ thống nguồn phân tán .................. 2 Hình 1.3. Hệ thống On-board Charger (OBC) sử dụng bộ nghịch lưu nguồn áp ..... 2 Hình 1.4. Cấu trúc nghịch lưu nguồn áp ba pha hai mức .......................................... 3 Hình 1.5. Cấu trúc bộ nghịch lưu ba mức NPC ......................................................... 4 Hình 1.6. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha ............................................................ 5 Hình 1.7. Chuyển mạch AC sử dụng van IGBT+điốt(a) và RB-IGBT(b) .................. 5 Hình 1.8. Cấu trúc bán dẫn của van IGBT thông thường(a) và RB-IGBT(b) ............ 6 Hình 1.9. Sụt áp khi dẫn của RB-IGBT và IGBT thông thường ................................. 6 Hình 1.10. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT ............................ 8 Hình 1.11. Trạng thái đóng cắt của nghịch lưu hình T .............................................. 9 Hình 1.12. Dạng điện áp dây đầu ra của nghịch lưu hình T ba pha.......................... 9 Hình 1.13. Các phương pháp điều chế cho nghịch lưu ba mức ............................... 11

Hình 2.1. Mô hình rút gọn của bộ nghịch lưu hình T ba pha (trái) và mạch common- mode tuơng đương(phải) .......................................................................................... 15 Hình 2.2. Điện áp NP dựa theo trạng thái đóng cắt của véctơ nhỏ loại P và véctơ nhỏ loại N ................................................................................................................. 16 Hình 2.3. Phương pháp điều chế sin PWM .............................................................. 17 Hình 2.4. Phương pháp dịch mức sóng mang cùng pha .......................................... 17 Hình 2.5. Phương pháp dịch pha sóng mang ........................................................... 18 Hình 2.6. Nguyên lý phát xung cấu trúc hình T ba pha ........................................... 18 Hình 2.7. Trạng thái các van dẫn ............................................................................. 19 Hình 2.8. Dòng điện đầu ra sau lọc của phương pháp PWM .................................. 20 Hình 2.9. THD dòng điện đầu ra sau lọc của phương pháp PWM .......................... 20 Hình 2.10. Điện áp CMV của phương pháp PWM ................................................... 20 Hình 2.11. Đồ thị dòng rò của phương pháp PWM ................................................. 21 Hình 2.12. Đồ thị điện áp trên 2 tụ DC của phương pháp PWM ............................. 21 Hình 2.13. Đồ thị véctơ không gian xây dựng từ Bảng 2.3 ...................................... 25 Hình 2.14. Ba hệ tọa độ không vuông góc tạo nên các góc phần sáu ..................... 25 Hình 2.15. Quá trình tính toán 𝑚(cid:3034), 𝑚(cid:3035).................................................................... 28 Hình 2.16. Tổng hợp véctơ điện áp ra từ 3 véctơ đỉnh của tam giác con ................ 28 Hình 2.17 Thuật toán cân bằng điện áp trên tụ ....................................................... 30 Hình 2.18. Thuật toán cân bằng điện áp tụ bằng SVM ............................................ 31 Hình 2.19. Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn ứng với tam giác 2, sector I, m=1 31 Hình 2.20. Mẫu xung cấp cho van ............................................................................ 33 Hình 2.21. Phương pháp điều chế SVM 6- Đoạn ứng với tam giác 2, Sector I ....... 35 Hình 2.22. Mẫu xung cấp cho van ............................................................................ 37

viii

Hình 2.23. Đồ thị và THD dòng điện đầu ra sau lọc ............................................... 39 Hình 2.24. Đồ thị điện áp common-mode................................................................. 40 Hình 2.25. Đồ thị dòng rò ........................................................................................ 40 Hình 2.26. Đồ thị điện áp trên 2 tụ DC .................................................................... 41 Hình 2.27. Trạng thái trong không gian véctơ và trình tự chuyển mạch của (a) ZSVM, (b) PSVM và (c) NSVM ................................................................................. 43 Hình 2.28. Mẫu xung chuyển mạch cho từng Section trong chế độ ZSVM .............. 47 Hình 2.29. Mẫu xung chuyển mạch cho từng Section trong chế độ PSVM.............. 48 Hình 2.30. Mẫu xung chuyển mạch cho từng Section trong chế độ NSVM ............. 49 Hình 2.31. Thuật toán điều chế cân bằng tụ ............................................................ 50 Hình 2.32. Đồ thị và THD của dòng điện đi lên lưới sau lọc (THD = 2.85%) ........ 52 Hình 2.33. Đồ thị điện áp trên 2 tụ điện DC (△Cmax = 6V) .................................. 52 Hình 2.34. Đồ thị điện áp common-mode................................................................. 52 Hình 2.35. Đồ thị dòng rò ........................................................................................ 53 Hình 2.36. Dòng điện đầu ra sau lọc của (a) FSVM, THD=2.85%;(b) SVM 6- Đoạn, THD=3.18%;(c) SVM 8- Đoạn, THD = 1,99% ............................................ 53 Hình 2.37. Điện áp trên tụ của (a) FSVM △Cmax=6V, (b) SVM 6-Đoạn △Cmax=9V, (c)SVM 8-Đoạn △Cmax=18V ............................................................ 53 Hình 2.38. Điện áp CMV của (a) FSVM; (b) SVM 6-Đoạn; c) SVM 8-Đoạn .......... 53 Hình 2.39. Dòng điện rò của (a) FSVM RMS=30mA, (b) SVM 6-Đoạn RMS=191mA, (c) SVM 8- Đoạn RMS=188mA ........................................................ 53

Hình 3.1. Cấu trúc nghịch lưu ba pha hình T nối lưới ............................................. 55 Hình 3.2. Cấu trúc điều khiển mạch nghịch lưu ba pha hình T chế độ nối lưới khi sử dụng bộ điều khiển PI ............................................................................................... 58 Hình 3.3. Cấu trúc điều khiển mạch vòng dòng điện trên hệ toạ độ quay dq khi sử dụng bộ điều khiển PI ............................................................................................... 59 Hình 3.4. Cấu trúc mạch vòng dòng điện kênh d .................................................... 59 Hình 3.5. Cấu trúc bộ điều khiển điện áp................................................................. 60 Hình 3.6. Dòng điện đầu ra bộ biến đổi ................................................................... 61 Hình 3.7. Dòng điện đi lên lưới ................................................................................ 61 Hình 3.8. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều .............................................................. 61 Hình 3.9. Giá trị THD của dòng đi lên lưới ............................................................. 61 Hình 3.10. Điện áp lưới ............................................................................................ 62 Hình 3.11. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 62 Hình 3.12. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 62 Hình 3.13. Điện áp lưới ............................................................................................ 62 Hình 3.14. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 63 Hình 3.15. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 63 Hình 3.16. Điện áp lưới ............................................................................................ 63

Hình 3.17. Dòng đi lên lưới ...................................................................................... 63 Hình 3.18. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 64 Hình 3.19. Điện áp lưới ............................................................................................ 64 Hình 3.20. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 64 Hình 3.21. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 65 Hình 3.22. Điện áp lưới ............................................................................................ 65 Hình 3.23. Dòng đi lên lưới ...................................................................................... 65 Hình 3.24. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 65 Hình 3.25. Cấu trúc điều khiển mạch nghịch lưu ba pha hình T chế độ nối lưới khi sử dụng bộ điều khiển kháng nhiễu .......................................................................... 66 Hình 3.26. Vùng LMI theo chiều dọc ....................................................................... 68 Hình 3.27. Dòng điện đầu ra bộ biến đổi ................................................................. 72 Hình 3.28. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 72 Hình 3.29. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 72 Hình 3.30. Giá trị THD của dòng đi lên lưới ........................................................... 72 Hình 3.31. Điện áp lưới ............................................................................................ 73 Hình 3.32. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 73 Hình 3.33. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 73 Hình 3.34. Điện áp lưới ............................................................................................ 74 Hình 3.35. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 74 Hình 3.36. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 74 Hình 3.37. Điện áp lưới ............................................................................................ 75 Hình 3.38. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 75 Hình 3.39. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 75 Hình 3.40. Điện áp lưới ............................................................................................ 76 Hình 3.41. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 76 Hình 3.42. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 76 Hình 3.43. Điện áp lưới ............................................................................................ 77 Hình 3.44. Dòng điện đi lên lưới .............................................................................. 77 Hình 3.45. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều ............................................................ 77

Hình 4.1. Cấu trúc nghịch lưu hình T chế độ độc lập .............................................. 79 Hình 4.2. Cấu trúc điều khiển mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha hình T chế độ độc lập khi sử dụng bộ điều khiển PI .............................................................................. 80 Hình 4.3. Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ toạ độ quay d-q ........................... 82 Hình 4.4. Cấu trúc mạch vòng dòng điện kênh d ..................................................... 81 Hình 4.5. Cấu trúc mạch vòng điện áp kênh d ......................................................... 81 Hình 4.6. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 84 Hình 4.7. Giá trị THD của điện áp tải ..................................................................... 84

Hình 4.8. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 85 Hình 4.9. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 86 Hình 4.10. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 87 Hình 4.11. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 88 Hình 4.12. Giá trị THD của điện áp tải ................................................................... 88 Hình 4.13. Cấu trúc điều khiển nghịch lưu hình T chế độ độc lập .......................... 89 Hình 4.14. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 93 Hình 4.15. Giá trị THD của điện áp trên tải ............................................................ 93 Hình 4.16. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 94 Hình 4.17. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 95 Hình 4.18. Giá trị THD của điện áp tải ................................................................... 95 Hình 4.19. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 96 Hình 4.20. Giá trị THD của điện áp tải ................................................................... 96 Hình 4.21. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên tụ DC (c) .................................................................................. 97 Hình 4.22. Giá trị THD của điện áp tải ................................................................... 97

Hình 5.1. Cấu trúc hệ thống nghịch lưu hình T ba pha ........................................... 99 Hình 5.2. Board driver, van và bộ lọc ...................................................................... 99 Hình 5.3. Board mạch đo + mạch điều khiển ........................................................ 100 Hình 5.4. Hệ thống thực nghiệm ............................................................................ 100 Hình phụ 1. Module van IGBT 12MBI100VN-120-50 ........................................... 123 Hình phụ 2. Cấu tạo Module van IGBT 12MBI100VN-120-50 ............................. 123 Hình phụ 3. Kết quả mô phỏng với giá trị tụ đã chọn ............................................ 124 Hình phụ 4. Mô phỏng công suất tổn thất qua van ................................................ 124 Hình phụ 5. Nguyên lý mạch driver sử dụng HCPL316J ....................................... 125 Hình phụ 6. Thiết kế mạch nguồn cho driver bộ DC/AC 3 pha ............................. 127 Hình phụ 7. PCB Broad mạch driver ,van và mạch lọc ......................................... 127 Hình phụ 8. PCB Broad mạch đo+ mạch điều khiển ............................................. 128 Hình phụ 9. PCB mạch nguồn ................................................................................ 129 Hình phụ 10. Cấu trúc mô phỏng bộ nghịch lưu hình T trong chế độ nối lưới...... 130

Hình phụ 11. Sơ đồ mô phỏng khối các mạch vòng điều khiển ............................. 130 Hình phụ 12. Sơ đồ mô phỏng trong khối “mạch lực” .......................................... 131

xii

DANH MỤC BẢNG BIỂU

Bảng 1.1. Bảng so sánh tổn thất của các cấu trúc nghịch lưu ................................... 7 Bảng 1.2. Trạng thái đóng cắt van của pha A ............................................................ 8 Bảng 1.3. Bảng so sánh đặc tính của các cấu trúc nghịch lưu ................................ 10

Bảng 2.1. Thông số mô phỏng phương pháp PWM ................................................. 19 Bảng 2.2. Véctơ điện áp ra ....................................................................................... 22 Bảng 2.3. Bảng tính toán mô đun và góc pha của véctơ điện áp ra ........................ 23 Bảng 2.4. Bảng xác định vị trí các góc phần sáu ..................................................... 26 Bảng 2.5. Bảng xác định tam giác con trong các góc phần sáu .............................. 27 Bảng 2.6. Xác định trạng thái van 𝑉1 → 𝑉6 theo yêu cầu nạp xả tụ ...................... 29 Bảng 2.7. Bảng chuyển trạng thái của 3 véc tơ 𝑉1, 𝑉7, 𝑉8 .................................... 31 Bảng 2.8. Bảng thứ tự đóng cắt các véctơ trong Sector I ........................................ 32 Bảng 2.9. Bảng tính toán hệ số điều chế cấp cho các van ....................................... 34 Bảng 2.10. Thứ tự đóng cắt các véctơ trong Sector I ............................................... 36 Bảng 2.11 Tính toán hệ số điều chế cấp cho các van .............................................. 38 Bảng 2.12. Thông số mô phỏng ................................................................................ 38 Bảng 2.13. Các mức điện áp common-mode trong bộ 3 pha hình T ........................ 43 Bảng 2.14. Véctơ biên chuẩn trong từng Section của chế độ ZSVM ....................... 44 Bảng 2.15. Véctơ biên chuẩn trong từng Section của chế độ PSVM ....................... 44 Bảng 2.16. Véctơ biên chuẩn trong từng Section của chế độ NSVM ....................... 45 Bảng 2.17. Ma trận 3x3 trong từng Section của các chế độ điều chế ...................... 46 Bảng 2.18. Hệ số điều chế cho các nhánh van cho chế độ ZSVM ........................... 47 Bảng 2.19. Bảng trị chân lý của cổng logic XOR .................................................... 48 Bảng 2.20. Hệ số điều chế cho các nhánh van cho chế độ PSVM ........................... 49 Bảng 2.21. Bảng trị chân lý của cổng logic XNOR .................................................. 49 Bảng 2.22. Hệ số điều chế cho các nhánh van cho chế độ NSVM ........................... 50 Bảng 2.23. Tham số mô phỏng phương pháp FSVM bộ 3 pha hình T ..................... 51 Bảng 2.24. Tổng hợp kết quả so sánh ...................................................................... 54

Bảng 3.1. Thông số thiết kế nghịch lưu hình T ......................................................... 59 Bảng 3.2. Thông số mô phỏng bộ điều khiển PI ....................................................... 60 Bảng 3.3. Thông số mô phỏng bộ điều khiển kháng nhiễu ....................................... 74 Bảng 3.4. Kết quả mô phỏng bộ điều khiển kháng nhiễu và PI ............................... 78

Bảng 4.1. Thông số mô phỏng bộ điều khiển PI ....................................................... 83 Bảng 4.2. Thông số mô phỏng bộ điều khiển kháng nhiễu ....................................... 92 Bảng 4.3. Kết quả mô phỏng bộ điều khiển đề xuất áp dụng và bộ điều khiển PI ... 98

xiii

Bảng 5.1. Thông số hệ thống .................................................................................. 101

Bảng phụ 1. Thông số van IGBT 12MBI100VN-120-50 ........................................ 123 Bảng phụ 2 Tính toán tổn thất qua van .................................................................. 124 Bảng phụ 3. Các thông số giới hạn của IC driver HCPL316J .............................. 125 Bảng phụ 4. Điều kiện hoạt động ........................................................................... 125 Bảng phụ 5. Thông số của IC HCPL316J .............................................................. 125 Bảng phụ 6. Thông số nguồn cần thiết ................................................................... 126 Bảng phụ 7. Thông số nguồn TEC 2-2415WI ........................................................ 126

xiv

MỞ ĐẦU

`1.Tính cấp thiết của đề tài Khi có các nguồn điện phân tán tham gia vào hệ thống thì mức độ phức tạp của hệ thống năng lượng ngày càng tăng lên. Vì thế cần thiết có những bộ biến đổi điện tử công suất đáp ứng được khả năng kết nối, trao đổi công suất và ổn định hệ thống năng lượng [1] - [5]. Yêu cầu của bộ biến đổi là phải điều khiển được dòng công suất giữa các thành phần của lưới để phát huy hết công suất của các nguồn phát trong khi phải tránh được các xung động đột ngột do mất tải hay do chính các nguồn phát biến động [6]. Ngoài vấn đề về cấu trúc bộ biến đổi thì mạch vòng dòng điện với khả năng điều chỉnh chính xác, ổn định bền vững là yếu tố tiên quyết cho quá trình trao đổi năng lượng diễn ra theo như mong muốn [7] - [10].

Nghịch lưu ba mức chính là một giải pháp cho những ứng dụng đòi hỏi công suất lớn và điện áp cao trong lĩnh vực hạ thế [11] - [18]. Bộ nghịch lưu ba mức dùng điốt kẹp (NPC) [19], [20] và gần đây là nghịch lưu hình T đã cho thấy những ưu điểm vượt trội so với nghịch lưu hai mức truyền thống. Với nghịch lưu ba mức, các van bán dẫn chỉ phải đóng cắt ở mức điện áp và tần số thấp trong khi vẫn đảm bảo tần số và điện áp ra của quá trình điều chế cao, giảm đáng kể tổn thất trong quá trình đóng cắt van, làm cho dạng sóng đầu ra có độ méo sóng hài (THD) thấp hơn, tốc độ biến thiên điện áp du/dt thấp hơn, đó là những yếu tố rất quan trọng ở dải công suất lớn, điện áp cao. Trong các bộ nghịch lưu ba mức thì bộ nghịch lưu hình T có những ưu thế hơn như: tiết kiệm đáng kể số lượng van bán dẫn công suất mà vẫn tạo ra được mức điện áp như yêu cầu, đảm bảo chất lượng dạng sóng điện áp và yêu cầu công suất lớn, trao đổi được dòng công suất theo hai chiều, chỉ sử dụng một nguồn DC [21] - [25].

Có hai vấn đề mà nghịch lưu ba pha hình T cần phải giải quyết là cân bằng điện áp trên các tụ DC và giảm điện áp common-mode (điện áp common-mode đã được định nghĩa theo tiêu chuẩn IEC 60950 và TCVN 7326-2003). Việc mất cân bằng điện áp trên các tụ DC sẽ gây hiện tượng quá áp trên các van công suất và làm giảm chất lượng sóng hài của điện áp đầu ra. Điện áp common-mode gây nên dòng rò làm giảm tuổi thọ về cách điện, gây nhiễu điện từ và giảm độ an toàn điện [26]. Đã có một số phương pháp nghiên cứu như [27] - [39] được giới thiệu. Tuy nhiên, tác giả nhận thấy là chưa có phương pháp nào vừa có thể giảm điện áp common- mode lại vừa cân bằng được điện áp trên các tụ DC cho riêng cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha. Vậy việc đưa ra một phương pháp điều chế có thể vừa giảm điện áp common-mode, vừa cân bằng được điện áp trên các tụ DC là hướng nghiên cứu của đề tài nhằm nâng cao độ tin cậy trong việc điều khiển nghịch lưu ba pha hình T.

Cùng với phương pháp điều chế phát xung cho bộ biến đổi thì chất lượng điện áp, dòng diện do mạch vòng điều khiển quyết định. Chính mạch vòng điều khiển sẽ cung cấp lượng đặt thích hợp cho khâu điều chế. Để thiết kế hệ thống điều khiển nghịch lưu ba pha hình T, luận án đã mô hình hoá đối tượng và trên cơ sở đó thiết lập các mạch vòng điều khiển phù hợp với đối tượng [40]. Cấu trúc mạch vòng điều

khiển cho nghịch lưu hình T gồm có: mạch vòng trong là mạch vòng dòng điện, mạch vòng ngoài là mạch vòng điện áp một chiều. Thông thường, các mạch vòng điều khiển có thể sử dụng bộ điều khiển PI. Bộ điều khiển này có ưu điểm là thiết kế đơn giản và đáp ứng nhanh khi hệ thống là tuyến tính. Tuy nhiên, do bản thân mô hình điều khiển là phi tuyến hoặc khi hệ thống mất ổn định như điện áp pha mất cân bằng hay tải thay đổi đột ngột thì dẫn đến đáp ứng động học và chất lượng bộ điều khiển sẽ bị suy giảm. Trong mạch vòng điều khiển thì mạch vòng dòng điện đóng vai trò quan trọng, nó phải đảm bảo các vấn đề như: đảm bảo khả năng tác động nhanh; đảm bảo hệ thống không bị quá tải…Do vậy, việc nâng cao chất lượng mạch vòng dòng điện bằng các phương pháp điều khiển cải tiến thì mới có khả năng đảm bảo được đáp ứng động học và chất lượng bộ điều khiển khi hệ thống là phi tuyến hoặc mất ổn định.

2. Đối tượng nghiên cứu và phạm vi nghiên cứu: Bộ biến đổi hình T ba pha ứng dụng trong chế độ nối lưới và độc lập Phạm vi nghiên cứu của luận án được giới hạn như sau: - Phương pháp điều chế cải tiến và thuật toán chuyển mạch cho nghịch lưu

hình T ba pha để cân bằng điện áp trên các tụ DC và giảm điện áp common-mode.

- Phương pháp điều khiển dòng điện cải tiến nhằm nâng cao chất lượng điều

khiển của mạch vòng dòng điện.

3. Mục đích nghiên cứu: - Đề xuất áp dụng phương pháp điều chế cải tiến nhằm có thể vừa cân bằng

được điện áp trên các tụ DC , vừa giảm điện áp common-mode.

- Nghiên cứu khả năng áp dụng một số phương pháp điều khiển như điều

khiển PI, điều khiển trượt…cho mạch vòng điều khiển của bộ biến đổi.

- Kiểm chứng các phương pháp điều chế, thuật toán chuyển mạch và phương

pháp điều khiển thông qua những minh chứng bằng mô phỏng và thực nghiệm.

4. Phương pháp nghiên cứu: - Nghiên cứu trên lý thuyết các phương pháp điều chế và thuật toán chuyển

mạch, các phương pháp điều khiển đảm bảo các yêu cầu đã đặt ra cho bộ biến đổi.

- Mô phỏng các phương pháp điều khiển, điều chế và thuật toán chuyển mạch

trên Matlab/Simulink.

- Kiểm chứng các phương pháp điều khiển, điều chế và thuật toán chuyển

mạch trên các hệ thống thực nghiệm.

5. Ý nghĩa của đề tài: Đề cập tới một đối tượng nghiên cứu đang ứng dụng trong những lĩnh vực đóng vai trò quan trọng trong việc phát triển của nền kinh tế, luận án đem lại nhiều ý nghĩa cả về khoa học lẫn thực tiễn.

Ý nghĩa khoa học: Kết quả của nghiên cứu này giúp đưa ra phương pháp điều chế SVM cải tiến cho nghịch lưu ba pha hình T để có thể đồng thời cân bằng điện áp trên các tụ DC và giảm điện áp common-mode, có xét đến các trường hợp hệ thống mất ổn định ở điện áp, tần số lưới hoặc tham số của phụ tải... Tiếp đó, luận án

xvi

đã đề xuất áp dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB để nâng cao tốc độ đáp ứng và chất lượng điều khiển khi có nhiễu, phụ tải hoặc lưới mất cân bằng.

Ý nghĩa thực tiễn: Các kết quả nghiên cứu đã được kiểm chứng bằng mô hình thực nghiệm chứng tỏ khả năng ứng dụng thực tiễn. Luận án đã có những đóng góp giúp cho việc ứng dụng của nghịch lưu ba pha hình T trong thực tế trở nên đơn giản, an toàn và đáp ứng nhiều yêu cầu khác nhau về chất lượng. 6. Những đóng góp mới về mặt khoa học của luận án:

- Xây dựng thành công phương pháp điều chế SVM cải tiến cho nghịch lưu hình T ba pha có thể cân bằng điện áp trên các tụ DC và đồng thời giảm điện áp common-mode.

- Đề xuất áp dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC để giải quyết được vấn đề như đáp ứng chậm, giảm chất lượng điều khiển khi có nhiễu, phụ tải hoặc điện áp lưới không cân bằng. 7. Bố cục của luận án Toàn bộ quyển luận án được chia thành 5 chương nội dung và phần kết luận,

các nội dung cơ bản như sau:

Chương 1 trình bày tổng quan về cấu trúc và ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp hai mức, nghịch lưu NPC ba mức và nghịch lưu ba pha hình T. Qua phân tích, đánh giá các công trình nghiên cứu đã được công bố, luận án chỉ ra các vấn đề chưa được giải quyết triệt để. Từ đó luận án tập trung nghiên cứu và đưa ra đề xuất áp dụng phương hướng thực hiện các mục tiêu nghiên cứu của luận án.

Chương 2 trình bày các phương pháp điều chế PWM, SVM 6-Đoạn (6 lần chuyển trạng thái trong 1 chu kỳ chuyển mạch), SVM 8-Đoạn (8 lần chuyển trạng thái trong 1 chu kỳ chuyển mạch) dùng để điều khiển bộ nghịch lưu hình T ba pha. Tiếp theo, luận án đề xuất áp dụng phương pháp điều chế cải tiến để đồng thời cân bằng được điện áp trên các tụ DC và giảm điện áp common-mode (CMV). Thuật toán này sẽ được kiểm chứng thông qua mô phỏng Matlab/Simulink và hệ thống thực nghiệm.

Chương 3 trình bày về bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB trong cấu trúc điều khiển nghịch lưu ba pha hình T nối lưới để tăng tốc độ đáp ứng, nâng cao chất lượng điều khiển khi có nhiễu hoặc lưới không cân bằng. Chương 4 trình bày về bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB trong cấu trúc điều khiển nghịch lưu ba pha hình T chế độ độc lập để tăng tốc độ đáp ứng, nâng cao chất lượng điều khiển khi tải không cân bằng hoặc tải phi tuyến. Chương 5 trình bày các quy trình thực nghiệm và các kết quả thu được. Từ kết quả này sẽ kiểm nghiệm được tính đúng đắn lý thuyết của thuật toán đề xuất áp dụng.

xvii

CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN

1.1. Xu hướng phát triển hiện nay của nghịch lưu nguồn áp.

Trong các ứng dụng về công suất, nghịch lưu nguồn áp đang chiếm lĩnh vị trí rất quan trọng. Điện áp ra của bộ nghịch lưu được chia thành các mức xếp tầng, số lượng mức càng tăng thì càng gần hình sin [6].

Hình 1.1. Các ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp

Hình 1.1 thể hiện các ứng dụng rộng rãi của nghịch lưu nguồn áp hiện nay, ví dụ như trong hệ thống nguồn năng lượng phân tán, hệ thống sạc cho xe điện, hệ thống truyền động động cơ, các bộ tích trữ năng lượng... Trong đó, ứng dụng của nghịch lưu nguồn áp trong hệ thống năng lượng phân tán và hệ thống sạc cho xe điện đang được tập trung phát triển mạnh mẽ. Lợi ích của các bộ biến đổi điện tử công suất này bao gồm tăng hiệu suất, chi phí thấp hơn và giảm kích thước hệ thống [11], [13], [15].

Để có tác dụng nối lưới hay cấp cho phụ tải xoay chiều, các nguồn phân tán phải được chuyển đổi sang AC. Do đó, nghịch lưu nguồn áp được sử dụng để chuyển đổi nguồn DC sang nguồn AC. Các bộ nghịch lưu phải đảm bảo điều khiển được dòng công suất theo 2 chiều, đồng thời cũng chứa các chức năng bảo vệ giám sát việc kết nối lưới điện với nguồn phân tán và có thể cách ly nếu xảy ra sự cố. Hệ thống nguồn phân tán có thể được cấu trúc thành một số cấu hình hoạt động. Mỗi cấu hình có các bộ biến đổi điện tử công suất cơ bản kết nối hệ thống với lưới điện chung như trong Hình 1.2 [41], [42].

Xe điện hiện đang là xu thế phát triển trong ngành công nghiệp ô tô và rất có thể sẽ thay thế xe xăng trong một vài năm tới. Do vậy, việc nghiên cứu các cấu trúc để thiết kế các bộ sạc cho xe điện đã và đang được triển khai rất mạnh mẽ trong các trung tâm nghiên cứu, các phòng thí nghiệm về điện tử công suất. Có nhiều hệ thống sạc trong đó phổ biến nhất là hệ thống On-board Charger (OBC) như trong Hình 1.3 với các ưu điểm như: thời gian sạc nhanh, nguồn điện AC phổ biến, khả năng tản nhiệt tốt, an toàn, nhẹ và nhỏ vì bộ sạc nằm trên xe [43].

Hình 1.2. Cấu hình bộ biến đổi công suất cho hệ thống nguồn phân tán

Trong hệ thống này có bộ PFC (Power Factor Correction). Bộ này thường sử dụng cấu trúc nghịch lưu ba pha ba dây như một cầu chỉnh lưu điện áp lưới để tích trữ năng lượng lên tụ một chiều (DC-link), từ đó phát công suất cho các mạch DC/DC ở đằng sau để biến đổi về các mức điện áp mong muốn trước khi sạc cho các thiết bị tích trữ năng lượng (pin, ắc quy…). Hay cũng có thể đóng vai trò là bộ nghịch lưu, truyền công suất theo hướng ngược lại từ phía DC về lưới (V2G) [43].

Hình 1.3. Hệ thống On-board Charger (OBC) sử dụng bộ nghịch lưu nguồn áp

Từ các phân tích ở trên, luận án đã lựa chọn đối tượng nghiên cứu là nghịch lưu nguồn áp hoạt động trong chế độ nối lưới và độc lập ứng dụng trong hệ thống nguồn phân tán.

Hiện nay, các bộ nghịch lưu nguồn áp hai mức đang được dùng phổ biến cho những ứng dụng công suất nhỏ, điện áp DC thấp (< 700V). Ưu điểm của nghịch lưu hai mức có thể kể đến là: đã được kiểm chứng thực tế, tổn thất dẫn thấp, số lượng linh kiện ít, nguyên tắc hoạt động đơn giản. Sơ đồ cấu trúc nghịch lưu nguồn áp ba pha hai mức được thể hiện như Hình 1.4 [44].

Hình 1.4. Cấu trúc nghịch lưu nguồn áp ba pha hai mức

Tuy nhiên, xu hướng hiện nay của các ứng dụng hạ áp đó là yêu cầu công suất lớn hơn, điện áp DC cao đến hơn 900V, tần số chuyển mạch cao đến 50 kHz thì nghịch lưu nguồn áp hai mức trở nên kém hiệu quả. Lúc này, nghịch lưu hai mức đã bộc lộ những nhược điểm như: chất lượng điện áp ra còn thấp, tốc độ biến thiên du/dt lớn, độ méo sóng hài (THD) cao, điện áp trên van lớn, tổn thất chuyển mạch cao. Để có thể khắc phục được những hạn chế này của nghịch lưu hai mức thì cần phải có nghịch lưu ba mức [44].

So với các bộ nghịch lưu hai mức thì bộ nghịch lưu ba mức giảm đáng kể tổn thất trong quá trình đóng cắt van, đảm bảo tốt chất lượng thành phần sóng hài của điện áp ra dẫn đến việc thiết kế bộ lọc đầu ra của bộ biến đổi không phức tạp như bộ biến đổi hai mức. Ngoài ưu thế về chất lượng điện áp, nghịch lưu ba mức phân nhỏ các bước nhảy điện áp ra phía xoay chiều, nhờ đó giảm được tốc độ tăng điện áp du/dt trên tải, các van bán dẫn chỉ phải đóng cắt ở mức điện áp thấp, tần số đóng cắt của các van mạch lực thấp trong khi vẫn đảm bảo tần số cao của quá trình điều chế điện áp ra. Với những lý do trên, bộ nghịch lưu ba mức được coi như một giải pháp hiệu quả cho các ứng dụng công suất lớn và điện áp cao trong lĩnh vực hạ áp [45], [46].

1.2. Các cấu trúc nghịch lưu nguồn áp ba mức

1.2.1. Cấu trúc nghịch lưu dạng điốt kẹp (NPC)

Nghịch lưu dạng điốt kẹp (NPC) là cấu trúc nghịch lưu ba mức điển hình. Vì có hai tụ điện mắc nối tiếp nên có thêm một mức điện áp được thêm vào là Vdc/2 ngoài hai mức điện áp 0 và Vdc, thực hiện bằng cách kích mở các van bán dẫn nối điểm giữa của mạch DC (hay là điểm nối các tụ điện) với tải hoặc nối các điểm này vào các pha thông qua các điốt. Có thể nhận thấy rằng khi các van bán dẫn tại các điểm kẹp tương

ứng được kích mở thì điểm này được nối vào đầu ra, điện áp trong pha đó là điện áp của dãy tụ điện tương ứng [19], [20].

Hình 1.5 là sơ đồ cấu trúc bộ nghịch lưu NPC ba pha. Nó tạo ra 3 mức điện áp pha

là: Vdc/2, 0, -Vdc/2.

Hình 1.5. Cấu trúc bộ nghịch lưu ba mức NPC

Có thể tóm lược một số ưu nhược điểm của cấu hình này như sau: Ưu điểm:

 Cần thiết số lượng nhỏ các tụ, tất cả các pha sử dụng chung một nguồn DC.  Giảm được kích thước khi thiết kế khâu lọc mà chất lượng sóng hài vẫn đảm

bảo

 Các van chỉ phải đóng cắt ở tần số thấp do đó hiệu suất bộ biến đổi cao.

Nhược điểm:

 Việc cân bằng điện áp trên tụ khó khăn vì đòi hỏi cần phải theo dõi và điều khiển chính xác mức điện áp trên tụ, điều này dẫn đến các tụ một chiều hay vượt quá ngưỡng nạp hay ngưỡng xả, có thể gây ra quá áp trên một hay nhiều linh kiện đóng cắt

 Số lượng điốt cần thiết lớn dẫn đến kích thước của hệ thống tăng lên. Nhìn chung, bộ nghịch lưu NPC là giải pháp tốt cho các ứng dụng công suất lớn, điện áp cao. Tuy nhiên, cấu trúc này có số lượng điốt lớn, mạch phức tạp, do đó làm cho hệ thống cồng kềnh hơn [22].

1.2.2. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha

Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha được phát triển từ cấu trúc nghịch lưu nguồn áp ba pha hai mức. Cấu trúc nghịch lưu này được cấu thành từ 6 van IGBT mắc kiểu thông thường và 6 van IBGT mắc kiểu E chung tạo thành 3 nhánh chữ T như Hình 1.6 [24].

SA1

SB1

SC1

4 A

3 A

4 B

3 B S

3 C

SA2

SB2

SC2

4 C S

Hình 1.6. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha

Nguyên lý hoạt động của bộ biến đổi là dựa vào 2 tụ DC để chia điện áp đầu vào thành 2 thành phần điện áp 𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2 và tạo nên điểm trung tính DC. Điều chỉnh đóng cắt hợp lý các van bán dẫn sẽ cho ra điện áp pha đầu ra có dạng 3 mức: −𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2, 0, +𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2.

Nghịch lưu hình T về cơ bản kết hợp được các ưu điểm của bộ nghịch lưu hai mức như tổn thất dẫn thấp, số lượng linh kiện ít, gọn nhẹ và nguyên tắc hoạt động đơn giản với những ưu điểm của bộ nghịch lưu NPC ba mức như như tổn thất chuyển mạch thấp và chất lượng điện áp đầu ra vượt trội. Do đó, nghịch lưu hình T được coi là một giải pháp thay thế cho nghịch lưu NPC ba mức [22], [24].

IGBT

Diode

RB-IGBT

Nhưng có vấn đề với nghịch lưu hình T, đó là việc xác định cấu hình chuyển mạch AC hai chiều với các van bán dẫn công suất sẵn có. Các chuyển mạch AC phải có khả năng chặn ngược khi chúng được tích hợp trong hệ thống. Hiện nay, van IGBT và MOSFET được sử dụng rộng rãi trong các hệ thống công suất. Tuy nhiên, trong quá trình chuyển mạch, những van công suất này có khả năng chặn ngược chưa cao. Để khắc phục tình trạng này, hai giải pháp khác nhau của cấu hình chuyển mạch AC được thể hiện như trong Hình 1.7(a) và (b) [47].

(a) (b) Hình 1.7. Chuyển mạch AC sử dụng van IGBT+điốt (a) và RB-IGBT (b)

Hình 1.7(a) cho thấy giải pháp thông thường là "IGBT+điốt ". Một điốt được mắc nối tiếp với IGBT thành khối chặn ngược. Phương pháp này có thể áp dụng rộng rãi cho các van IGBT thông thường có sẵn trên thị trường. Tuy nhiên, việc đó dẫn đến là sụt áp trên van khi dẫn cao hơn do có thêm lớp tiếp giáp P-N. Số lượng van bán dẫn tối thiểu cho một chuyển mạch AC là 4 van (2 IGBT và 2 điốt). Cấu trúc bán dẫn của van IGBT thông thường được thể hiện như trong Hình 1.8(a) [47].

Giải pháp sử dụng RB-IGBT (IGBT chặn ngược) đã được đề xuất áp dụng như trong Hình 1.7(b) để đạt hiệu suất cao hơn. Cấu trúc bán dẫn của van RB-IGBT như trong Hình 1.8(b). Như vậy, sẽ có một lớp tiếp giáp PN, tương ứng với một điốt đã được tích hợp sẵn bên trong van RB-IGBT. Như vậy, RB-IGBT có khả năng chặn ngược, điốt chặn ngược là không cần thiết nữa. Do đó, sụt áp trên van khi dẫn sẽ thấp hơn do giảm số lượng lớp tiếp giáp PN từ hai về một. Số lượng van RB IGBT tối thiểu để định hình chuyển mạch hai chiều AC là 2 van [47].

(a) (b) Hình 1.8. Cấu trúc bán dẫn của van IGBT thông thường (a) và RB-IGBT (b)

Theo [47], sụt áp trên van khi dẫn của RB-IGBT giảm khoảng 30% so với IGBT

thông thường + điốt và được thể hiện như trong Hình 1.9.

Hình 1.9. Sụt áp khi dẫn của RB-IGBT và IGBT thông thường

Trong các bộ biến tần hệ thống năng lượng mặt trời thông thường, các van công suất có điện áp 600V hoặc 650V thường được sử dụng cho chuyển mạch AC với cả giải pháp sử dụng IGBT + điốt chặn ngược và RB-IGBT, bởi vì điện áp trên các van là khoảng 1/2 của điện áp DC. Nếu điện áp DC được đặt thành 900V, điện áp tối đa của các van được ước tính là 450V, dường như vẫn có thể quá điện áp ngay cả với van định mức 600V /650V. Hơn nữa, trong ứng dụng công suất cao, đặc biệt là trong các hệ thống năng lượng mặt trời công suất lớn, hiệu năng cao thì yêu cầu biên độ điện áp cao hơn do dòng điện lớn, tốc độ chuyển mạch nhanh nên có thể dễ dàng vượt quá điện áp định mức của van bán dẫn [47].

Chuyển mạch AC với các van công suất 900V là thích hợp cho ứng dụng hệ thống năng lượng mặt trời công suất lớn, hiệu năng cao. Tuy nhiên, các van IGBT 900V có sẵn trên thị trường thường dành cho các ứng dụng tiêu dùng với quy mô nhỏ, rời rạc. Do đó, các van IGBT 1200V được sử dụng cho giải pháp “IGBT+ điốt” như trong cấu hình nghịch lưu hình T [24].

Để khắc phục những nhược điểm của IGBT thông thường, hãng Fuji Electric đã cho ra đời thế hệ môđun IGBT mới (dòng V) với công nghệ RB-IGBT chuyên tích hợp cho cấu trúc nghịch lưu hình T. Cấu trúc van RB-IGBT có ưu điểm là tạo ra cấp điện áp mới dễ dàng hơn. RB-IGBT với các mức điện áp đánh thủng khác nhau dễ dàng phát triển cả về mặt kỹ thuật và thương mại với công nghệ chip đơn. Theo [48] cho thấy, cấu trúc nghịch lưu hình T sử dụng RB-IBGT có tổn thất là ít nhất. Thử nghiệm trong điều kiện đầy tải, hiệu suất có thể đạt tới 98%.

Bảng 1.1. Bảng so sánh tổn thất của các cấu trúc nghịch lưu

Với những ưu điểm đã được chứng minh, luận án đề xuất áp dụng cấu trúc mạch

nghịch lưu hình T sử dụng công nghệ van RB-IGBT của hãng Fuji Electric.

SA1

SB1 SC1

SA4

ICM 2

CPE 2

Lg VS

SA3

DC Source

ICM

SA2

SB2 SC2

SB4 SB3SC4 SC3

ICM 2

CPE 2

1.2.3. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT

Hình 1.10. Cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT

Mạch lực của nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT sẽ phân tích được như sau:

Bảng 1.2. Trạng thái đóng cắt van của pha A

SA1 SA2 SA3 SA4 Trạng 𝑉(cid:3042)(cid:3048)(cid:3047) thái

1AS

1BS

1AS

4AS

3AS

4BS

3BS

2BS

2AS

+Vdc/2

1AS

1BS

1AS

1BS

4AS

3AS

4BS

3BS

2AS

2BS

2AS

2BS

± Vdc

P O N OFF ON ON ON OFF OFF ON ON OFF OFF OFF ON +𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2 0 −𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

1AS

1BS

1AS

1BS

4AS

3AS

4BS

3BS

2AS

2BS

2AS

2BS

1AS

1BS

4AS

3AS

4BS

3BS

2AS

2BS

0 Hình 1.11. Trạng thái đóng cắt của nghịch lưu hình T

Vdc

Vdc/2

0 -Vdc/2

-Vdc

Điện áp đầu ra của cấu trúc thể hiện như Hình 1.12:

Hình 1.12. Dạng điện áp dây đầu ra của nghịch lưu hình T ba pha

Theo [48], bảng 1.3 cho thấy được rõ những ưu điểm của cấu trúc hình T sử dụng

RB_IGBT khi so sánh với các cấu trúc nghịch lưu khác.

Bảng 1.3. Bảng so sánh đặc tính của các cấu trúc nghịch lưu

Như vậy, có thể kết luận là cấu trúc nghịch lưu hình T sử dụng van RB-IGBT là giải pháp rất thích hợp để ứng dụng trong hệ thống nguồn năng lượng phân tán. Cấu trúc này phù hợp với xu thế hiện nay của các hệ thống là yêu cầu công suất lớn hơn, điện áp DC cao đến hơn 900V, tần số điều chế cao.

1.3. Phương pháp điều chế cho nghịch lưu hình T

Hiện tượng dòng rò do điện áp common-mode gây nên và việc cân bằng điện áp trên các tụ DC là những vấn đề cần phải giải quyết đối với nghịch lưu hình T. Nếu không xử lý triệt để, hiện tượng dòng rò có thể gây ra một số ảnh hưởng xấu đến hệ thống như nhiễu điện từ hay các vấn đề an toàn… Còn việc mất cân bằng điện áp trên các tụ DC sẽ ảnh hưởng đến chất lượng điện áp đầu ra và gây nên việc quá điện áp trên van công suât. Theo tiêu chuẩn VDE 0126-01-01 của Đức, dòng rò phải được giới hạn là 30mA [49]. Do vậy, cần phải có phương pháp phù hợp để cải thiện và giới hạn dòng rò ở ngưỡng cho phép. Có 2 giải pháp là giải pháp phần cứng và giải pháp phần mềm. Giải pháp phần cứng sẽ mắc thêm 1 cuộn cảm CM để giảm dòng rò nhưng lại làm tăng kích thước và giá thành [50], [51]. Vì vậy, giải pháp phần mềm là sử dụng các phương pháp điều chế được ưu tiên sử dụng.

Cùng với sự phát triển của nghịch lưu ba mức, các phương pháp điều chế cho nghịch lưu ba mức được nghiên cứu và phát triển rất nhiều. Mục đích điều chế cần hướng tới là tần số đóng cắt thấp, giảm tổn hao đóng cắt, chất lượng điện áp tốt, giảm thiểu tổng độ méo sóng hài THD, đơn giản trong việc điều khiển…Đối với phương pháp điều chế cho nghịch lưu hình T thì yêu cầu quan trọng nhất là phải giảm được điện áp common-mode và cân bằng điện áp trên các tụ DC.

Các phương pháp điều chế cho nghịch lưu ba mức có thể chia thành hai nhóm lớn là

thuật toán dựa trên điều chế SVM và thuật toán dựa trên mức điện áp như ở Hình 1.13:

Hình 1.13. Các phương pháp điều chế cho nghịch lưu ba mức

Kỹ thuật điều chế phổ biến thường được sử dụng là: sinPWM dùng nhiều sóng mang và điều chế véctơ không gian (SVM). Cả hai phương pháp trên đều được thực hiện trong miền thời gian [6], [52].

Theo [53], các dạng sinPWM nhiều sóng mang cơ bản áp dụng cho nghịch lưu ba

mức là:

- Kỹ thuật điều chế với các sóng mang dịch pha (Phase-shift Carrier PWM – PSCPWM) - Kỹ thuật điều chế với sóng mang dịch mức, với các dạng khác nhau về sắp đặt pha giữa các sóng mang với nhau như APOD, POD, PD.

Điều chế với nhiều sóng mang dễ áp dụng và cũng có thể mang lại hiệu quả cao về đảm bảo thành phần sóng hài. Tuy nhiên do các dạng sóng mang là cố định nên muốn thay đổi các chế độ của sơ đồ điều chế để đạt được những mục tiêu khác như tăng khả năng sử dụng điện áp nguồn DC (đạt hệ số biên độ sóng cơ bản mong muốn trên điện áp DC lớn hơn), giảm số lần đóng cắt của khóa bán dẫn bằng các sơ đồ điều chế gián đoạn (Discontinuous PWM), chỉ có thể tác động lên sóng chủ đạo. Các phương pháp cân bằng điện áp trên các tụ DC và giảm mức điện áp common-mode đối với PWM nhiều sóng mang cũng đều phải tác động lên sóng chủ đạo nên rất phức tạp, trong nhiều trường hợp là không khả thi [53], [54]

Phương pháp điều chế véctơ không gian SVM có ưu điểm ở khả năng linh hoạt hơn nhiều so với sinPWM dựa trên sóng mang. SVM có khả năng tạo ra quỹ đạo véctơ mong muốn có dạng bất kỳ nhờ lựa chọn các trạng thái mạch nghịch lưu và các thời gian phù hợp trong một chu kỳ điều chế. Nhờ các trạng thái dư của mạch nghịch lưu

trong việc tạo ra cùng một véctơ điện áp chuẩn, cơ bản đã giải quyết các vấn đề về: tối ưu trạng thái chuyển mạch van bán dẫn, cân bằng điện áp trên các tụ DC [55], [56].

1.4. Phương pháp điều khiển mạch vòng dòng điện

Tuy nhiên, nhược điểm của phương pháp SVM đó là khối lượng tính toán lớn và mức điện áp common-mode vẫn cao. Các nghiên cứu [27] - [35] chỉ đưa ra được thuật toán SVM để giảm thiểu điện áp common-mode. Còn các nghiên cứu [36] - [38] chỉ giải quyết được việc cân bằng điện áp trên các tụ DC. Nghiên cứu [39], [57] đã đưa ra được thuật toán SVM cân bằng được điện áp trên các tụ DC và giảm được điện áp common-mode nhưng chưa áp dụng cho nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT. Vì vậy, luận án đề xuất áp dụng phương pháp điều chế cải tiến FSVM cho nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT nhằm mục đích vừa cân bằng được điện áp trên các tụ DC, vừa giảm được điện áp common-mode.

Trong nhiều nhiệm vụ của hệ thống kết nối các nguồn phân tán thì điều khiển dòng điện đóng vai trò quan trọng. Khả năng đáp ứng và chất lượng chung của hệ thống phụ thuộc phần lớn vào chất lượng của việc áp dụng phương pháp điều khiển dòng điện. Nó đảm bảo những điều kiện cơ bản như đảm bảo độ méo sóng hài thấp, đáp ứng động học tốt, điều chỉnh được điện áp một chiều trung gian và trong một số trường hợp, bộ điều khiển dòng thực hiện luôn cả chức năng điều khiển dòng công suất hai chiều [40], [58].

Bộ điều khiển dòng điện có thể đảm bảo các tiêu chí yêu cầu bằng các phương pháp điều khiển như tuyến tính, phi tuyến, điều khiển thông minh và dự báo. Trong đó, các phương pháp điều khiển tuyến tính như PI [59], PR [60], các phương pháp điều khiển phi tuyến như Hysteresis [61], trượt…[62], [63] và các phương pháp điều khiển hiện đại như điều khiển dự báo MPC [64] cũng đã và đang được ứng dụng trong việc điều khiển mạch vòng dòng điện của bộ nghịch lưu hình T.

Phương pháp tuyến tính thường được sử dụng là bộ điều khiển PI. Bộ điều khiển này có ưu điểm là thiết kế đơn giản, đáp ứng nhanh và khử được sai lệch tĩnh. Tuy nhiên, bộ điều khiển PI có những nhược điểm như: phải biến đổi hệ quy chiếu, chỉ đạt hiệu quả tốt nhất ở quanh điểm làm việc cân bằng mà khi thiết kế lựa chọn do bản thân mô hình hệ thống điều khiển là phi tuyến. Như vậy khi hệ thống xảy các xung động đột ngột do điện áp lưới mất cân bằng hay do chính các nguồn phát biến động thì chắc chắn đáp ứng động học và chất lượng điều khiển sẽ bị suy giảm [63], [64].

Cấu trúc điều khiển cộng hưởng PR (Proportional Resonant) có ưu điểm là không phải biến đổi hệ quy chiếu, không phải tìm cách triệt tiêu thành phần dq. Tuy nhiên, nhược điểm của bộ điều khiển PR đó là vẫn tồn tại sai lệch tĩnh [60], [63].

Bộ điều khiển Hysteresis là một phương pháp điều khiển phi tuyến có khả năng ứng dụng đơn giản trong thực tế. Bộ điều khiển này có đặc điểm là đáp ứng động học tốt, tính bền vững cao, điều khiển đơn giản, tin cậy và không cần biết đến tham số của tải. Tuy nhiên, bộ điều khiển Hysteresis có hạn chế là độ nhấp nhô dòng điện lớn trong chế độ ổn định do đặc tính của bộ điều khiển là khâu rơle có trễ và tần số đóng cắt liên tục, không có sự phối hợp giữa các bộ điều khiển của các pha, nên không có một chiến lược cho việc tạo ra các véctơ không. Do đó, tần số chuyển mạch tăng lên

khi điều khiển với chỉ số điều biến thấp. Ngoài ra điện áp ra sẽ chứa các hài với tần số không phải là bội của tần số cơ bản [63], [65].

Phương pháp điều khiển dự báo (Model Predictive Control-MPC) thuộc lớp phương pháp điều khiển tối ưu số và đã được sử dụng trong lĩnh vực điều khiển quá trình từ những năm 1970. Với sự phát triển mạnh mẽ của công nghệ phần cứng, sự phát triển của các bộ vi xử lý và FPGA đã khiến MPC được ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống biến đổi điện tử công suất, đặc biệt là ứng dụng điều khiển dòng trong bộ biến đổi đa mức như trong [65] - [67] đã trình bày. Nguyên lý làm việc của bộ điều khiển dự báo là tại thời điểm k hiện tại và trên cơ sở cực tiểu hóa một hàm mục tiêu Q nào đó được xây dựng từ chất lượng mong muốn, ta sẽ xác định được dải tín hiệu điều khiển tương lai ui, i = k, k+1,…, k+N. Nhược điểm chính của phương pháp này là phức tạp, đòi hỏi khối lượng tính toán lớn.

Phương pháp điều khiển trượt ứng dụng điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất được đề cập trong nhiều tài liệu chẳng hạn như [68], [69]. Phương pháp điều khiển trượt gồm hai công việc chính: đầu tiên là phải thiết kế hàm chuyển mạch để chuyển động trượt thỏa mãn các đặc tính cần thiết kế, thứ 2 là lựa chọn luật điều khiển để hàm chuyển mạch thu hút về mặt trượt. Nhiệm vụ của điều khiển trượt là phải xác định tín hiệu điều khiển 𝑢(𝑡) = (𝑢(cid:2869)(𝑡), 𝑢(cid:2870)(𝑡), … 𝑢(cid:3040)(𝑡))(cid:3021) để đưa hệ 𝑥̇ = 𝑓(𝑥, 𝑢, 𝑑, 𝑡) tiến về mặt trượt 𝑠(𝑥, 𝑡) = (𝑠(cid:2869)(𝑥, 𝑡), 𝑠(cid:2870)(𝑥, 𝑡), … 𝑠(cid:3040)(𝑥, 𝑡))(cid:3021) = 0 và giữ nó lại trên đó. Mặc dù vậy, do tín hiệu điều khiển tạo ra từ bộ điều khiển trượt lại là hàm không liên tục, nên sẽ tạo ra hiệu ứng rung trong hệ thống. Đây là vấn đề gây tác động không tốt đến ổn định tĩnh trong hệ thống. Bởi vậy, việc nghiên cứu giảm hiệu ứng rung trong hệ điều khiển trượt mang một ý nghĩa ứng dụng vô cùng quan trọng [68], [69]. Đã có nhiều nghiên cứu cải tiến cho phương pháp điều khiển trượt được giới thiệu nhưng các phương pháp này đều còn có hạn chế là vẫn cần điều kiện ràng buộc, ví dụ như là nhiễu phải có tần số thấp (𝑑̇ = 0) [70] - [73] hoặc nhiễu phải có dạng xác định (fixed format) [74] - [76]. Gần đây, theo [77], [78] một bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với bộ quan sát nhiễu DOB được giới thiệu với ưu điểm là không yêu cầu ràng buộc nào khi hàm tiến về hội tụ.

Mỗi phương pháp điều khiển đều có những ưu nhược điểm riêng, tùy theo đặc thù của cấu hình bộ biến đổi và yêu cầu điều khiển mà người thiết kế sẽ chọn lựa phương pháp phù hợp với ứng dụng của mình.

1.5. Định hướng nghiên cứu và dự kiến đóng góp của luận án

Các bộ điều khiển PI và bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC là các phương pháp mà tác giả lựa chọn áp dụng cho mạch vòng điều khiển của bộ nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT. Những nguyên lý cơ bản của các bộ điều khiển này sẽ trình bày ở chương 3 của luận án.

Cấu trúc nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT được cải tiến trực tiếp từ nghịch lưu hình T và nghịch lưu NPC ba mức nên có ưu điểm nổi bật so với các cấu trúc kể trên. Cấu trúc nghịch lưu này gọn nhẹ hơn, có tổn thất ít hơn, có khả năng chặn điện áp ngược tốt hơn các cấu trúc thông thường. Như vậy, việc điều khiển nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT hoạt động trong chế độ nối lưới và độc lập ứng dụng trong hệ thống nguồn phân tán là đối tượng nghiên cứu mà luận án hướng đến.

Luận án tập trung nghiên cứu về phương pháp điều chế cải tiến cho nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT; thiết kế bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC cho mạch vòng điều khiển dòng điện cho nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT với các kết quả và dự kiến đóng góp cho luận án cụ thể như sau:

- Đề xuất áp dụng thuật toán phương pháp điều chế véctơ không gian cải tiến để vừa

1.6. Kết luận

giảm được điện áp common-mode vừa cân bằng được điện áp trên các tụ DC. - Đề xuất áp dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB giúp cho chất lượng bộ điều khiển được đảm bảo dù trong điều kiện lưới mất cân bằng, tải phi tuyến hay nhiễu thay đổi theo thời gian. - Xây dựng mô hình thực nghiệm của nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT và tiến hành các thực nghiệm cần thiết.

Qua các đánh giá, phân tích tại chương 1, luận án đưa ra các đề xuất giải quyết cụ

thể như sau:

- Xây dựng thuật toán điều chế véctơ không gian cải tiến FSVM cho nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT áp dụng cho hệ thống nguồn phân tán ở chế độ nối lưới và chế độ độc lập với công suất lớn và điện áp DC cao đến hơn 900V. Các kết quả nghiên cứu được chứng minh bởi mô phỏng Matlab/Simulink. Vấn đề này sẽ được trình bày cụ thể tại chương 2.

- Ứng dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC cho mạch vòng điều khiển dòng điện của nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT hoạt động ở chế độ nối lưới và độc lập. Các kết quả nghiên cứu được chứng minh bởi mô phỏng Matlab/Simulink và được thể hiện chi tiết tại chương 3 và chương 4.

- Kiểm chứng tính đúng đắn lý thuyết của chương 2, chương 3 và chương 4 thông

qua thực nghiệm. Các kết quả thực nghiệm được trình bày tại chương 5.

CHƯƠNG 2. PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ CHO NGHỊCH

LƯU HÌNH T BA PHA

2.1. Đặt vấn đề

Đối với nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT, điện áp common-mode là nguyên nhân gây nên dòng rò làm giảm tuổi thọ về cách điện, nhiễu điện từ và giảm độ an toàn điện. Do vậy, cần phải có phương pháp điều chế phù hợp để giảm được mức điện áp common-mode và giới hạn dòng rò ở ngưỡng cho phép.

Từ Hình 1.10, mô hình common-mode và dòng rò được thể hiện trong Hình 2.1

như sau:

L i

Vsa

I’A

VAO

L i 2

L g 2

Vsb

VBO

I’B

VCMP

VCMN

Vsc

VCO

I’C

Cf 3

Iac Cf

CPE 2

CPE

ICM

Hình 2.1. Mô hình rút gọn của bộ nghịch lưu hình T ba pha (trái) và mạch

common-mode tuơng đương(phải)

Các phương trình mô tả mô hình common-mode được xây dựng dựa trên các

phương trình vòng áp sử dụng Hình 2.1.

sL I









(2.1)

sL I







sL I







Điện áp common-mode 𝑉(cid:3004)(cid:3014) trong nghịch lưu 3 pha hình T được xác định:

(2.2)

𝑉(cid:3004)(cid:3014) = 𝑉(cid:3027)(cid:3016) =

𝑉(cid:3002)(cid:3016) + 𝑉(cid:3003)(cid:3016) + 𝑉(cid:3004)(cid:3016) 3

Với

V ;

;



 2

 2 Dòng rò 𝐼(cid:3004)(cid:3014) = 𝐼(cid:3027)(cid:3016) trong nghịch lưu 3 pha hình T được xác định: 



(2.3)

s ( )

c s ( )

a 

b C sV PE

Từ các phương trình (2.1), (2.2) và (2.3), ta xác định được điện áp trên tụ rò:

V s ( )

s ( )

V s ( )





(2.4)

 a s

a s

1 a s

a s

b s 







;



3 C

L C C C 3 

L L C C C

L C C

;

C L (

L a );







C 3



Trong đó:

Theo phương trình (2.3), để hạn chế được dòng rò thì cần phải giữ cho điện áp rơi trên tụ rò bằng hằng số. Mà theo phương trình (2.4), điện áp trên tụ rò lại phụ thuộc chủ yếu vào giá trị tụ rò, thành phần thụ động và điện áp common-mode. Do giá trị của tụ rò phụ thuộc vào rất nhiều yếu tố như độ ẩm, thời tiết, bụi…nên để giảm dòng rò, cần phải tác động vào đại lượng điện áp common-mode [26]. Điện áp common-mode lại phụ thuộc vào điện áp đầu ra nghịch lưu, mà điện áp đầu ra nghịch lưu khác nhau với từng phương pháp điều chế xung nên để điều khiển được điện áp common-mode chỉ cần tác động vào luật phát xung. Ứng với mỗi trạng thái chuyển mạch là 1 giá trị tương ứng của 𝑉𝐴𝑂, 𝑉𝐵𝑂, 𝑉𝐶𝑂. Do đó, giá trị của điện áp common-mode sẽ có các mức điện áp khác nhau ứng với từng trạng thái chuyển mạch cụ thể.

Ngoài ra, đối với nghịch lưu hình T ba pha, việc mất cân bằng điện áp trên các tụ DC sẽ gây hiện tượng quá áp trên các van công suất và làm giảm chất lượng sóng hài của dòng điện đầu ra. Vì vậy cũng cần nghiên cứu để có phương pháp điều chế đảm bảo khả năng cân bằng điện áp trên các tụ DC trong quá trình hoạt động của nghịch lưu hình T.

Hình 2.2. Điện áp NP dựa theo trạng thái đóng cắt của véctơ nhỏ loại P và véctơ nhỏ loại N

2.2. Phương pháp điều chế sinPWM

2.2.1. Nguyên lí phương pháp điều chế sinPWM

Hình 2.3 thể hiện nguyên lý của phương pháp điều chế sinPWM. Phương pháp này được thực hiện bằng cách so sánh tín hiệu chuẩn với sóng dạng tam giác có tần số cao để xác định khoảng thời giản điều chế, đóng cắt các van trong mạch lực. Có 2 kỹ thuật thường được sử dụng đó là dịch mức và dịch pha sóng mang [6], [50].

Sóng sin chuẩn

Điện áp ra

Khối so sánh ≥

Xung điều khiển

Xung răng cưa

Hình 2.3. Phương pháp điều chế sin PWM

a. Phương pháp dịch mức sóng mang

Có 3 kiểu bố trí sóng mang, đó là: IPD (In Phase Disposition) Sóng mang cùng pha. POD (Phase Opposite Disposition) Sóng mang đối xứng qua trục thời gian. APOD (Alternative Phase Opposite Disposition) Sóng mang ngược pha giữa hai

sóng mang kề nhau, dịch một góc 180 độ.

Hình 2.4 thể hiện phương pháp dịch mức sóng mang cùng pha như sau:

Hình 2.4. Phương pháp dịch mức sóng mang cùng pha

b. Phương pháp dịch pha sóng mang

Sử dụng hai sóng răng cưa ngược pha nhau (lệch pha 1800) để so sánh với cùng một sóng sin chuẩn như ở Hình 2.5. Mục đích là thu được các tín hiệu điều khiển với từng van của một pha để điều chế được điện áp ra mong muốn.

Hình 2.5. Phương pháp dịch pha sóng mang

2.2.2. Mô phỏng phương pháp điều chế sinPWM cho bộ nghịch lưu hình T 3 pha a. Nguyên lý phát xung

Theo [21], phương pháp dịch pha cho chất lượng sóng hài (THD) của điện áp ra tốt hơn phương pháp dịch mức. Vì vậy, luận án sử dụng phương pháp phát xung để mô phỏng là dịch pha sóng mang. Dễ dàng thấy được cấu trúc hình T được cấu thành từ ba nhánh van hình chữ T nên cùng một thời điểm trong mỗi nhóm van chỉ có 2 van dẫn. Hình 2.6 dưới đây phân tích nguyên lý điều chế phát xung cho nhóm pha SA1, SA2, SA3, SA4, hai nhóm van còn lại tương tự.

Hình 2.6. Nguyên lý phát xung cấu trúc hình T 3 pha

S A1

SA3

S A4

SA2

Uout = Udc/2

Uout = 0

Uout = -Udc/2

SA1

SA3

S A4

S A2

SA2

Uout = 0

Uout = -Udc/2

Uout = Udc/2

Sử dụng một tín hiệu sin mẫu Vref so sánh với 2 sóng mang dịch pha nhau 1800. Nửa chu kỳ đầu việc điều chế cho đóng cắt 2 van SA1 và SA4, nửa chu kỳ sau điều chế cho hai van SA3 và SA2.

Hình 2.7. Trạng thái các van dẫn

b. Kết quả mô phỏng

Bảng 2.1. Thông số mô phỏng phương pháp sinPWM

Giá trị 15kW 700V 380V/50Hz 10kHz 0,68mH/16,31μF/0,141mH 470μF

1nF/1nF Tên thông số Công suất Điện áp DC Điện áp AC Tần số đóng cắt Lọc LCL Tụ điện phía DC Tụ điện CPE/Co

Kịch bản mô phỏng: Chế độ nối lưới ba pha lý tưởng

 Thời gian ngắt R_start là 0,05s  Thời gian phát xung là 0,08s  Thời gian khởi động nguồn dòng là 0,15s

) A ( t n e r r u C

t u p t u O

Time (s)

Hình 2.8. Dòng điện đầu ra sau lọc của phương pháp sinPWM

Hình 2.9. THD dòng điện đầu ra sau lọc của phương pháp sinPWM

) V ( E G A T L O V E D O M

N O M M O C

TIME (s)

Hình 2.10. Điện áp CMV của phương pháp sinPWM

) A ( T N E R R U C E G A K A E L

TIME (s)

) V ( E G A T L O V

TIME (s) Hình 2.12. Đồ thị điện áp trên 2 tụ DC của phương pháp sinPWM

Hình 2.11. Đồ thị dòng rò của phương pháp sinPWM

2.3. Phương pháp điều chế SVM

Nhận xét: Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế sinPWM cho thấy dòng điện đầu ra sau lọc của bộ nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT có dạng hình sin 3 pha đối xứng, phổ THD trung bình của dòng điện đầu ra là 3,76% (< 5% theo tiêu chuẩn IEEE 519- 2014), điện áp common-mode có 5 mức là 0, ±VDC/6, ±VDC/3; với việc lấy tần số cơ bản là 50 Hz, giá trị hiệu dụng của dòng rò đo được là 178,2 mA, dòng rò đỉnh là 0,64A (>> 30 mA theo tiêu chuẩn VDE 0126-01-01), điện áp trên 2 tụ DC cân bằng quanh điểm 350V và có độ lệch tụ lớn nhất ∆𝑈(cid:3030)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051) = 19𝑉 (≈ 2,71%).

2.3.1. Chuyển hệ tọa độ từ abc sang 0αβ

(cid:2870)(cid:3095)

Theo [51], [52] thì có hệ thống điện áp 3 pha như sau:

(cid:2871) (cid:2872)(cid:3095)

(2.5) (cid:4673). 𝑣(cid:3002) = 𝑉(cid:3040) sin(𝜔𝑡). 𝑣(cid:3003) = 𝑉(cid:3040) sin (cid:4672)𝜔𝑡 −

(cid:2871)

(cid:4673). 𝑣(cid:3004) = 𝑉(cid:3040) sin (cid:4672)𝜔𝑡 −

Điện áp trên mỗi pha tải: 𝑣(cid:3002) = 𝑣(cid:3002)(cid:3016) − 𝑣(cid:3027)(cid:3016).

𝑣(cid:3003) = 𝑣(cid:3003)(cid:3016) − 𝑣(cid:3027)(cid:3016).

(2.6)

𝑣(cid:3004) = 𝑣(cid:3004)(cid:3016) − 𝑣(cid:3027)(cid:3016).

Trong hệ thống điện áp 3 pha cần đảm bảo 𝑣(cid:3002) + 𝑣(cid:3003) + 𝑣(cid:3004) = 0, do đó từ (2.6) suy

ra:

(cid:2869)

(2.7)

𝑣(cid:3027)(cid:3016) =

(cid:2871)

(𝑣(cid:3002)(cid:3016) + 𝑣(cid:3003)(cid:3016) + 𝑣(cid:3004)(cid:3016)). Hệ thống điện áp 3 pha có thể được biểu diễn bởi véctơ điện áp:

(cid:2870)

(2.8)

v =

(𝑣(cid:3002) + 𝑎. 𝑣(cid:3003) + 𝑎(cid:2870). 𝑣(cid:3004))

(cid:3118)(cid:3343) (cid:3119) .

(cid:2871) Trong đó: 𝑎 = 𝑒 (cid:3037) Thay 𝑎 = 𝑒 (cid:3037)

(cid:3118)(cid:3343) (cid:3119) và 𝑣(cid:3002) + 𝑣(cid:3003) + 𝑣(cid:3004) = 0 , véctơ điện áp v sẽ được viết lại dưới dạng:

(2.9)

𝑣 = 𝑣(cid:3080) + 𝑗𝑣(cid:3081).

Trong đó:

(cid:2869)

(2.10)

𝑣(cid:3080) = 𝑣(cid:3002). 𝑣(cid:3081) =

(𝑣(cid:3003) − 𝑣(cid:3004)).

√(cid:2871)

Góc pha của véctơ v được xác định bằng:

(2.11)

𝜃 = 𝑎𝑟𝑐𝑡𝑎𝑛

(cid:3049)(cid:3329) (cid:3049)(cid:3328)

(cid:2869)

(cid:2870)

𝑉(cid:3031)(cid:3030) hoặc

(cid:2871)

√(cid:2871)

2.3.2. Quy chuẩn độ dài các véctơ theo mức điện áp 𝑽𝒅𝒄 Tính toán theo phương trình (2.6) và (2.10), có thể thấy rằng với các trạng thái điện áp ra 𝑣(cid:3002)(cid:3015), 𝑣(cid:3003)(cid:3015), 𝑣(cid:3004)(cid:3015) là {1/2, 0, -1/2}𝑉(cid:3031)(cid:3030) thì véctơ điện áp ra có độ dài bằng 0, (cid:2869) 𝑉(cid:3031)(cid:3030). Một vài tính toán trong bảng 2.2 dưới đây sẽ chứng minh điều 𝑉(cid:3031)(cid:3030), (cid:2871) đó.

Bảng 2.2. Véctơ điện áp ra

|v|

𝑣(cid:3027)(cid:3016)

𝑣(cid:3080)

𝑣(cid:3081)

𝑣(cid:3002)(cid:3016)

𝑣(cid:3004)(cid:3016) 0

𝑣(cid:3003)(cid:3016) 0

0 𝑉(cid:3031)(cid:3030)/6

0 𝑉(cid:3031)(cid:3030)/3

0 𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

−𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

𝑉(cid:3031)(cid:3030)

2√3 1

𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

−𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

𝑉(cid:3031)(cid:3030)/2

𝑉(cid:3031)(cid:3030)/6

𝑉(cid:3031)(cid:3030)/3

𝑉(cid:3031)(cid:3030)

√3 2 3

√3

……

(cid:2869)

(cid:2871)

Với việc quy chuẩn độ dài các véctơ theo mức điện áp

𝑉(cid:3031)(cid:3030), có thể biểu diễn véctơ điện áp rất thuận lợi cho tính toán sau này. Các giá trị tính toán theo công thức (2.10) sẽ trở thành:

(2.12) 𝑣(cid:3080) = 3𝑣(cid:3002)

𝑣(cid:3081) = √3(𝑣(cid:3003) − 𝑣(cid:3004))

Lợi ích của việc quy chuẩn theo (2.12) chính là véctơ không gian sẽ được tạo thành từ các tam giác đều với cạnh bằng 1. Đối với nghịch lưu hình T ba pha, mỗi pha có 3 mức điện áp ra, nên có 3(cid:2871) = 27 trạng thái đóng cắt của các van.

2.3.3. Tính toán môđun và góc pha của véctơ điện áp ra

Từ các phương trình (2.6), (2.7), tính toán theo mức điện áp của mỗi pha đầu ra quy chuẩn theo (2.12), sẽ thu được môđun và góc pha của véctơ điện áp ra v như trong Bảng 2.3. Từ 27 chuyển mạch có thể tạo ra 19 véctơ điện áp, kể cả véctơ không. Các véctơ từ 1→6 có độ dài bằng 1.𝑉(cid:3031)(cid:3030), được gọi là các véctơ nhỏ. Mỗi véctơ nhỏ ứng với hai trạng thái van dẫn trong sơ đồ mạch lực. Các véctơ trùng lặp này có thể dùng cho mục đích cân bằng điện áp trên các tụ DC trong quá trình điều chế. Các véctơ được đánh số lẻ từ 7→17 là những véctơ lớn, có độ dài bằng 2. 𝑉(cid:3031)(cid:3030). Các véctơ được đánh số chẵn từ 8→18 có độ dài là √3. 𝑉(cid:3031)(cid:3030) là những véctơ trung bình. Bảng 2.3. Bảng tính toán môđun và góc pha của véctơ điện áp ra

No Góc 𝜃 𝑣(cid:3027)(cid:3015) 𝑣(cid:3002) 𝑣(cid:3003) 𝑣(cid:3004) V(đã quy chuẩn)

𝑉(cid:2868) 𝑉(cid:2868) 𝑉(cid:2868)

𝑉(cid:2869) Mức điện áp (pha A,B,C) (OOO) (NNN) (PPP) (POO) (ONN) 0 0 0 1/3 1/3 0 0 0 -1/6 -1/6 0 0 0 -1/6 -1/6 0 -1/2 1/2 1/6 -1/3 0 0 0 1+j0 1+j0 0 0 0 0 0

(PPO) 1/6 1/6 -1/3 1/3 60 + 𝑗

𝑉(cid:2870)

(OON) -1/6 1/6 1/6 -1/3 60 + 𝑗

(OPO) 1/6 -1/6 1/3 -1/6 120 + 𝑗 −

𝑉(cid:2871) (NON) -1/6 1/3 -1/6 -1/3 120 + 𝑗 −

𝑉(cid:2872) (OPP) (NOO) -1/3 -1/3 1/6 1/6 1/6 1/6 1/3 -1/6 √3 1 2 2 √3 1 2 2 √3 1 2 2 √3 1 2 2 -1+j0 -1+j0 180 180

(OOP) -1/6 -1/6 1/3 1/6 -120 − − 𝑗

𝑉(cid:2873)

(NNO) -1/3 -1/6 -1/6 1/3 -120 − − 𝑗 1 2 1 2 √3 2 √3 2

(POP)

1/3

1/6

-1/3

1/6

-60

− 𝑗

𝑉(cid:2874)

(ONO)

-1/6

1/6

-1/3

1/6

-60

− 𝑗

(PNN)

-1/6

2/3

-1/3

√3 1 2 2 √3 1 2 2 2(1+j0)

𝑉(cid:2875)

(PPN)

1/6

1/3

-2/3

𝑉(cid:2877)

+ 𝑗

)

1 2

√3 2

2(−

(NPN)

-1/6

-1/3

2/3

-1/3

120

𝑉(cid:2869)(cid:2869)

)

+ 𝑗

(NPP)

1/6

-2/3

1/3

180

𝑉(cid:2869)(cid:2871)

2(−

(NNP)

-1/6

-1/3

2/3

-120

𝑉(cid:2869)(cid:2873)

− 𝑗

)

1 2 √3 2 2(-1+j0) 1 2 √3 2

(PNP)

1/6

1/3

-2/3

1/3

-60

𝑉(cid:2869)(cid:2875)

)

− 𝑗

1 2

√3(

(PON)

1/2

-1/2

𝑉(cid:2876)

+ 𝑗

)

(OPN)

1/2

-1/2

𝑉(cid:2869)(cid:2868)

√3 2 √3 2 1 2 √3(0 + 𝑗1)

√3(−

√3 2

(NPO)

-1/2

1/2

150

𝑉(cid:2869)(cid:2870)

+ 𝑗

)

1 2

√3(−

√3 2

(NOP)

-1/2

1/2

-150

𝑉(cid:2869)(cid:2872)

)

− 𝑗

(ONP)

-1/2

1/2

-90

𝑉(cid:2869)(cid:2874)

1 2 √3(0 − 𝑗1)

√3(

(PNO)

1/2

-1/2

-30

𝑉(cid:2869)(cid:2876)

− 𝑗

)

√3 2 1 2

2.3.4. Hình thành không gian véctơ trên hệ tọa độ 0αβ

Đồ thị các véctơ điện áp được biển diễn trên hệ tọa độ 0αβ cho trên Hình 2.13. Từ đồ thị có thể thấy 6 véctơ lớn chia mặt phẳng ra làm 6 góc phần sáu. Trong mỗi góc phần 6 này các véctơ nhỏ và trung bình lại chia ra làm 4 tam giác đều, mỗi tam giác

(cid:2869)

(cid:2871)

đều có đỉnh là điểm cuối của các véctơ. Quy chuẩn độ dài các véctơ theo

(O,P,N) V10

(N,P,N) V11

(P,P,N) V9

(P,O,N) V8

(N,P,O) V12

(O,P,O) (N,O,N) V3

4 (P,P,O) (O,O,N) V2

(N,P,P) V13

(P,N,N) V7

2 (P,O,O) (O,N,N) V1

(O,P,P) (N,O,O) V4

(0,0,0) V0

(P,N,O) V18

(N,O,P) V14

(P,O,P) (O,N,O) V6

(O,O,P) (N,N,O) V5

(N,N,P) V15

(P,N,P) V17

(O,N,P) V16

𝑉(cid:3031)(cid:3030), các tam giác đều có cạnh bằng 1. Hệ thống các tam giác đều này là cơ sở cho phép điều chế véctơ không gian.

Hình 2.13. Đồ thị véctơ không gian xây dựng từ Bảng 2.3

Z1x

Z2y

Z2x

Z3x

Z3y

Z1y

2.3.5. Xác định vị trí của véctơ điện áp ra v trong sector lớn

Hình 2.14. Ba hệ tọa độ không vuông góc tạo nên các góc phần sáu

Véctơ điện áp ra mong muốn sẽ nằm trong một trong sáu góc phần sáu. Trước

(cid:4673) lên hai véctơ biên của góc phần hết cần xác định hình chiếu của của véctơ 𝒗 = (cid:4672)(cid:3049)(cid:3328) (cid:3049)(cid:3329)

(cid:2869)

(cid:2870)

(cid:4673) với ma trận biến đổi 𝑀(cid:2869), 𝑀(cid:2870), 𝑀(cid:2871) như sau: sáu. Có thể thấy rằng sáu góc phần sáu được tạo nên bởi ba hệ tọa độ không vuông góc (𝑍(cid:2869)(cid:3051), 𝑍(cid:2869)(cid:3052)), (𝑍(cid:2870)(cid:3051), 𝑍(cid:2870)(cid:3052)), (𝑍(cid:2871)(cid:3051), 𝑍(cid:2871)(cid:3052)) như Hình 2.14. Vậy hình chiếu của véctơ điện áp ra lên các véctơ biên có thể thu được từ phép chiếu các tọa độ α, β lên các hệ tọa độ tương ướng 𝑍(cid:2869), 𝑍(cid:2870), 𝑍(cid:2871). Điều này có thể thu được bằng phép nhân hệ tọa độ vuông góc 𝒗 = (cid:4672)(cid:3049)(cid:3328) (cid:3049)(cid:3329)

√(cid:2871) (cid:2870)

√(cid:2871) (cid:2869)

√(cid:2871)

1 − 0 1 (cid:4685) (cid:4685) 𝑀(cid:2870) = (cid:4684) (cid:4685) 𝑀(cid:2871) = (cid:4684) 𝑀(cid:2869) = (cid:4684) 0 −1 − −1

(cid:2869)

(cid:2870)

Sau khi nhân, ta thu được kết quả sau đây:

√(cid:2871) (cid:2870)

√(cid:2871) (cid:2869)

√(cid:2871) 𝑍(cid:2871)(cid:3052) = −𝑣(cid:3080) −

√(cid:2871)

𝑍(cid:2869)(cid:3051) = 𝑣(cid:3080) − 𝑣(cid:3081) 𝑍(cid:2870)(cid:3051) = 𝑣(cid:3080) + 𝑣(cid:3081) 𝑍(cid:2871)(cid:3051) = (cid:4688) (cid:4688) (cid:4688) 𝑣(cid:3081) (cid:2869) 𝑍(cid:2869)(cid:3052) = 𝑣(cid:3081) 𝑍(cid:2870)(cid:3052) = −𝑣(cid:3080) + 𝑣(cid:3081) 𝑣(cid:3081)

Tuy nhiên, việc tính toán các hình chiếu lên các hệ tọa độ Z có thể thực hiện bằng

(cid:2869)

thuật toán đơn giản sau đây:

√(cid:2871)

Đặt 𝑡𝑚𝑝 = 𝑣(cid:3081), các thành phần còn lại có thể được xác định ngay như sau:

 𝑍(cid:2869)(cid:3051) = 𝑣(cid:3080) − 𝑡𝑚𝑝  𝑍(cid:2869)(cid:3052) = 2𝑡𝑚𝑝  𝑍(cid:2870)(cid:3051) = 𝑣(cid:3080) + 𝑡𝑚𝑝  𝑍(cid:2870)(cid:3052) = −𝑣(cid:3080) + 𝑡𝑚𝑝  𝑍(cid:2871)(cid:3051) = 2𝑡𝑚𝑝  𝑍(cid:2871)(cid:3052) = −𝑣(cid:3080) − 𝑡𝑚𝑝

Sau khi xác định được các tọa độ 𝑍(cid:3036)(cid:3037), vị trí các góc phần sáu (sector) được xác

định theo Bảng 2.4.

z1x.z1y < 0

z1x.z1y  0

z2x.z2y < 0

z2x.z2y  0

z1x<0

z1x0

z3x<0

z2x<0

z3x0

z2x0

Bảng 2.4. Bảng xác định vị trí các góc phần sáu

Sec VI Sec III Sec V Sec II Sec IV Sec I

2.3.6. Xác định vị trí của véctơ điện áp v trong các tam giác con

Trong mỗi góc phần sáu cần xác định véctơ nằm trong tam giác con nào. Ví dụ véctơ điện áp ra nằm trong góc phần sáu I (Sector I) như trên Hình 2.14. Theo đó ta xác định hai hệ số 𝑚(cid:2869), 𝑚(cid:2870) là tỷ lệ hình chiếu của véctơ điện áp ra lên hai véctơ lớn xác định góc phần sáu.

𝑚(cid:2869) = (2.13)

𝑚(cid:2870) = 𝑍(cid:2869)(cid:3051) |𝑉(cid:2869)| 𝑍(cid:2870)(cid:3051) |𝑉(cid:2870)|

Trong đó: |𝑉(cid:2869)|, |𝑉(cid:2870)| là độ dài quy chuẩn của véctơ lớn. Trường hợp cụ thể cho sơ đồ ba mức, mỗi góc phần sáu chỉ gồm 4 tam giác con, dựa vào 𝑚(cid:2869), 𝑚(cid:2870) xác định véc tơ điện áp ra thuộc tam giác con nào, như trong Bảng 2.5. Phép tổng hợp véctơ điện áp ra theo các tam giác con trong mỗi góc phần sáu có một ưu điểm lớn. Đó là khi ứng với hệ số điều chế thấp, khi véctơ điện áp ra nằm trong lục giác đều nhỏ (đỉnh của các véc tơ nhỏ V1→V6) thì phép điều chế sẽ chỉ dùng những véctơ nhỏ này, như vậy số lần chuyển mạch van bán dẫn sẽ ít hơn, sóng hài điện áp ra sẽ tốt hơn trong toàn bộ dải điều chế.

Bảng 2.5. Bảng xác định tam giác con trong các góc phần sáu

𝑚(cid:2869), 𝑚(cid:2870)

Tam giác 1

𝑚(cid:2869) < 1 𝑚(cid:2870) < 1 𝑚(cid:2869) + 𝑚(cid:2870) ≤ 1

2 𝑚(cid:2869) ≥ 1 2 ≥ 𝑚(cid:2869) + 𝑚(cid:2870) > 1

𝑚(cid:2869) < 1 𝑚(cid:2870) ≤ 1 2 ≥ 𝑚(cid:2869) + 𝑚(cid:2870) > 1 𝑚(cid:2869) ≥ 0 𝑚(cid:2870) > 1 2 ≥ 𝑚(cid:2869) + 𝑚(cid:2870) > 1

2.3.7. Tính toán hệ số điều chế (thời gian sử dụng các véctơ trong mỗi chu kì điều chế Ts)

Khi véctơ điện áp đầu ra nằm trong một tam giác con bất kỳ, có thể tổng hợp véctơ điện áp ra từ ba véctơ đỉnh của tam giác này. Phương pháp này gọi là dùng các véctơ gần nhất (Nearest Vector Modulation). Vấn đề chính ở đây là phép tổng hợp phải được thực hiện sao cho quá trình điều chế có nghĩa, nghĩa là hệ số điều chế phải nhỏ hơn hoặc bằng 1. Do véctơ điện áp được tổng hợp từ ba véctơ đỉnh của tam giác con nên ta sẽ phải tính toán ba hệ số điều chế tương ứng là 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871). Quá trình điều chế sử dụng 2 đại lượng 𝑚(cid:3034), 𝑚(cid:3035) được định nghĩa như sau:

(2.14)

𝑚(cid:3034) = 𝑚(cid:2869) − [|𝑚(cid:2869)|] = 𝑚(cid:2869) − 𝑘(cid:3034) 𝑚(cid:3035) = 𝑚(cid:2870) − [|𝑚(cid:2870)|] = 𝑚(cid:2870) − 𝑘(cid:3035)

Trong đó: 𝑘(cid:3034) = [|𝑚(cid:2869)|], 𝑘(cid:3035) = [|𝑚(cid:2870)|] là chỉ số nguyên nhỏ nhất của các giá trị

tuyệt đối tương ứng.

Quá trình tính toán 2 đại lượng 𝑚(cid:3034), 𝑚(cid:3035) được thể hiện trên Hình 2.15

Hình 2.15. Quá trình tính toán 𝑚(cid:3034), 𝑚(cid:3035)

Sau khi xác định được 𝑚(cid:3034), 𝑚(cid:3035), việc tiếp theo là tổng hợp véctơ điện áp ra từ ba

véctơ đỉnh của tam giác con. Quá trình tổng hợp diễn ra như sau:

Hình 2.16. Tổng hợp véctơ điện áp ra từ 3 véctơ đỉnh của tam giác con

Tổng hợp véctơ v(cid:2869):  v(cid:2869) = 𝑝(cid:2869) + 𝑚(cid:3034) + 𝑚(cid:3035)  𝑚(cid:3034) = 𝑚(cid:3034)(𝑝(cid:2870) − 𝑝(cid:2869)), 𝑚(cid:3035) = 𝑚(cid:3035)(𝑝(cid:2871) − 𝑝(cid:2869))  v(cid:2869) = 𝑝(cid:2869) + 𝑚(cid:3034)(𝑝(cid:2870) − 𝑝(cid:2869)) + 𝑚(cid:3035)(𝑝(cid:2871) − 𝑝(cid:2869))  v(cid:2869) = (cid:3435)1 − 𝑚(cid:3034) − 𝑚(cid:3035)(cid:3439)𝑝(cid:2869) + 𝑚(cid:3034)𝑝(cid:2870) + 𝑚(cid:3035)𝑝(cid:2871) Biểu thức cuối cùng có nghĩa là 𝑑(cid:2870) = 𝑚(cid:3034) là thời gian sử dụng véctơ 𝑝(cid:2870), 𝑑(cid:2871) = 𝑚(cid:3035)

là thời gian sử dụng véctơ 𝑝(cid:2871), 𝑑(cid:2869) = 1 − 𝑚(cid:3034) − 𝑚(cid:3035) là thời gian sử dụng véctơ 𝑝(cid:2869).

Tương tự tổng hợp véctơ v(cid:2870):

 v(cid:2870) = 𝑝(cid:2872) + (cid:3435)1 − 𝑚(cid:3034)(cid:3439)(𝑝(cid:2871)−𝑝(cid:2872)) + (1 − 𝑚(cid:3035))(𝑝(cid:2870)−𝑝(cid:2872))  v(cid:2870) = (cid:3435)𝑚(cid:3034) + 𝑚(cid:3035) − 1(cid:3439)𝑝(cid:2872) + (cid:3435)1 − 𝑚(cid:3034)(cid:3439)𝑝(cid:2871) + (1 − 𝑚(cid:3035))𝑝(cid:2870) Trong đó (1 − 𝑚(cid:3035)) là thời gian sử dụng véctơ 𝑝(cid:2870), (1 − 𝑚(cid:3034)) là thời gian sử dụng

véc tơ 𝑝(cid:2871), (𝑚(cid:3034) + 𝑚(cid:3035) − 1) là thời gian sử dụng véctơ 𝑝(cid:2872).

Do trong không gian véctơ có 24 tam giác con nên khối lượng tính toán hệ số điều

chế sẽ rất lớn. Vì vậy, để đơn giản hơn, ta sẽ sử dụng hai quy luật sau đây:

 Trong các Sector lẻ và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1) hoặc trong các Sector chẵn và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 0), các tam giác con 1 và 3 được tổng hợp ngược chiều kim đồng hồ, các tam giác con 2 và 4 được tổng hợp cùng chiều kim đồng hồ.

 Trong các Sector chẵn và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1) hoặc trong các Sector lẻ và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 0), các tam giác con 1 và 3 được tổng hợp cùng chiều kim đồng hồ, các tam giác con 2 và 4 được tổng hợp ngược chiều kim đồng hồ. Như vậy, khi sử dụng hai quy luật trên, ta chỉ việc tính toán hệ số điều chế cho 4 tam giác con trong Sector I trong hai trường hợp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1) và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870)(𝑚 = 0), các Sector còn lại chỉ cần quan sát không gian véctơ và thay các véctơ tương ứng.

2.3.8. Cân bằng điện áp trên 2 tụ DC Cân bằng điện áp trên các tụ DC luôn là vấn đề phải đặt ra với nghịch lưu đa mức. Việc mất cân bằng điện áp giữa các tụ sẽ dẫn đến các mức điện áp ở đầu ra bộ biến đổi không còn như mong muốn. Có nhiều lí do dẫn đến mất cân bằng điện áp trên tụ, ví dụ như giá trị tụ C1, C2 có sai lệch về trị số trong quá trình hoạt động là một trong các nguyên nhân chính [36], [37], [80].

Thuật toán cân bằng điện áp trên tụ một chiều sử dụng các véctơ điện áp dư trong khi điều chế véctơ không gian. Khi thay đổi việc sử dụng các véctơ điện áp dư dẫn đến sự thay đổi về thứ tự đóng cắt van trong 1 chu kì. Do đó, hai thứ tự đóng cắt khác nhau sẽ được sử dụng trong hai trường hợp khác nhau, với mục đích cân bằng điện áp trên tụ.

Phân tích quá trình điều chế có thể thấy rằng các véctơ 𝑉(cid:2869), 𝑉(cid:2870), 𝑉(cid:2871), 𝑉(cid:2872), 𝑉(cid:2873), 𝑉(cid:2874) ứng với 2 trạng thái van. Dễ thấy rằng các trạng thái thái (POO), (PPO), (OPO), (OPP), (OOP), (POP) sẽ có tác động trực tiếp đến tụ C1. Ngược lại các trạng thái (ONN), (OON), (NON), (NOO), (NNO), (ONO) sẽ tác động trực tiếp đến tụ C2.

Bảng 2.6. Xác định trạng thái van 𝑉(cid:2869) → 𝑉(cid:2874) theo yêu cầu nạp xả tụ

C1 Xả Nạp

C2 Nạp Xả

𝑉(cid:2869) POO ONN

𝑉(cid:2870) PPO OON

𝑉(cid:2871) OPO NON

𝑉(cid:2872) OPP NOO

𝑉(cid:2873) OOP NNO

𝑉(cid:2874) POP ONO

Từ Bảng 2.6 có thể xác định các trường hợp mất cân bằng điện áp giữa 2 tụ C1

và C2 từ đó thực hiện điều khiển để cân bằng điện áp trên 2 tụ.

Start

Đo điện áp trên các tụ C1,C2

Uc1>Uc2

Yes

Xả tụ C1

Xả tụ C2

Hình 2.17. Thuật toán cân bằng điện áp trên tụ

2.3.9. Tính toán hệ số điều chế thực hiện nhánh van mạch nghịch lưu trong mỗi chu kì điều chế Ts

Do trạng thái đóng cắt của các van SA1 và SA4; SA2 và SA3 luôn ngược nhau. Mặt khác, hai van SA1 và SA2 không thể cùng dẫn nên ta sẽ chỉ cần điều chế xung cho hai van SA1 và SA2, xung cấp cho van SA4 sẽ là đảo của xung cấp cho SA1, xung cấp cho van SA3 sẽ là đảo của xung cấp cho SA2. Thực hiện tương tự cho các van còn lại của hai pha B và C.

Trong quá trình tính toán hệ số điều chế thực hiện nhánh van mạch nghịch lưu

 Cân bằng điện áp trên hai tụ DC.  Tối ưu trạng thái đóng cắt của các van bán dẫn.  Tối thiểu sóng hài do bộ biến đổi tạo ra.

2.4. Các phương pháp điều chế cấp xung cho van.

trong mỗi chu kì điều chế Ts cần quan tâm đến ba vấn đề chính:

2.4.1. Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn

a. Khái niệm Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn [37] là phương pháp điều chế mà trạng thái của các véctơ (ba véctơ gần nhất với véctơ điện áp ra) được lặp lại sau mỗi nửa chu kì đóng cắt. Phương pháp này sử dụng cả hai trạng thái của các véctơ nhỏ.

b. Ưu và nhược điểm của phương pháp Thông qua việc sử dụng cả hai trạng thái của véctơ nhỏ giúp tối ưu trạng thái đóng cắt các van, từ đó làm giảm tổn thất trên van và làm giảm sóng hài của điện áp đầu ra. Tuy nhiên, sử dụng cả hai trạng thái của véctơ nhỏ sẽ ảnh hưởng đến vấn đề cân bằng điện áp trên 2 tụ DC.

c. Quá trình thực hiện Sau khi nắm được nguyên lý tổng hợp véctơ điện áp ra theo phương pháp véctơ gần nhất, ta xác định trình tự đóng cắt các van tối ưu nhất (số lần chuyển mạch ít nhất) ứng với từng tam giác trong từng góc phần sáu trong cả hai trường hợp:

𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1) và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 0).

Xét ví dụ cho tam giác 2, sector I trong trường hợp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1):

Hình 2.18. Thuật toán cân bằng điện áp tụ bằng SVM

Véctơ điện áp ra v được tổng hợp từ ba véctơ gần nhất là 𝑉(cid:2869), 𝑉(cid:2875), 𝑉(cid:2876). Có nhiều cách sắp xếp thứ tự ba véctơ này, tuy nhiên, thứ tự tối ưu là thứ tự mà các van sẽ phải chuyển mạch ít nhất trong một chu kì điều chế để giảm thiểu tổn thất trên van. Điều này sẽ được cụ thể hóa qua việc tối ưu số lần chuyển trạng thái của ba pha A, B, C. Có nghĩa là nếu các pha chuyển trạng thái càng ít thì các van cũng sẽ giảm được số lần đóng cắt.

Bảng 2.7. Bảng chuyển trạng thái của 3 véc tơ 𝑉(cid:2869), 𝑉(cid:2875), 𝑉(cid:2876)

𝑉(cid:2869) P O O

𝑉(cid:2875) P O N

𝑉(cid:2876) P N N

∗ 𝑉(cid:2869) O N N

Pha A Pha B Pha C Như vậy thì thứ tự tối ưu sẽ là: 𝑉(cid:2869) → 𝑉(cid:2875) → 𝑉(cid:2876) → 𝑉(cid:2869)

∗ hoặc 𝑉(cid:2869)

∗ → 𝑉(cid:2876) → 𝑉(cid:2875) → 𝑉(cid:2869). Đây là trật tự mà mỗi lần chuyển mạch, các pha chỉ chuyển trạng thái một lần. Các trật tự khác sẽ đòi hỏi các pha chuyển trạng thái hai đến ba lần trong mỗi chu kỳ. Để tối thiểu sóng hài, ta sẽ thực hiện phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn. Hình 2.16 dưới đây sẽ minh họa phương pháp điều chế SVM 8- Đoạn ứng với tam giác 2, sector I.

Hình 2.19. Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn ứng với tam giác 2, sector I, m=1

Với phương pháp điều chế SVM 8- Đoạn này, ta sẽ giảm thiểu được sóng hài trong quá trình điều chế. Tuy nhiên, để tối ưu trạng thái chuyển mạch giữa các pha thì ta sẽ phải sử dụng các trạng thái dư của các véctơ nhỏ. Điều này sẽ ảnh hưởng đến sự cân bằng điện áp trên tụ, nhưng do hệ số điều chế của các véctơ nhỏ ứng với trạng thái dư này khá nhỏ so với cả chu kì điều chế nên điện áp trên 2 tụ DC vẫn đảm bảo sự cân bằng. Như trong Hình 2.15, ta đã sử dụng 2 trạng thái (POO) và (ONN) của véctơ 𝑉(cid:2869). Từ Hình 2.16, xác định hệ số điều chế cho 3 van SA1, SB2, SC2 lần lượt như sau

(2.15)

(sử dụng nguyên tắc so sánh 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871) ≥ 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐): 𝑑𝑎1 = 𝑑(cid:2869) + 𝑑(cid:2870) + 𝑑(cid:2871)/2 𝑑𝑏2 = 𝑑(cid:2869) + 𝑑(cid:2871)/2 𝑑𝑐2 = 𝑑(cid:2871)/2

Tổng hợp cho toàn bộ Sector I, có bảng thứ tự đóng cắt các véctơ sau:

Bảng 2.8. Bảng thứ tự đóng cắt các véctơ trong Sector I

Sector Tam giác Trạng thái

1 Trạng thái trên tụ 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

2 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

3 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

4 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870) (OOO)-(POO)-(PPO)-(PPP)- (PPP)-(PPO)-(POO)-(OOO) (OOO)-(OON)-(ONN)-(NNN)- (NNN)-(ONN)-(OON)-(OOO) (POO)-(PON)-(PNN)-(ONN)- (ONN)-(PNN)-(PON)-(POO) (ONN)-(PNN)-(PON)-(POO)- (POO)-(PON)-(PNN)-(ONN) (PPO)-(POO)-(PON)-(OON)- (OON)-(PON)-(POO)-(PPO) (ONN)-(OON)-(PON)-(POO)- (POO)-(PON)-(OON)-(ONN) (PPO)-(PPN)-(PON)-(OON)- (OON)-(PON)-(PPN)-(PPO) (OON)-(PON)-(PPN)-(PPO)- (PPO)-(PPN)-(PON)-(OON)

Từ Bảng 2.8, ta sẽ thu được các mẫu xung cấp cho các van như sau:

Tam giác 1, m = 1 PPO PPO

PPP

Tam giác 1, m = 0 ONN ONN

NNN

OOO

POO

OOO

OON

OOO

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Tam giác 2, m = 0 PON PON

POO

ONN

PNN

ONN

Tam giác 2, m = 1 PNN PNN

ONN

POO

PON

POO

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

ONN

OON

ONN

Tam giác 3, m = 0 PON PON

POO

PPO

POO

Tam giác 3, m = 1 PON PON

OON

POO

PPO

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

PPO

PPN

Tam giác 4, m = 1 PON PON

OON

PPN

PPO

OON

PON

OON

Tam giác 4, m = 0 PPN PPN

PPO

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

d2/2

d3/2

d1/4

d3/2

d2/2

d1/4

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Hình 2.20. Mẫu xung cấp cho van

Từ các mẫu xung cấp cho van, có thể tính toán hệ số điều chế cấp cho các van và được tổng hợp trong Bảng 2.9 dưới đây (sử dụng nguyên tắc so sánh 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871) ≥ 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐). Chú ý rằng, khi sử dụng nguyên tắc so sánh 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871) ≥ 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐 sẽ thu được dạng xung nằm ở hai bên. Do đó, đối với những mẫu xung trong Hình 2.17 nào mà nằm ở giữa thì sau khối so sánh sẽ được lấy đảo để thu được mẫu xung mong muốn.

Bảng 2.9. Bảng tính toán hệ số điều chế cấp cho các van

Tam giác Uc1>Uc2 (m=1) Uc2>Uc1 (m=0)

da1=d3/2 da2=0 da1=0 da2=d1+d2+d3/2

1 db2=0 db1=0 db1=d1+d3/2 db2=d1+d3/2

dc1=d1+d2+d3/2 dc2=0 dc1=0 dc2=d3/2

da1=d1/2+d2+d da2=0 da1= d3/2 da2=0

db1=0 db1= 0 db2=d1+d3/ db2=d1+d3/2 2

dc1= 0 dc2= d3/2 dc1=0 dc2=d1+d2+d3/2

da2=0 da2=0 da1=d1+d2+d3/ da1=d1+d3/2 2 3

db2=0 db1=0 db1= d3/2 db2=d3/2

dc1=0 dc2=d1+d3/2 dc1= 0 dc2=d1+d2+d3/2

da2=0 da2= 0 da1=d1+d2+d3/ da1= d3/2 2 4

db2=0 db2=0 db1=d1+d3/2 db1=d1+d3/2

dc1=0 dc2= d3/2 dc1=0 dc2=d1+d2+d3/3

2.4.2. Phương pháp điều chế SVM 6- Đoạn

a. Khái niệm Phương pháp điều chế SVM 6- Đoạn [37] là phương pháp điều chế trong mỗi chu kì điều chế, duy nhất chỉ có hai van phải chuyển trạng thái. Phương pháp này sẽ được thực hiện theo nguyên tắc: trong trường hợp điện áp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1) ta sẽ chỉ chọn các trạng thái (POO), (PPO), (OPO), (OPP), (OOP), (POP). Ngược lại, trong trường hợp điện áp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 0), ta sẽ chỉ chọn các trạng thái (ONN), (OON), (NON), (NOO), (NNO), (ONO) của các véctơ điện áp nhỏ.

b. Ưu và nhược điểm của phương pháp Do trong mỗi chu kì điều chế chỉ có hai van phải chuyển trạng thái nên tổn thất trên van sẽ tự động giảm xuống chỉ còn tầm 2/3 giá trị tổn thất ban đầu. Ngoài ra, việc

sử dụng hai trạng thái riêng biệt của các véctơ nhỏ trong hai trường hợp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 1) và 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870) (𝑚 = 0) sẽ giúp cân bằng điện áp trên 2 tụ DC tốt hơn, tuy nhiên cũng sẽ làm tăng sóng hài của điện áp đầu ra.

c. Quá trình thực hiện Phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn vẫn sẽ tổng hợp véctơ điện áp ra theo phương pháp véctơ gần nhất. Trong phương pháp này trạng thái của các véctơ sẽ được sắp xếp sao cho mẫu xung cấp cho các van SA1, SB1, SC1 đều nằm ở giữa, còn mẫu xung cấp cho các van SA2, SB2, SC2 sẽ nằm ở hai bên. Ta quy ước nguyên tắc so sánh như sau: đối với các van SA1, SB1, SC1 ta sẽ áp dụng nguyên tắc so sánh 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐 > 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871), đối với các van SA2, SB2, SC2 sẽ áp dụng nguyên tắc 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐 < 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871). Xét ví dụ véctơ điện áp ra nằm trong tam giác 2, Sector I, do trong trường hợp điện áp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) > 𝑈(cid:3030)(cid:2870) ta sẽ chỉ chọn các trạng thái (POO), (PPO), (OPO), (OPP), (OOP), (POP), ngược lại, trong trường hợp điện áp 𝑈(cid:3030)(cid:2869) < 𝑈(cid:3030)(cid:2870), ta sẽ chỉ chọn các trạng thái (ONN), (OON), (NON), (NOO), (NNO), (ONO), nên ta sẽ có mẫu xung như Hình 2.18 dưới đây.

Tam giác 2, m = 1

Tam giác 2, m = 0

PNN

PON

POO

PON

PNN

ONN

PNN

PON

PNN

ONN

d3/2

d2/2

d1/2

d2/2

d3/2

d1/2

d2/2

d3/2

d2/2

d1/2

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Hình 2.21. Phương pháp điều chế SVM 6- Đoạn ứng với tam giác 2, Sector I

𝑑𝑎1 = 1 − (𝑑(cid:2870) + 𝑑(cid:2871)) 𝑑𝑎2 = 0 𝑑𝑏1 = 1 𝑑𝑏2 = 𝑑(cid:2869) + 𝑑(cid:2870) 𝑑𝑐1 = 1 𝑑𝑐2 = 1

𝑑𝑎1 = 0 𝑑𝑎2 = 0 𝑑𝑏1 = 1 𝑑𝑏2 = 𝑑(cid:2871) 𝑑𝑐1 = 1 𝑑𝑐2 = 𝑑(cid:2870) + 𝑑(cid:2871)

Từ Hình 2.18 xác định hệ số điều chế cho 3 van SA1, SB2, SC2 như sau: Chú ý là khi sử dụng nguyên tắc so sánh 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐 > 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871), nếu muốn van nào dẫn toàn bộ trong một chu kì điều chế thì ta phải đặt hệ số điều chế của van đó bằng 0 vì xung tam giác từ 0 đến 1 lớn hơn 0 nên sẽ cho đầu ra logic bằng 1. Ngược lại, nếu muốn van nào không dẫn trong một chu kì điều chế thì ta phải đặt hệ số điều chế của van đó bằng 1 vì xung tam giác từ 0 đến 1 không thể lớn hơn 1 nên sẽ cho đầu ra logic bằng 0. Còn với nguyên tắc so sánh 𝑥𝑢𝑛𝑔 𝑡𝑎𝑚 𝑔𝑖á𝑐 < 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871), nếu van

nào dẫn toàn bộ ta phải đặt hệ số điều chế của van đó bằng 1, nếu van nào không dẫn ta phải đặt hệ số điều chế của van đó bằng 0.

Tổng hợp cho toàn bộ Sector I, có bảng đóng cắt các véctơ như sau:

Bảng 2.10. Thứ tự đóng cắt các véc tơ trong Sector I

Tam giác 1 Trạng thái trên tụ 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

Sector 1

2 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

3 𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870)

𝑈(cid:3004)(cid:2869) > 𝑈(cid:3004)(cid:2870) 𝑈(cid:3004)(cid:2869) < 𝑈(cid:3004)(cid:2870) Trạng thái (OOO)-(POO)-(PPO)-(PPO)-(POO)- (OOO) (NNN)-(ONN)-(OON)-(OON)-(ONN)- (NNN) (PNN)-(PON)-(POO)-(POO)-(PON)- (PNN) (ONN)-(PNN)-(PON)-(PON)-(PNN)- (ONN) (PON)-(POO)-(PPO)-(PPO)-(POO)- (PON) (ONN)-(OON)-(PON)-(PON)-(OON)- (ONN) (PON)-(PPN)-(PPO)-(PPO)-(PPN)-(PON) (OON)-(PON)-(PPN)-(PPN)-(PON)- (OON)

Tam giác 1, m = 1

Tam giác 1, m = 0

OOO

POO

PPO

POO

OOO

NNN

ONN

OON

ONN

NNN

d1/2

d2/2

d3/2

d2/2

d1/2

d2/2

d3/2

d2/2

d1/2

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Từ đây ta xác định được dạng xung cấp cho các van tương ứng:

Tam giác 2, m = 1

Tam giác 2, m = 0

PNN

PON

POO

PON

PNN

ONN

PNN

PON

PNN

ONN

d3/2

d2/2

d1/2

d2/2

d3/2

d1/2

d2/2

d3/2

d2/2

d1/2

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Tam giác 3, m = 1

Tam giác 3, m = 0

PON

POO

PPO

POO

PON

ONN

OON

PON

OON

ONN

d3/2

d2/2

d1/2

d2/2

d3/2

d1/2

d2/2

d3/2

d2/2

d1/2

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Tam giác 4, m = 1

Tam giác 4, m = 0

PON

PPN

PPO

PPN

PON

OON

PON

PPN

PON

OON

d3/2

d2/2

d1/2

d2/2

d3/2

d1/2

d2/2

d3/2

d2/2

d1/2

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SC2

Hình 2.22. Mẫu xung cấp cho van

Từ Hình 2.18, ta xác định được hệ số điều chế cho từng van như bảng dưới đây:

Bảng 2.11 Tính toán hệ số điều chế cấp cho các van

Tam giác Uc1>Uc2 (m=1) Uc2>Uc1 (m=0)

da1=1-d2-d3 da2=0 da1=1 da2=d1

1 db2=0 db1=1 db1=1-d3 db2=d1+d2

dc1=1 dc2=0 dc1=1 dc2=1

da1=1-d2-d3 da2=0 da1=0 da2=0

2 db1=1 db1=1 db2=d3 db2=d1+d2

dc1=1 dc2=d2+d3 dc1=1 dc2=1

da1=0 da2=0 da2=0 da1=1-d3

3 db2=0 db1=1 db1=1-d1 db2=d1

dc1=1 dc2=d3 dc1=1 dc2=1

da1=0 da2=0 da2=0 da1=1-d2-d3

4 db2=0 db1=1-d1-d2 db2=0 db1=1-d3

dc2=1 dc1=1 dc2=d2+d3 dc1=1

2.4.3. Mô phỏng hai phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn và SVM 6-Đoạn

Kịch bản mô phỏng: Chế độ nối lưới ba pha lý tưởng

 Thời gian ngắt R_start là 0,05s  Thời gian phát xung là 0,08s  Thời gian khởi động nguồn dòng là 0,15s

Bảng 2.12. Thông số mô phỏng

Giá trị 15kW 700V 380V/50Hz 10kHz 0,68mH/16,31μF/0,141mH 470μF

1nF/1nF Tên thông số Công suất Điện áp DC Điện áp AC Tần số đóng cắt Lọc LCL Tụ điện phía DC Tụ điện CPE/Co

) A (

T N E R R U C

T U P T U O

TIME (s)

a, Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn

) A (

T N E R R U C

T U P T U O

TIME (s)

b, Phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn Hình 2.23. Đồ thị và THD dòng điện đầu ra sau lọc

) V ( E G A T L O V E D O M N O M M O C

TIME (s) a, Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn

) V ( E G A T L O V E D O M N O M M O C

TIME (s)

) A ( T N E R R U C E G A K A E L

TIME (s) a, Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn

) A ( T N E R R U C E G A K A E L

TIME (s) b, Phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn Hình 2.25. Đồ thị dòng rò

b, Phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn Hình 2.24. Đồ thị điện áp common-mode

) V ( E G A T L O V

TIME (s) a, Phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn

) V ( E G A T L O V

TIME (s) b, Phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn Hình 2.26. Đồ thị điện áp trên 2 tụ DC

Nhận xét:

+ Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn cho thấy dòng điện đầu ra sau lọc của bộ nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT có dạng hình sin 3 pha đối xứng, phổ THD trung bình của dòng điện đầu ra là 1,99% (< 5% theo tiêu chuẩn IEEE 519-2014), điện áp common-mode có 5 mức là 0, ±VDC/6, ±VDC/3; với việc lấy tần số cơ bản là 50 Hz, giá trị hiệu dụng của dòng rò đo được là 188,1mA, dòng rò đỉnh là 0,69A (>> 30 mA theo tiêu chuẩn VDE 0126-01-01), điện áp trên 2 tụ DC cân bằng quanh điểm 350V và có độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất ∆𝑈(cid:3030)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051) = 18𝑉 (≈ 2,4%). + Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn cho thấy dòng điện đầu ra sau lọc của bộ nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT có dạng hình sin 3 pha đối xứng, phổ THD trung bình của dòng điện đầu ra là 3,18% (< 5% theo tiêu chuẩn IEEE 519-2014), điện áp common-mode có 5 mức là 0, ±VDC/6, ±VDC/3; với việc lấy tần số cơ bản là 50 Hz, giá trị hiệu dụng của dòng rò đo được là 191mA, dòng rò đỉnh là 0,71A (>> 30 mA theo tiêu chuẩn VDE 0126-01-01), điện áp trên 2 tụ DC cân bằng quanh điểm 350V và có độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất ∆𝑈(cid:3030)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051) = 9𝑉 (≈ 1,2%).

Tổng kết:

Tiêu chí

Phương pháp điều chế sinPWM Phương pháp điều chế SVM 8- Đoạn Phương pháp điều chế SVM 6- Đoạn

Mức CMV 0, ±VDC/6, ±VDC/3 0, ±VDC/6, ±VDC/3 0, ±VDC/6, ±VDC/3

0,64A 0.69A 0.71A Dòng rò lớn nhất

178,2mA 188,10mA 191,00mA Dòng rò hiệu dụng

3,76% 1,99% 3,18% THD dòng điện(%)

19V (≈ 2,71%) 18V (≈ 2,4%) 9V (≈ 1,2%)

Độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất (Δ𝑈(cid:3004)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051))

Nhận xét:

+ Trong 3 phương pháp điều chế được phân tích ở trên, phương pháp điều chế SVM 8-Đoạn cho THD của dòng điện đầu ra là thấp nhất (1,99%); còn phương pháp điều chế SVM 6-Đoạn lại có khả năng cân bằng điện áp trên các tụ DC là tốt nhất với Δ𝑈(cid:3004)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051) = 9 𝑉.

2.5. Phương pháp điều chế FSVM đề xuất áp dụng cho nghịch lưu ba pha hình T

+ Tuy nhiên cả 3 phương pháp điều chế trên đều không có khả năng giảm được điện áp common-mode. Vì vậy, tác giả nhận thấy cần thiết phải đưa ra 1 phương pháp điều chế vừa cân bằng được điện áp trên các tụ DC và vừa giảm được điện áp common-mode.

Để khắc phục những hạn chế của các phương pháp điều chế PWM, SVM 6-Đoạn hoặc SVM 8-Đoạn trong việc giảm điện áp common-mode (CMV) và cân bằng điện áp trên các tụ DC, luận án đề xuất áp dụng phương pháp FSVM [57] với khả năng giữ điện áp CMV bằng hằng số và nhỏ hơn hoặc bằng VDC/6 trong cả một chu kỳ điều chế. Ngoài việc lựa chọn các véctơ điều chế giúp giảm CMV, đối với nghịch lưu 3 pha hình T ta cần phải quan tâm đến vấn đề cân bằng điện áp trên tụ điện. Phương pháp FSVM sử dụng kết hợp ba chế độ điều chế ZSVM, PSVM, NSVM có giá trị CMV không đổi lần lượt là 0 và ±VDC/6. Để giảm điện áp common-mode, chế độ điều chế ZSVM áp dụng véctơ trung bình và véctơ không OOO để tổng hợp điện áp tham chiếu để giữ cho CMV bằng không trong mỗi chu kì chuyển mạch. Chế độ điều chế PSVM áp dụng véctơ lớn và nhỏ với CMV là + VDC/6 để tổng hợp điện áp tham chiếu Vref và giữ giá trị CMV luôn bằng + VDC/6 trong mỗi chu kỳ chuyển mạch. Còn chế độ điều chế NSVM áp dụng các véctơ lớn và nhỏ với CMV là - VDC/6 để tổng hợp điện áp tham chiếu Vref và giữ giá trị CMV luôn bằng - VDC/6 trong mỗi chu kì chuyển mạch.

Từ Bảng 2.3 là bảng xây dựng không gian véctơ của phương pháp SVM, ta sẽ có

bảng tổng kết các mức điện áp common-mode ứng với các véctơ như ở Bảng 2.13.

Bảng 2.13. Các mức điện áp common-mode trong bộ 3 pha hình T

Véctơ điện áp VCM

[NPN], [NNP], [PNN] -VDC /6 Véctơ lớn [NPP], [PNP], [PPN] VDC /6

[NOP], [PNO], [PON], 0 [OPN], [ONP], [NPO] Véctơ trung bình

[POP], [OPP], [PPO] VDC /3 P-type Véctơ nhỏ [OPO], [OOP], [POO] VDC /6

[ONO], [OON], [NOO] -VDC /6 N-type [NON], [ONN], [NNO] -VDC /3

[PPP] VDC /2

Véctơ không [OOO] 0

[NNN] -VDC /2

. Trạng thái trong không gian véctơ và trình tự chuyển mạch các chế độ ZSVM,

OPN

NPN

PPN

OPO

NPO

PON

Vref

OON Vref

Vref

OOO

NOO

NPP

PNN

POO

PNO

NOP

ONO

OOP

PNP

NNP

ONP PON OOO OPN OOO PON d3

d1/2

d2/2

d1/2

OON ONO PNN ONO OON d1

d2/2

PPN OPO POO OPO PPN d2 d1/2 d1/2

d3/2

d2/2

d3/2

SA1

SA2

SB1

SB2

SC1

SB1

SC1

SC2

(a)

(c)

(b)

PSVM, NSVM của phương pháp điều chế FSVM được thể hiện như ở Hình 2.27:

Hình 2.27. Trạng thái trong không gian véc tơ và trình tự chuyển mạch của (a) ZSVM, (b) PSVM và (c) NSVM

2.5.1. Lựa chọn Section chứa véctơ điện áp Dựa vào góc quay Ѳ (theta) của Vref trên hệ trục toạ độ quay Odq có thể xác định

được vị trí của Vref như sau:

- Chế độ điều chế ZSVM:

Bảng 2.14. Véctơ biên chuẩn trong từng Section của chế độ ZSVM

-1< sin(Ѳ)< -1/2 -1/2 < sin(Ѳ) <1/2 1/2 < sin(Ѳ) <1

cos(Ѳ) < 0 0 < cos(Ѳ) cos(Ѳ) < 0 0 < cos(Ѳ) cos(Ѳ) < 0 0< cos(Ѳ)

Section V IV VI III I II

Véctơ biên

V1: OOO V2: OPN V3: PNO V1: OOO V2: NOP V3: ONP V1: OOO V2: PNO V3: PON V1: OOO V2: NPO V3: NOP V1: OOO V2: PON V3: OPN V1: OOO V2: OPN V3: NPO

- Chế độ điều chế PSVM:

Bảng 2.15. Véctơ biên chuẩn trong từng Section của chế độ PSVM

-1/2 < cos(Ѳ) cos(Ѳ) < -1/2

sin(Ѳ) < 0 0 < sin(Ѳ)

II Section I III

Véctơ biên

V1: PPN V2: POO V3: OPO V1: PNP V2: OOP V3: POO V1: NPP V2: OPO V3: OOP

- Chế độ điều chế NSVM:

Bảng 2.16. Véctơ biên chuẩn trong từng Section của chế độ NSVM

cos(Ѳ) < 1/2 1/2 < cos(Ѳ)

sin(Ѳ) < 0 0 < sin(Ѳ)

I Section II III

Véctơ biên

V1: NPN V2: OON V3: NOO V1: NNP V2: NOO V3: ONO V1: PNN V2: ONO V3: OON

2.5.2. Tính toán hệ số điều chế của các véctơ biên chuẩn Véctơ điện áp sẽ được tổng hợp từ 3 véctơ chứa trong Section đã được xác định ở bước 1. Do vậy có thể sử dụng phương trình (2.16) để tính toán hệ số điều chế của các véctơ biên chuẩn:

(2.16)

(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗ = 𝑑(cid:2869). 𝑉(cid:2869)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗ + 𝑑(cid:2870). 𝑉(cid:2870)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗ + 𝑑(cid:2871). 𝑉(cid:2871)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗ 𝑉(cid:3045)(cid:3032)(cid:3033) Trong đó: 𝑑(cid:2869), 𝑑(cid:2870), 𝑑(cid:2871) là hệ số điều chế của các véctơ biên chuẩn 𝑉(cid:2869)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗, 𝑉(cid:2870)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗, 𝑉(cid:2871)(cid:4652)(cid:4652)(cid:4652)⃗ là các véctơ biên chuẩn trong từng Section Chiếu phương trình (2.16) lên các trục tọa độ và kết hợp với phương trình (2.17),

có thể viết lại phương trình trên dưới dạng ma trận như sau:

ref



d 1 d



(2.17)



V 3  V 3  1

ref 1

V  1   V  1   1 

    

(2.18)

𝑑(cid:2869) + 𝑑(cid:2870) + 𝑑(cid:2871) = 1 V V    2     V V    2     1    Từ đây có thể dễ dàng xác định được hệ số điều chế của các véctơ biên chuẩn



m m



dùng phương trình (2.19)

d 1 d d

V 2  V 2  1

V 3  V 3  1

.cos .sin 1

    

    

V  1   V  1   1 

    

    

      



(2.19)

2 ref V V

với

Ma trận 3x3 sử dụng trong phương trình (2.19) khác nhau với các Section khác

nhau và được tính toán chi tiết qua Bảng 2.17.

Bảng 2.17. Ma trận 3x3 trong từng Section của các chế độ điều chế



Chế độ I II III

1  2 1

2 0

3 2



1  2 1  2 1

2 3 2 0

1  2

       

       

   1   2  1    2 

        

         

         

Section Ma trận 3x3



ZSVM IV V VI

3 2

3 2 0



1  2 1  2 1

2 0

1 2

 1  2  1     

       

1 2 1 2

2 3 2

        

        

         

         

Section Ma trận 3x3



3 2

1 2

Section I II III



1 0

3 2

PSVM

1 2

1  3 2 3



1 2 1 2

1  3 2 3 2 3

2 3 2 1 0 3

        

        

1 2

3 2

2 3

        

        

         

 1  3        

Ma trận 3x3



1  2

1  3

1  2

3 2

II Section I III



NSVM

3 2

1  2

2 3

1  2

1  3 2 1 0 3



2 3 2 1 0 3

2 3

3 2

2 3

1   1 0  3       

      1    2 

        

         

         

Ma trận 3x3

2.5.3. Tính toán thời gian đóng cắt các nhánh van Phương pháp FSVM có 3 chế độ điều chế tương ứng với 3 trình tự chuyển mạch

khác nhau:

- Chế độ điều chế ZSVM:

Sử dụng các mẫu xung được xây dựng dựa trên quy luật chuyển mạch 𝑉(cid:2870)  𝑉(cid:2869)

 𝑉(cid:2871)  𝑉(cid:2869)  𝑉(cid:2870) , có thể xác định được hệ số điều chế cho các nhánh van.

d3 d1/2

d1/2

d3 d1/2

d1/2

PON OOO OPN OOO PON d2/2 d2/2

ONP OOO NOP OOO OPN d2/2 d2/2

Sa2

Sa1

Sb1

Sc2

Sc3

d3 d1/2

d1/2

d3 d1/2

d1/2

NPO OOO NOP OOO NPO d2/2 d2/2

NOP OOO ONP OOO NOP d2/2 d2/2

Sa2

Sb2

Sb1

Sc1

d3 d1/2

d1/2

d3 d1/2

d1/2

ONP OOO PNO OOO ONP d2/2 d2/2

PNO OOO PON OOO PNO d2/2 d2/2

Sa1

Sb2

Sb1

Sc2

Hình 2.28. Mẫu xung chuyển mạch cho từng Section trong chế độ ZSVM

Thời gian đóng cắt cho từng nhánh van có thể được xác định sử dụng thời gian sử dụng véctơ biên và mẫu xung tương ứng. Lưu ý rằng ở đây chúng ta chỉ xác định hệ số điều chế của các nhánh van có mẫu xung đối xứng nhau hoặc nằm ở giữa. Đối với nhánh van có mẫu xung không đối xứng, ta sẽ phải sử dụng các cổng logic để xác định xung điều khiển, với chế độ ZSVM là cổng logic XOR. Bảng 2.19 thể hiện giá trị chân lý của cổng logic XOR trong các trường hợp, từ đây ta cũng thấy rõ tại sao phải sử dụng cổng XOR để xác định xung điều khiển cho nhánh van không đối xứng. Bảng 2.18. Hệ số điều chế cho các nhánh van cho chế độ ZSVM

d = 0 a1

d = d a2

d =XOR

d = 0 a2 d = 0 b2

Section I II

d =XOR

d = d a1 d =d b1 d =0 c1

b1 d =0 c1

d = 0 b2 d =d c2

    

Hệ số điều chế

d =XOR

d = d a2

d = 0 a1 d = 0 b1

Section III IV

d =XOR

a2 d = 0 b2 d = 0 c2

d = d b2 d = 0 c2

d = 0  a1  d =d  b1  d =d  c1

    

Hệ số điều chế

d =XOR

d = 0 a2

d =XOR

Section V VI

b2 d = 0 c2

d = 0 a2 d = d b2 d = d c2

a1 d = 0 b1 d = 0 c1

d = d  a1 3  d = 0  b1  d =d  c1

    

Hệ số điều chế

Bảng 2.19. Bảng trị chân lý của cổng logic XOR

A 0 0 1 1 B 0 1 0 1 XOR 0 1 1 0

- Chế độ điều chế PSVM:

Sử dụng các mẫu xung được xây dựng dựa trên quy luật chuyển mạch 𝑉(cid:2869)  𝑉(cid:2871)

PPN OOO POO OOO PPN

NPP OOO OPO OOO NPP

d1/2

d3/2

d1/2

d3/2

d1/2

Sa2

Sb1

Sc1

PNP OOO OOP OOO PNP

d1/2

d3/2

d1/2

Sa1

Sb2

Sc1

 𝑉(cid:2870)  𝑉(cid:2871)  𝑉(cid:2869) , có thể xác định được hệ số điều chế cho các nhánh van.

Hình 2.29. Mẫu xung chuyển mạch cho từng Section trong chế độ PSVM

d =XOR

d = 0 a2

d =XOR

Section V VI

b2 d = 0 c2

d = 0 a2 d = d b2 d = d c2

a1 d = 0 b1 d = 0 c1

d = d  a1 3  d = 0  b1  d =d  c1

    

Hệ số điều chế

Bảng 2.21. thể hiện giá trị chân lý của cổng logic XNOR trong các trường hợp, từ đây ta cũng thấy rõ tại sao phải sử dụng cổng XNOR để xác định xung điều khiển cho nhánh van không đối xứng.

Bảng 2.20. Hệ số điều chế cho các nhánh van cho chế độ PSVM



Section I II

d = d a2 1 d = 0 b2 d =0 c2

d = 0 a2 d = 0 b2 d =d c2 1

    

d =XNOR  a1  d =d +d  b1 1 3  d =0  c1

d = 0  a1  d =XNOR  b1  d =d d  c1 1 3

Hệ số điều chế

d 3

Section III

d =0 a2 d = d b2 1 d = 0 c2

    

d =d  a1 1  d =0  b1  d =XNOR  c1

Hệ số điều chế

Bảng 2.21. Bảng trị chân lý của cổng logic XNOR

A 0 0 1 1 B 0 1 0 1 XNOR 1 0 0 1

- Chế độ điều chế NSVM:

Sử dụng các mẫu xung được xây dựng dựa trên quy luật chuyển mạch 𝑉(cid:2871)  𝑉(cid:2870)

OON OOO PNN OOO OON

NOO OOO NPN OOO NOO

d1/2

d3/2

d1/2

d3/2

d1/2

Sa1

Sa2

Sb2

Sb1

Sc2

ONO OOO NNP OOO ONO

d1/2

d3/2

d1/2

Sa2

Sb2

Sc1

 𝑉(cid:2869)  𝑉(cid:2870)  𝑉(cid:2871) , có thể xác định được hệ số điều chế cho các nhánh van.

Hình 2.30. Mẫu xung chuyển mạch cho từng Section trong chế độ NSVM

xung điều khiển, với chế độ NSVM là cổng logic XNOR. Bảng 2.2 thể hiện giá trị chân lý của cổng logic XNOR trong các trường hợp, từ đây ta cũng thấy rõ tại sao phải sử dụng cổng XNOR để xác định xung điều khiển cho nhánh van không đối xứng.

Bảng 2.22. Hệ số điều chế cho các nhánh van cho chế độ NSVM

d = XNOR



d = 0 a2 d = d b2



d = 0 a1 d =d b1 d =0 c1

    

Section I II

1 2 d =XNOR

d =d a1 1 d =0 b1 d =0 c1

    

a2 d = 0 b2 d =d c2 1

Hệ số điều chế

d

d =d a2

1 2 d =XNOR

Section III

b2 d = 0 c2

d =0 a1 d =0 b1 d =d c1

    

Hệ số điều chế

Start

Calculate V, dPSVM1-3,dNSVM1-3

V > k

V < -k

PSVM

ZSVM

NSVM

End

2.5.4. Cân bằng điện áp trên tụ Ba chế độ điều chế có thể tạo ra dòng điện iNP theo hướng ngược nhau, lựa chọn chế độ điều chế tối ưu trong 3 chế độ sẽ tạo ra dòng iNP có thể điều chỉnh và kiểm soát được điện áp trên tụ điện. Thuật toán lựa chọn chế độ điều chế phù hợp thể hiện trong Hình 2.29.

Hình 2.31. Thuật toán điều chế cân bằng tụ

Chế độ điều chế ZSVM không áp dụng các véctơ nhỏ trong quá trình điều chế nên không kiểm soát được điện áp NP. Dòng điện iNP của chế độ điều chế PSVM là dương vì sử dụng các véctơ nhỏ loại P và iNP của NSVM là âm vì sử dụng các véctơ nhỏ loại N. Do đó, phương pháp mới FSVM có thể tạo ra dòng điện NP điều chỉnh được nhờ việc lựa chọn chế độ SVM tối ưu trong ba chế độ trên, cung cấp khả năng cân bằng điện áp NP so với ứng dụng đơn lẻ của ba chế độ.

Với dPSVM1-3, dNSVM1-3 lần lượt là hệ số điều chế của 3 véctơ điều chế của PSVM và NSVM. Chế độ PSVM hoặc NSVM chỉ có thể thực hiện khi thoả mãn điều kiện là 0 < dPSVM1-3 và dNSVM1-3 <1. Để tránh chuyển đổi liên tục giữa các chế độ điều chế PWM khác nhau, giá trị k được đặt làm giá trị ngưỡng của độ lệch điện áp NP. Khi △V > k, PSVM được sử dụng để làm giảm điện áp trên tụ, ngược lại NSVM được sử dụng khi △V < -k. Còn ZSVM được sử dụng khi điện áp NP cân bằng hoặc điện áp tham chiếu nằm ngoài vùng của PSVM và NSVM.

2 

Dao động điện áp NP là không thể tránh khỏi trong vùng có hệ số công suất thấp và hệ số điều chế cao. Mà đối với nghịch lưu đa mức ba pha hình T, hệ số công suất là khá cao, vì vậy phương pháp FSVM có thể đáp ứng nhu cầu cân bằng điện áp NP trong hầu hết các tình huống thực tế.

E t (



t off



P SVM

i d t  X



1 2 

X A B C ,



on T 4 s

2.5.5. Giảm tổn thất khi chuyển mạch Như đã đề cập trong phần phân tích các mẫu véctơ ở trên, có thêm hai lần chuyển mạch trong một chu kì điều chế của FSVM, do đó tổn hao gây ra là lớn hơn so với phương pháp SVM. Tổn hao chuyển mạch của phương pháp SVM được ước tính bởi: ) (2.20)

2 

Tuy nhiên, các chuỗi véctơ có thể được phân phối để tối ưu hoá tổn hao chuyển

)



off

(

min

)





d t 

P FSVM

i d t  X









1 2 

X A B C ,



on T 4 s

mạch, khi đó tổn hao chuyển mạch được tính bởi: E t ( (2.21)

Từ phương trình (2.20) và (2.21), tỷ lệ tổn hao chuyển mạch của phương pháp

min

)

d t 





   1

FSVM so với SVM có thể tính được là: 2 

2 

P FSVM P SVM

i d t  X



X A B C ,



2.6. Mô phỏng phương pháp FSVM

(2.22)

Phương pháp FSVM trong nghịch lưu ba pha hình T được thử nghiệm mô phỏng

trong kịch bản vòng kín. Bảng 2.23 đưa ra các thông số mô phỏng

Bảng 2.23. Tham số mô phỏng phương pháp FSVM bộ 3 pha hình T

Công suất Điện áp DC Điện áp đầu ra Tần số chuyển mạch Bộ lọc LCL Tụ DC- link Tụ nối đất (CPE/Co) 15kW 700V 380V/50Hz 10kHz 0,68mH/20μF/0,14mH 470μF 2nF/1nF

Kịch bản mô phỏng vòng kín cấu trúc nghịch lưu ba pha hình T dùng phương pháp

FSVM được mô tả như sau:

- Từ 0 đến 0,05s: Hệ thống khởi động chạy chỉnh lưu điốt nạp tụ với điện trở

khởi động R = 20 Ω

- Từ 0,05s đến 0,08s: Ngắt điện trở khởi động ra khỏi hệ thống, hệ thống chạy

chỉnh lưu tự nhiên

- Từ 0,08s đến 0,15s: Phát xung điều khiển hệ thống, hệ thống chạy không tải - Từ 0,15s đến 0,3s: Đóng tải là nguồn dòng tương đương công suất 15kW vào

hệ thống

) A (

T N E R R U C

T U P T U O

TIME (s)

Hình 2.32. Đồ thị và THD của dòng điện đi lên lưới sau lọc (THD = 2,85%)

) V ( E G A T L O V

TIME (s) Hình 2.33. Đồ thị điện áp trên 2 tụ điện DC (△UCmax = 6V)

Hình 2.34. Đồ thị điện áp common-mode

Hình 2.35. Đồ thị dòng rò

Nhận xét:

+ Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế FSVM cho thấy dòng điện đầu ra sau lọc của bộ nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT có dạng hình sin 3 pha đối xứng, phổ THD trung bình của dòng điện đầu ra là 2,85% (< 5% theo tiêu chuẩn IEEE 519- 2014), điện áp common-mode có 3 mức là 0, ±VDC/6; với việc lấy tần số cơ bản là 50Hz, dòng rò đỉnh là 0,18A, giá trị hiệu dụng của dòng rò đo được là 30,40mA (≈ 30 mA theo tiêu chuẩn VDE 0126-01-01), điện áp trên 2 tụ DC cân bằng quanh điểm 350V và có độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất ∆𝑈(cid:3030)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051) = 6𝑉 (≈ 0,8%). + So sánh kết quả mô phỏng của FSVM với SVM 6-Đoạn và SVM 8- Đoạn:

Hình 2.36. Dòng điện đầu ra sau lọc của (a) FSVM, THD=2,85%;(b) SVM 6-

Đoạn, THD=3.18%;(c) SVM 8- Đoạn, THD = 1,99%

Hình 2.37. Đồ thị điện áp lớn trên 2tụ DC của (a) FSVM (△UCmax=6V), (b) SVM

6- Đoạn (△UCmax=9V), (c)SVM 8- Đoạn (△UCmax=18V)

Hình 2.38. Điện áp CMV của (a) FSVM; (b) SVM 6- Đoạn; c) SVM 8- Đoạn

Hình 2.39. Dòng điện rò của (a) FSVM RMS=30mA, (b) SVM 6- Đoạn

RMS=191mA, (c) SVM 8- Đoạn RMS=188mA

Bảng 2.24. Tổng hợp kết quả so sánh

FSVM sinPWM

Mức CMV 0, ±VDC/6 SVM 6-Đoạn 0, ±VDC/6, ±VDC/3 SVM 8-Đoạn 0, ±VDC/6, ±VDC/3 0, ±VDC/6, ±VDC/3

0,18A 0,71A 0,69A 0,64A

30,40mA 191,00mA 188,10mA 178,2mA

2,85% 3,18% 1,99% 3,76%

6V (≈ 0,8%) 9V (≈ 1,2%) 18V (≈ 2,4%) 19V (≈ 2,71%)

Dòng rò lớn nhất Dòng rò hiệu dụng THD dòng điện đầu ra Độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất (∆𝑈(cid:3030)(cid:3040)(cid:3028)(cid:3051))

Nhận xét:

2.7. Kết luận

Có thể thấy rằng, do điện áp common-mode trong phương pháp FSVM được giữ không đổi trong mỗi chu kì điều chế nên có dòng rò nhỏ hơn nhiều so với các phương pháp SVM 6-Đoạn, SVM 8-Đoạn, sinPWM và đạt so với mức giới hạn yêu cầu trong tiêu chuẩn VDE 0126-01-01 (30mA). Khả năng cân bằng điện áp trên các tụ DC cũng là tốt hơn so với các phương pháp khác với △UCmax=6V. Dù vậy, THD của dòng đi lên lưới (sau lọc) trong phương pháp FSVM cao hơn một chút so với phương pháp SVM 8-Đoạn (2,85% so với 1,99%).

Luận án đề xuất áp dụng phương pháp điều chế cải tiến là FSVM chứa ba chế độ điều chế khác nhau. Ba chế độ này áp dụng véctơ có CMV bằng nhau để tổng hợp véctơ điện áp tham chiếu, do đó đạt được CMV không đổi trong mỗi chu kì chuyển mạch, từ đó giúp hạn chế dòng rò (≈ 30𝑚𝐴, theo tiêu chuẩn VDE 0126-01-01), tạo độ an toàn cho người sử dụng, đảm bảo độ tin cậy cho thiết bị.

Không những đáp ứng được yêu cầu của bộ nghịch lưu hình T là cân bằng điện áp trên các tụ DC và giảm được điện áp common-mode, phương pháp FSVM cũng cho chất lượng điện áp cũng như dòng điện đầu ra tốt, đạt giá trị THD <5% (theo tiêu chuẩn IEEE 519-2014). Điều này làm cho phương pháp mới FSVM có hiệu suất cao trong việc triển khai thực tế đối với nghịch lưu hình T trong hệ thống nguồn phân tán.

Tuy nhiên, phương pháp mới cũng có một số hạn chế như khả năng cân bằng điện áp trên các tụ DC bị suy yếu trong điều kiện hệ số công suất thấp và hệ số điều chế cao, hay tổn hao chuyển mạch cũng cao hơn so với phương pháp SVM cơ bản, điều này gây ảnh hưởng đến việc lựa chọn các thiết bị chuyển mạch và giá trị THD cũng cao hơn so với phương pháp SVM 8-Đoạn.

CHƯƠNG 3. ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU HÌNH T BA PHA

TRONG CHẾ ĐỘ NỐI LƯỚI

3.1. Đặt vấn đề

Cấu trúc điều khiển của hệ thống nối lưới phải đảm bảo nhiệm vụ trao đổi công suất hai chiều. Nhiệm vụ của bộ điều khiển nối lưới là lấy năng lượng từ lưới để cung cấp cho mạch một chiều ở chế độ chỉnh lưu tích cực hoặc hoàn trả năng lượng từ phía một chiều lên lưới ở chế độ nghịch lưu. Trong cả hai quá trình đó thì điện áp một chiều trung gian phải được giữ ổn định. Có thể thấy rằng, điện áp trên tụ điện một chiều trung gian, công suất tác dụng, công suất phản kháng là những đại lượng cần phải điều khiển. Những đại lượng này muốn thay đổi được thì phải tác động thông qua dòng điện chạy qua cuộn cảm của các pha [7], [9].

3.2. Mô hình toán học của nghịch lưu hình T ba pha

Xét về mặt điều khiển, cấu trúc hai mạch vòng gồm có mạch vòng trong là mạch vòng dòng điện, mạch vòng ngoài là mạch vòng công suất hoặc điện áp có những ưu điểm nổi bật. Mạch vòng dòng điện sẽ giúp hệ thống kiểm soát được dòng điện, đáp ứng tốt hơn với nhiễu tải, dập được dao động cộng hưởng và bảo vệ được sự cố quá dòng. Khi mạch vòng dòng điện được thiết kế tốt thì việc thiết kế mạch vòng ngoài (điện áp, công suất) cũng trở nên dễ dàng hơn. Đối với mạch vòng điều khiển bên ngoài thì mục tiêu là ổn định, trong khi mạch vòng trong thì yêu cầu đặt ra là khả năng đáp ứng động học nhanh. Trên cơ sở những phân tích trên, có thể thiết lập các mạch vòng điều khiển phù hợp [67].

Để thuận tiện cho quá trình tính toán, sơ đồ mạch lực nghịch lưu hình T nối lưới

SC1

SB1

SA3

SA1 ia

SA2

SB3

> >

SB2

SC3

SC2

c SC4

SA4

SB4

N Hình 3.1. Cấu trúc nghịch lưu ba pha hình T nối lưới

trong chế độ chỉnh lưu tích cực được thể hiện như sau:

Áp dụng định luật Kichhoff 2, bỏ qua điện trở của cuộn kháng L, có phương trình

mô tả hoạt động của bộ nghịch lưu ba pha hình T phía AC như sau:

 



v an

 



v bn

 



v cn

di a dt di b dt di c dt

 e  a   e  b   e  c 

(3.1)

Trong đó: ea, eb, ec lần lượt là thành phần a, b, c tương ứng của điện áp lưới; van, vbn, vcn lần lượt là thành phần tương ứng của điện áp pha đầu ra của bộ biến đổi; ia, ib, ic lần lượt là thành phần a, b, c tương ứng của dòng điện pha.

Chuyển hệ phương trình trên sang hệ toạ độ d-q, ta được:

𝐿 = −𝜔𝐿𝑖(cid:3046)(cid:3044) + 𝑣(cid:3046)(cid:3031) − 𝑒(cid:3031) (3.2) (cid:3422)

𝐿 = 𝜔𝐿𝑖(cid:3046)(cid:3031) + 𝑣(cid:3046)(cid:3044) − 𝑒(cid:3044) 𝑑𝑖(cid:3046)(cid:3031) 𝑑𝑡 𝑑𝑖(cid:3046)(cid:3044) 𝑑𝑡

Trong đó: ed, eq lần lượt là thành phần d-q tương ứng của điện áp lưới (do tựa điện áp lưới nên thành phần eq = 0); vsd, vsq lần lượt là thành phần d-q tương ứng của điện áp pha đầu ra; isd, isq lần lượt là thành phần d-q tương ứng của dòng điện pha; ω là tần số góc cơ bản.





C 1

Áp dụng định luật Kichhoff 1, có phương trình mô tả hoạt động phía DC như sau:





C 1

dV C dt dV C dt

dV C dt

    

(3.3)







Suy ra:

dV C dt

dv e dt

dV C dt

(3.4)

Trong đó: In là dòng điện qua điểm trung tính, ve = VC2 – VC1 là sai lệch giá trị

3.3. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển PI

điện áp giữa hai tụ điện DC.

3.3.1. Cấu trúc điều khiển

Cấu trúc điều khiển của bộ nghịch lưu ba pha hình T sử dụng bộ điều khiển PI

chế độ nối lưới được thể hiện trên Hình 3.2.

SC1

SA1

SB1

SA3

UC1

SA4

SB3

Udc

SB4

SC3

UC2

SC2

SA2

SB2

SC4

eabc

iabc

FSVM

UC1 UC2

abc

PLL

Vabc

abc

ed , eq

id , iq

Vsd , Vsq

*Udc

id* iq*

PI PI

PI 0

BĐK PI

Hình 3.2. Cấu trúc điều khiển mạch nghịch lưu ba pha hình T chế độ nối lưới khi sử dụng bộ điều khiển PI

Bộ nghịch lưu hình T có thể được điều khiển theo cấu trúc nối tầng, vòng trong điều khiển các đại lượng có quán tính nhỏ như dòng điện, vòng ngoài điều khiển các đại lượng có quán tính lớn hơn như công suất, điện áp hiệu dụng đầu ra hoặc điện áp phía một chiều [25]. Ngoài ra, điện áp lưới đo về phải đi qua một khâu vòng khóa pha PLL (tham khảo ở phần phụ lục 3) để trích xuất được thành phần điện áp lưới kênh d-q và góc pha lưới. Giá trị đầu ra của bộ điều chỉnh dòng điện sẽ đi qua khâu điều chế véctơ không gian SVM để tạo thành các xung điều khiển cho hệ thống van IGBT. Mục tiêu điều khiển của cấu trúc này bao gồm:

 Điện áp một chiều đầu ra DC ổn định tại giá trị đặt cho trước  Điện áp pha đầu ra mạch nghịch lưu phải đồng pha với điện áp lưới  Hệ thống ổn định hoặc ít xảy ra sai lệch trong trường hợp điện áp lưới không lý

tưởng

 Cân bằng điện áp trên hai tụ điện một chiều DC

3.3.2. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện

s ( )

Từ phương trình (3.2), nhận thấy các thành phần 𝜔. 𝑖(cid:3046)(cid:3031) và 𝜔. 𝑖(cid:3046)(cid:3044) có thể khử bằng cách bù chéo còn thành phần 𝑒(cid:3031) và 𝑒(cid:3044) là nhiễu. Khi đó, hàm truyền giữa dòng điện và tín hiệu điều khiển tương ứng có thể được biểu diễn thành:



G s ( ) vi

sq v

s ( )

1 Ls

(

) 0 



G s ( ) vi

i sd v

( ) s s ( )

1 L s

(

) 0 

(3.5)

Nhận thấy, đối tượng điều khiển là khâu tích phân nên có thể sử dụng bộ điều

khiển PI với hàm truyền như công thức dưới đây để điều khiển:

nde

isd

PI ω L

isq

ω L

e nq

Lisq

i* sd

isd

1 sL

end

Hình 3.3. Cấu trúc điều khiển mạch vòng dòng điện trên hệ toạ độ quay dq khi sử dụng bộ điều khiển PI

Hình 3.4. Cấu trúc mạch vòng dòng điện kênh d



G s ( )



G s G s ( ) ( ) c vi G s G s ( ) ( ) 



1 1 ) T s Ls i 1 1 ) T s Ls



G s ( )



K T s K 2

Hàm truyền hệ kín mạch vòng dòng điện sẽ là:

K T s K

p i 

p 

p i

T Ls i

(3.6)



G s ( ) 2

So sánh với khâu dao động chuẩn bậc hai có dạng:

2    n n 2     n n

(3.7)



(3.8)



T i

2  n 2   n

     Trong đó:  là hệ số tắt dần,

n là tần số góc dao động riêng của hệ thống,

Ta thu được:

3.3.3. Thiết kế bộ điều khiển điện áp

Trong luận án này, bộ điều khiển PI lấy giá trị sai lệch (UDC* - UDC) làm giá trị đầu vào và cho ra giá trị đặt của dòng điện. Cấu trúc của bộ điều khiển điện áp DC được thể hiện trong Hình 3.5.

Idc

Udc

* Id

* Udc

R(s)

Gi(s)

1 C.s

Hình 3.5. Cấu trúc bộ điều khiển điện áp





Hàm truyền của bộ điều khiển PI có dạng:

R s ( ) u

k ui s

(3.9)



k k



Trong đó: kup và kui là hệ số tỷ lệ và tích phân tương ứng. Hàm truyền vòng kín suy ra từ Hình 3.3 được tính bởi:

up k

up C

U s ( ) dc * U s ( ) dc



up C

k ui C So sánh phương trình trên với phương trình hàm truyền của khâu dao động bậc 2

(3.10)

chuẩn, ta lựa chọn các thông số điều chỉnh điện áp như sau:

k up k ui

2 C    n 2 C   n

  

(3.11)

Trong đó: ξ là hệ số tắt dần, ωn là tần số góc dao động riêng của hệ thống, C =

3.4. Mô phỏng cấu trúc điều khiển nối lưới sử dụng bộ điều khiển PI

C1/2 = C2/2 là giá trị tương ứng của tụ điện C1 nối tiếp C2.

3.4.1. Tính chọn tham số mạch lực nghịch lưu hình T ba pha

Tham số thiết kế bộ nghịch lưu ba pha hình T được trình bày trong Bảng 3.1 như

Bảng 3.1. Thông số thiết kế nghịch lưu hình T

Công suất (kW) Điện áp phía DC (V) Điện áp dây phía AC (V) Tần số cơ bản (Hz) Tần số phát xung 15 600 380 50 10

(kHz)

Để vừa đáp ứng được những yêu cầu theo tiêu chuẩn IEEE-519 trong việc kiểm soát chất lượng điện áp và dòng điện của một bộ nghịch lưu nối lưới, vừa đơn giản trong việc thiết kế, mạch lọc L được lựa chọn.



(3.12)

DC .%

ripple

I . sw rated

Giá trị của L được thiết kế dựa theo tài liệu [60] có giá trị như sau:

Trong đó: fsw là tần số phát xung, VDC là điện áp bus DC, Irated là giá trị đỉnh dòng

điện định mức, % ripple là độ đập mạch dòng điện tối đa cho phép.



C 1

Giá trị tụ điện một chiều (DC-link) đước xác định dựa trên độ đập mạch điện áp

I f

. U  2 ac max V .  2



(3.13) trên tụ cho phép và được thể hiện qua công thức dưới đây: . U  1 ac max V .  1

max V 1

max V 2

Trong đó:

là biên độ điện áp dao động lớn nhất trên tụ C1, C2; Δ𝑈(cid:2869), Δ𝑈(cid:2870) là biên độ điện áp dao động chuyển mạch trên tụ C1, C2; Iac là biên độ dòng điện đầu ra, fsw là tần số chuyển mạch.

Kết quả tính toán giá trị mạch lọc L và tụ DC-link là 𝐿 = 1,2𝑚𝐻, 𝐶(cid:2869) = 𝐶(cid:2870) = 940𝜇𝐹

3.4.2. Mô phỏng hệ thống trên phần mềm Matlab/Simulink Các thông số mô phỏng được thể hiện chi tiết trong Bảng 3.2

Bảng 3.2. Thông số mô phỏng bộ điều khiển PI

Thông số Giá trị

Công suất P 15kW

Điện áp lưới 380V/50Hz

600V Điện áp Vdc

Cuộn cảm L 1,2mH

940µF Tụ điện DC-link, C1 = C2

Tần số điều chế fsw 10kHz

0,5315; 119,2751 kup, kui

kip, kii 1,617; 5081,07

Kịch bản mô phỏng cho bộ nghịch lưu ba pha hình T được dựa theo tiêu chuẩn

IEEE 519-2014. Các kịch bản bao gồm:

+ Lưới điện lý tưởng + Biên độ điện áp 1 pha giảm 10% + Biên độ điện áp 2 pha giảm 10% + Biên độ điện áp 3 pha giảm 10% + Tần số thay đổi ±1% + Điện áp có thành phần sóng hài bậc 5, 7, 13 (THD = 8%) Trình tự mô phỏng: + Từ 0 đến 0,05s: Hệ thống khởi động chạy chỉnh lưu diode nạp tụ với điện trở

khởi động 𝑅(cid:3046)(cid:3047)(cid:3028)(cid:3045)(cid:3047) = 20Ω. + Từ 0,05s đến 0,08s: Ngắt điện trở Rstart ra khỏi hệ thống, hệ thống chạy chỉnh

lưu tự nhiên.

+ Từ 0,08s đến 0,15s: Phát xung điều khiển hệ thống, hệ thống chạy không tải + Từ 0,15s đến 0,25s: Đóng tải là nguồn dòng tương đương công suất 15kW vào

hệ thống.

 Kịch bản 1: Lưới điện lý tưởng

Hình 3.6. Dòng điện đầu ra bộ biến đổi

Hình 3.7. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.8. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Hình 3.9. Giá trị THD của dòng đi lên lưới

Nhận xét: + Dòng điện đi lên lưới có dạng hình sin với THD là: 2,96%. + Điện áp trên 2 tụ DC cân bằng, độ lệch lớn nhất cỡ 1,6V ≈ 0,27%. + Tại thời điểm phát nguồn dòng, dòng điện lên lưới và điện áp trên 2 tụ DC có

thời gian đáp ứng khoảng 10ms và luôn cân bằng trong suốt quá trình.

+ Trong quá trình quá độ, điện áp trên tụ vọt lên tối đa 6,3% so với giá trị xác

lập.

 Kịch bản 2: Biên độ điện áp 1 pha giảm xuống 10%

Hình 3.10. Điện áp lưới

Hình 3.11. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.12. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại thời điểm 0,25s, dòng đi lên lưới có sự mất cân bằng, giá trị THD là 3,71%. + Điện áp trên tụ vẫn luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,5V ≈ 0,25%; xuất hiện dao động.

 Kịch bản 3: Biên độ điện áp 2 pha giảm xuống 10%

Hình 3.13. Điện áp lưới

Hình 3.14. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.15. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Từ thời điểm 0,25s, dòng đi lên lưới có sự mất cân bằng, giá trị THD là 3,38%. + Điện áp trên tụ vẫn luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,5V ≈ 0,25%; xuất hiện dao động.

 Kịch bản 4: Biên độ điện áp 3 pha giảm xuống 10%

Hình 3.16. Điện áp lưới

Hình 3.17. Dòng đi lên lưới

Hình 3.18. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại thời điểm 0,25s, dòng đi lên lưới mất cân bằng, giá trị THD là 2,46%. + Điện áp trên tụ vẫn luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,6V ≈ 0,27%.

 Kịch bản 5: Tần số thay đổi ±1%

Hình 3.19. Điện áp lưới

Hình 3.20. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.21. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại các thời điểm tần số thay đổi, dòng điện đi lên lưới đảm bảo hình sine và thời gian đáp ứng khoảng 4ms. Giá trị THD khi ở tần số 47,5Hz và 52,5Hz lần lượt là 2,88% và 2,93%.

+ Điện áp trên 2 tụ DC cân bằng, độ lệch lớn nhất khoảng 1,2V ≈ 0,2%.

 Kịch bản 6: Điện áp có thành phần sóng hài bậc 5, 7, 13 (THD = 8%)

Hình 3.22. Điện áp lưới

Hình 3.23. Dòng đi lên lưới

Hình 3.24. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Qua mô phỏng ta thấy, khi tác động sóng hài bậc cao vào lưới điện, dòng điện

đi lên lưới bị ảnh hưởng, có sự méo dạng ở đỉnh và giá trị THD tăng lên tới 15,17%.

+ Điện áp trên 2 tụ DC vẫn cân bằng, nhưng có sự dao động, độ lệch lớn nhất

3.5. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu

khoảng 6,5V ≈ 1,08%.

3.5.1. Cấu trúc điều khiển

SC1

SA1

SB1

SA3

UC1

SA4

SB3

Udc

SB4

SC3

UC2

SC2

SA2

SB2

SC4

eabc

iabc

FSVM

UC1 UC2

abc

PLL

Vabc

abc

ed , eq

id , iq

Vsd , Vsq + Vdi , Vqi dd , dq

^ ^dd , dq

*Udc

DOB

^^ id , iq

FTSMC

id* iq*

PI 0

BĐK kháng nhiễu BĐK PI

Như chúng ta đã biết, bộ điều khiển PI là bộ điều khiển truyền thống được sử dụng rộng rãi bởi tính đơn giản, dễ sử dụng và cài đặt của nó. Tuy nhiên, bộ điều khiển này không hoạt động tốt trong một số trường hợp nhất định ví dụ như có nhiễu tác động vào hệ thống, tham số hệ thống không biết chính xác hay lưới có sóng hài bậc cao như ở bên trên…. Do đó, trong luận án này, một cấu trúc điều khiển mới dựa trên bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB [77] được trình bày với cấu trúc được thể hiện trong Hình 3.28.

Hình 3.25. Cấu trúc điều khiển mạch nghịch lưu ba pha hình T chế độ nối lưới khi sử dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu

Cấu trúc bộ biến đổi hình T hoà lưới gồm:

 Mạch vòng điều khiển điện áp bên ngoài sử dụng bộ điều khiển PI.  Mạch vòng điều khiển dòng điện bên trong sử dụng bộ điều khiển trượt kháng

nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB.

 Khối FSVM thực hiện thuật toán phát xung và cân bằng điện áp trên tụ.  Khối mạch lực là bộ nghịch lưu ba pha hình T sử dụng van RB-IGBT.  Mạch lọc L dùng để lọc điện áp đầu ra bộ nghịch lưu giúp cho dòng điện và

điện áp đi lên lưới có dạng hình Sine.

 Vòng khoá pha PLL (tham khảo ở phần phụ lục 3) giúp nhận diện góc pha θ từ

điện áp lưới.

1 L

(3.14)



sd i sq

i  sd i  sq

   

    0 

  

  

  

  

   

   

1 L

      

     

3.5.2. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện Xuất phát từ phương trình (3.2) thì có:

Trong đó: vdi = vsd – ed và vqi = vsq – eq là đầu ra của bộ điều khiển dòng điện. Tuy nhiên, trong quá trình hoạt động, sai số hệ thống hoặc nhiễu theo thời gian

1 L

(3.15)





1 0 0 1

sd i sq

i  sd i  sq

   

    0 

  

  

  

  

  

  

  

  

   

   

1 L

     

     

tác động là không thể tránh khỏi. Lúc này, hệ phương trình (3.14) trở thành:

1 0

1 L

Trong đó: dd và dq là nhiễu tương ứng trên thành phần trục d và q.

0 1

   

    0 

  

  

i   sd   i   sq

v   di   v   qi

  

  

1 L

     

     

Đặt X = , A = , B = , u = , C = D = , d =



Hệ phương trình mô tả trạng thái được tính bởi:

 X AX Bu Dd    y CX 

(3.16)

ˆ ˆ X = AX + Bu+ Dd LC X - X







3.5.2.1. Bộ quan sát nhiễu DOB Từ hệ phương trình trạng thái (3.16) kết hợp với việc đảm bảo các biến ước lượng được hội tụ về các biến thật thì cần bổ xung vào giá trị ước lượng trạng thái, phản hồi sai lệch giữa đầu ra đo được và đầu ra ước lượng qua ma trận hệ số L. Hệ phương trình ước lượng trạng thái được thiết kế như sau:

ˆ ˆ y = CX

   

ˆ 



ˆ X - X = A X - X + D(d - d) LC X - X

(3.17)







 ˆ y - y = C X - X



    

Trong đó: ˆX , ˆy , ˆd lần lượt là các giá trị ước lượng của X, y và d. Trừ vế với vế của hệ phương trình (3.16) cho (3.17) ta được:  (3.18)

Ý nghĩa của việc đưa sai lệch đầu ra phản hồi về sẽ thấy rõ nếu ta xét sai lệch

ˆ d = d - d 

Xe = X - X ,

giữa biến trạng thái và biến ước lượng. Đặt , từ hệ phương trình

(3.18), kết hợp với không nhiễu suy ra:







LCe = A LC e X

e = Ae X

aP 2

A LC 

P P 





(3.19)

bP 2

A LC 

P P 





(3.20)

 

     

  Trong đó P, a và b là các giá trị dương.

-a

-b

Việc xác định ma trận hệ số L sao cho cặp ma trận [A, C] đạt trị riêng, tức là các nghiệm của phương trình đặc tính có phần thực âm, thì sai lệch sẽ tiến về không, 𝒆(𝑡) → 0. Sử dụng LMI [76] có thể dễ dàng tìm được L nếu L thoả mãn:  

Hình 3.26. Vùng LMI theo chiều dọc

Hình 3.29 thể hiện vùng giá trị xác định của phương pháp LMI. Tính ổn định của

phương pháp LMI này đã được chứng minh chi tiết trong bài báo [76].

Sau khi ước lượng trạng thái đã chính xác, nhiễu loạn cũng cần được ước lượng

0d

một cách chính xác, hay trong khoảng thời gian hữu hạn.

X - Bu - Dd = AX 

Xuất phát từ hệ phương trình (3.17) và (3.18) ta suy ra được:

ˆ ˆ  X = AX + Bu+ Dd LC X - X







   

(3.21)

ˆ 





ˆ 





  X - X - Dd + Dd = A LC X - X



Trừ vế với vế hai phương trình trong hệ phương trình trên, ta được:



ˆ 









(3.22)

 ˆ X - X - Bu - Dd = AX - AX - Bu - Dd LC X - X   X - X - Dd = A LC X - X







0

ˆ Xe = X - X  

-1

(3.23)



Mà



và D là ma trận vuông 2x2 nên có : ˆ d = - D A LC X - X  

ˆ d = d - d 

-1 d = -D



(3.24)





  

 A LC X - X - Dd 

ˆ 0

Lại có: , suy ra:

d =d-d 

Để ước lượng nhiễu một cách chính xác, tức là . Để thoả mãn điều

này, luận án lựa chọn luật hội tụ như sau:

d 

k 

(3.25)

(3.26) Suy ra : Trong đó : k là một số dương. ˆ     d d d k

Tính ổn định của bộ quan sát nhiễu DOB đã được chứng minh chi tiết trong bài

báo [76] và sẽ không nhắc lại trong phạm vi luận án này.

(3.27)

s = e

    d  

3.5.2.2. Bộ điều khiển FTSMC Để đơn giản hoá, mặt trượt của bộ điều khiển được lựa chọn như sau:

e = X - X , λ là tham số dương tự chọn, ˆX là giá trị ước lượng tương là lượng đặt

Trong đó:

sdr

sqr

  

 

ứng của dòng điện qua cuộn cảm L (hay dòng đi lên lưới),

dòng điện cho bộ điều khiển vòng dòng hay chính là đầu ra của bộ điều khiển vòng áp.

Đạo hàm hai vế của phương trình (3.27) thì được:

(3.28)

s=e e   , suy ra:

e  

0s

e 



ˆ   rX = X e   ˆ

(3.29)





 rX = AX + Bu+ Dd LC X - X

Xét

 ˆ  e 

 Từ phép biến đổi trên và ma trận B là một ma trận vuông 2x2, giá trị của thành

-1

B X - AX - Dd LC X - X







u eq

(3.30)

 ˆ  



 

 e 

phần cân bằng được tính toán bởi:

Trạng thái của hệ thống sẽ hội tụ về mặt trượt định trước trong một khoảng thời

c 2 d 2

c 1 d 1

gian cố định với thành phần đóng cắt được đề xuất áp dụng bởi phương trình:

sign





  s

swu

 1

 2



1  

(3.31)

 . Giả

,   1 2

c c d d , , , 1 2 1 2

c 1 d 1

c 2 d 2

Trong đó: là các số dương tự chọn và

sử, ma trận tuyến tính LMI bằng L*E với E là ma trận đơn vị và các tham số tự chọn trên hai trục d và q là giống nhau để dễ dàng cho việc thiết kế. Các giá trị điều khiển cho bộ điều khiển vòng dòng là:



 



ˆ .i -  sq

ˆ - i sd

sdr

- i sd

 - D L i 



 = L i   sdr

 

c 2 d 2

c 1 d 1





 1

s d

 sign s d

- i



ˆ i .  sd

sqr

ˆ - i sq



  2  - D L i 

 sign s d   

 = L i   sqr

 

c 1 d 1

c 2 d 2



 1

s q

 2

 sign s q



 sign s q



 v di     v  qi   

(3.32)

3.5.2.3. Tính ổn định của bộ điều khiển Tính ổn định của bộ điều khiển được xét bởi một phương trình duy nhất như sau:

2 s +

d 

1 2

V (3.33)

Đạo hàm hai vế của phương trình trên sẽ được:

=ss+dd 

(3.34) V 

Kết hợp với các phương trình (3.33) và (3.34) thì có:

c 2 d 2

c 1 d 1

sign



  s

 2

  

=ss+dd   s s .     1 

c 2 d

c 1 d 1

s . .

sign

 



  s

 1

 2

V 

  

  

  

  

,  dương. Theo [79], điều

(3.35)

,   1 2

c c d d , , , 2 1 2 này chứng tỏ rằng bộ điều khiển được thiết kế là ổn định.

Suy ra 𝑉̇ < 0 với mọi tham số

3.5.3. Thiết kế bộ điều khiển điện áp

(3.36)

up k

2 C    n 2 C   n

  

Để đơn giản hoá, bộ điều khiển PI được sử dụng để kiểm soát điện áp DC đầu ra. Bộ điều khiển PI cung cấp đáp ứng động tốt cũng như sai số trạng thái ổn định bằng không trong việc điều khiển đại lượng một chiều. Như đã thiết kế ở trên, thông số bộ điều khiển PI cho mạch vòng điện áp là: k

Trong đó: ξ là hệ số tắt dần, ωn là tần số góc dao động riêng của hệ thống, C =

C1/2 = C2/2 là giá trị tương ứng của tụ điện C1 nối tiếp C2.

3.6. Mô phỏng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu trong chế độ nối lưới

Các thông số mô phỏng được thể hiện chi tiết trong Bảng 3.3

Bảng 3.3. Thông số mô phỏng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu

Thông số Giá trị

Công suất P 15kW

Điện áp lưới 380V/50Hz

Điện áp Vdc 600V

Cuộn cảm L 1,2mH

Tụ điện DC-link, C1 = C2 940µF

10kHz Tần số điều chế fsw

kup, kui 0,5315; 119,2751

Hệ số ma trận L -15000

λ 10000

0,0005 ρ1 = ρ2

4; 5 c1, c2

5; 4 d1, d2

к 1

Kịch bản mô phỏng cho bộ nghịch lưu ba pha hình T được dựa theo tiêu chuẩn

IEEE 519-2014 như ở bộ điều khiển PI bên trên như sau:

khởi động 𝑅(cid:3046)(cid:3047)(cid:3028)(cid:3045)(cid:3047) = 20Ω. + Từ 0,05s đến 0,08s: Ngắt điện trở Rstart ra khỏi hệ thống, hệ thống chạy chỉnh

lưu tự nhiên.

+ Từ 0,08s đến 0,15s: Phát xung điều khiển hệ thống, hệ thống chạy không tải + Từ 0,15s đến 0,25s: Đóng tải là nguồn dòng tương đương công suất 15kW vào

hệ thống.

 Kịch bản 1: Lưới điện lý tưởng

Hình 3.27. Dòng điện đầu ra bộ biến đổi

Hình 3.28. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.29. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Hình 3.30. Giá trị THD của dòng đi lên lưới

Nhận xét: + Dòng điện đi lên lưới có dạng hình sin với THD là 2,70%. + Điện áp trên 2 tụ DC cân bằng, độ lệch lớn nhất cỡ 1,2V≈ 0,2% . + Tại thời điểm phát nguồn dòng, dòng điện lên lưới đáp ứng nhanh khoảng

2,5ms.

+ Trong quá trình quá độ, điện áp trên tụ vọt lên tối đa 2% so với giá trị xác lập.

 Kịch bản 2: Biên độ điện áp một pha giảm xuống 10%

Hình 3.31. Điện áp lưới

Hình 3.32. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.33. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại thời điểm 0,25s, dòng đi lên lưới có sự mất cân bằng nhẹ, giá trị THD là

4,13%.

+ Điện áp trên tụ vẫn luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,5V≈ 0,25% .

 Kịch bản 3: Biên độ điện áp hai pha giảm xuống 10%

Hình 3.34. Điện áp lưới

Hình 3.35. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.36. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại thời điểm 0,25s, dòng đi lên lưới có sự mất cân bằng nhẹ, giá trị THD là

4,03%.

+ Điện áp trên tụ vẫn luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,7V≈ 0,28% .

 Kịch bản 4: Biên độ điện áp ba pha giảm xuống 10%

Hình 3.37. Điện áp lưới

Hình 3.38. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.39. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại thời điểm 0,25s, dòng đi lên lưới cân bằng, giá trị THD là 2,59%. + Điện áp trên tụ vẫn luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,8V≈ 0,29% .

 Kịch bản 5: Tần số thay đổi ±1%

Hình 3.40. Điện áp lưới

Hình 3.41. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.42. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Tại các thời điểm tần số thay đổi, dòng điện đi lên lưới đảm bảo hình sine và thời gian đáp ứng nhanh. Giá trị THD khi ở tần số 47,5Hz và 52,5Hz lần lượt là 2,92% và 2,89%.

+ Điện áp trên 2 tụ DC cân bằng, độ lệch lớn nhất khoảng 1,2V≈ 0,2%.

 Kịch bản 6: Điện áp có thành phần sóng hài bậc 5, 7, 13 (THD = 8%)

Hình 3.43. Dòng điện đi lên lưới

Hình 3.44. THD của dòng điện đi lên lưới

Hình 3.45. Điện áp trên 2 tụ điện một chiều

Nhận xét: + Khi có tác động của sóng hài bậc cao vào lưới điện, dòng điện đi lên lưới bị

ảnh hưởng, có sự méo dạng ở đỉnh và giá trị THD lúc này là 4,37%.

+ Điện áp trên 2 tụ DC vẫn cân bằng, có sự dao động nhẹ, độ lệch lớn nhất chỉ

khoảng 1,2V≈ 0,2% .

Từ các kết quả mô phỏng cho thấy, bộ điều khiển FTSMC cũng như phương pháp điều chế FSVM là hoàn toàn đáp ứng được các tiêu chuẩn đưa ra, điện áp trên tụ luôn cân bằng và có độ lệch nhỏ trong suốt quá trình. Kết quả của các kịch bản trên được thể hiện trong Bảng 3.3.

Bảng 3.4. Kết quả mô phỏng bộ điều khiển FTSMC và PI

Bộ điều khiển FTSMC Bộ điều khiển PI

Các kịch bản THD dòng điện lên lưới Độ lệch tụ THD dòng điện lên lưới Độ lệch tụ

2,70% 0,2% 2,96% 0,27% Lưới điện lý tưởng

4,13% 0,25% 3,71% 0,25%

4,03% 0,28% 3,38% 0,25%

2,59% 0,29% 2,46% 0,27%

Biên độ 1 pha giảm xuống 10% Biên độ 2 pha giảm xuống 10% Biên độ 3 pha giảm xuống 10% Tần số thay đổi ±1% 2,92%; 2,89% 0,2% 2,28%; 2,93% 0,2%

4,37% 0,2% 15,17% 1,08%

2% 6,3% Điện áp có thành phần sóng hài bậc 5,7,13 (THD = 8%) Độ quá điều chỉnh khi đóng tải

2,5ms 10ms Thời gian đáp ứng khi đóng tải

Nhận xét chung:

Trong các điều kiện lưới lý tưởng, biên độ điện áp 1, 2, 3 pha giảm xuống 10% hay tần số thay đổi, cả hai bộ điều khiển FTSMC và PI đều đảm bảo chất lượng sóng hài của điện áp, luôn cân bằng tụ (đều có độ lệch điện áp trên 2 tụ DC < 0,3%). Tuy nhiên khi đóng tải, độ quá điều chỉnh cũng như thời gian đáp ứng của bộ PI là lớn và lâu hơn nhiều lần so với bộ điều khiển kháng nhiễu. Khi lưới có sóng hài bậc cao tác động, bộ điều khiển PI không đáp ứng được khi mà giá trị THD dòng đi lên lưới lên tới 15,17%, vượt quá tiêu chuẩn IEEE 519-2014 cho phép. 3.7. Kết luận

Trong chương này, luận án đã trình bày một bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB giúp cho mục tiêu điều khiển được đảm bảo dù trong điều kiện lưới cân bằng, mất cân bằng, tải hay nhiễu thay đổi theo thời gian. Quy luật Lyapunov [78] được sử dụng để chứng minh tính ổn định của bộ điều khiển đề xuất áp dụng.

Các kết quả mô phỏng trên phần mềm Matlab/Simulink được thực hiện để đánh giá chất lượng của bộ điều khiển đề xuất áp dụng: giá trị THD dòng điện thấp, đáp ứng nhanh, không có sai lệch tĩnh và độ quá điều chỉnh thấp trong mọi điều kiện. Chất lượng của bộ điều khiển đề xuất áp dụng cũng được so sánh với bộ điều khiển PI, từ đó thấy rõ được những ưu điểm vượt trội mà bộ điều khiển đề xuất áp dụng đem lại.

CHƯƠNG 4. ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU HÌNH T BA PHA

TRONG CHẾ ĐỘ ĐỘC LẬP

4.1. Đặt vấn đề

4.2. Mô hình toán học của nghịch lưu hình T ba pha

Việc đảm bảo chất lượng điện áp và dòng điện đầu ra với các dạng tải khác nhau là một yêu cầu quan trọng khi nghiên cứu và thiết kế bộ nghịch lưu ba pha hình T trong chế độ độc lập. Bên cạnh phương pháp điều chế véctơ không gian SVM để điều khiển phát xung cho bộ biến đổi thì chất lượng điện áp, dòng điện do chất lượng mạch vòng điều khiển quyết định vì mạch vòng điều khiển sẽ cung cấp lượng đặt thích hợp cho khâu SVM. Để nghiên cứu cấu trúc điều khiển bộ nghịch lưu ba pha hình T chế độ độc lập, luận án đã tìm cách mô hình hoá đối tượng, trên cơ sở đó thiết lập các mạch vòng điều khiển phù hợp với đối tượng.

Sơ đồ mạch lực bộ nghịch lưu ba pha hình T chế độ độc lập với bộ lọc LC được

SC1

SA1

SB1

SA4

isa

iLa

Vsa

SA3

SB4

isb

iLb

Vsb

LOAD

SB3

SC4

isc

iLc

Vsc

SC2

SA2

SB2

SC3

VLa VLb VLc

thể hiện trong Hình 4.1

Hình 4.1. Cấu trúc nghịch lưu hình T chế độ độc lập

Áp dụng định luật Kỉchhoff 1 tại điểm kết nối giữa tải và mạch lọc LC thì có:





dv Lk dt

(4.1)

Trong đó: Cf là giá trị tụ điện của bộ lọc LC, k = a, b, c là 3 pha khác nhau của hệ thống, vLk là điện áp rơi trên tụ lọc và chính là giá trị điều khiển mong muốn, isk là dòng điện pha, iLk là dòng điện tải.





. C v .  f

Biến đổi sang hệ trục toạ độ d-q thì được:

dv Ld dt dv







. C v .  f

Lq dt

    

(4.2)





Áp dụng định luật Kỉchhoff 2 ở phía đầu ra của bộ nghịch lưu hình T, có:

di sk dt

(4.3)

Trong đó: Lf là giá trị cuộc cảm của bộ lọc LC, vsk là điện áp đầu ra các pha của

bộ nghịch lưu ba pha hình T.







L i . f

Biến đổi sang hệ trục toạ độ d-q thì được:

di sd dt di









L i . f

sq dt

    

4.3. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển PI

(4.4)

Cấu trúc điều khiển của mạch nghịch lưu ba pha hình T chế độ độc lập khi sử

dcU

Udc1 Udc2

dc1U

dc2U

SA3

SB3

SC3

FSVM

abc

Vabc

SC4

SB4

SA2

SA4 SA1

[Vsd,Vsq]T

SB2

SB1

SC2

SC1

isabc

[isd ,isq]T

abc

PI PI

Lf + Lf

*]T

[isd

*,isq

PI PI

*]T

[VLd

* ,VLq

VLabc

[VLd ,VLq]T

abc

Load

dụng bộ điều khiển PI truyền thống được thể hiện trong Hình 4.2.

Hình 4.2. Cấu trúc điều khiển mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha hình T chế độ độc lập khi sử dụng bộ điều khiển PI

Đây là cấu trúc điều khiển tầng gồm 2 mạch vòng điều khiển: mạch vòng trong là mạch vòng dòng điện, mạch vòng ngoài là mạch vòng điều chỉnh điện áp một chiều DC. Giá trị đầu ra của bộ điều chỉnh dòng điện sẽ đi qua khâu điều chế véctơ không gian FSVM để tạo các xung điều khiển cho hệ thống van IGBT. Mục tiêu điều khiển của cấu trúc này bao gồm:

 Điện áp pha đầu ra mạch nghịch lưu ổn định và bám theo giá trị đặt  Hệ thống ổn định hoặc ít xảy ra sai lệch với mọi loại tải hay tham số hệ thống là

4.4. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện

không chính xác

Ldv

bằng cách bù chéo còn thành phần Từ phương trình (4.4), nhận thấy các thành phần 𝜔. 𝑖(cid:3046)(cid:3031) và 𝜔. 𝑖(cid:3046)(cid:3044) có thể khử được và 𝑣(cid:3013)(cid:3044) là nhiễu. Khi đó, hàm truyền giữa dòng

điện và tín hiệu điều khiển tương ứng có thể được biểu diễn thành:



G s ( ) vi

( ) s s ( )

i sd v sd

1 L s i

( ) 0 s 

s ( )



(4.5)

G s ( ) vi

s ( )

i sq v sq

1 L s i

( ) 0 s 

(4.6)

Vì đối tượng điều khiển là khâu tích phân nên có thể sử dụng bộ điều khiển PI để

G s K ( )

)





1 T s i

LdU u*

isd

PI ω L

isq

ω L

điều khiển. (4.7)

Liisq

isd

1 Lis

VLd

Hình 4.3. Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ toạ độ quay d-q



G s ( )



G s G s ( ) ( ) c vi G s G s ( ) ( ) 



Hình 4.4. Cấu trúc mạch vòng dòng điện kênh d



G s ( )



Hàm truyền hệ kín mạch vòng dòng điện: 1 1 ) T s L s i i 1 1 ) T s L s i

K T s K 2

K T s K

p i 

p 

p i

T L s i i

(4.8)



G s ( ) 2

So sánh với khâu dao động bậc hai dạng chuẩn có dạng:

2    n n 2     n n

(4.9)



Thu được:



T i

2  n 2   n

    

(4.10)

n là tần số góc dao động riêng

Trong đó:  là hệ số tắt dần (chọn = 0,71),

4.5. Thiết kế bộ điều khiển điện áp

của hệ thống.

Từ phương trình (4.2), nhận thấy các thành phần 𝜔. 𝑣(cid:3013)(cid:3031) và 𝜔. 𝑣(cid:3013)(cid:3044) có thể khử và 𝑖(cid:3013)(cid:3044) là nhiễu. Khi đó, hàm truyền giữa

V s ( ) Lq



được bằng cách bù chéo còn thành phần L di dòng điện và tín hiệu điều khiển tương ứng có thể được biểu diễn thành:

G s ( ) iv

s ( )

i sq

1 C s f

( ) 0 s 

(4.11)

Nhận thấy đối tượng điều khiển là khâu tích phân nên có thể sử dụng bộ điều

(4.12)

G s K ( )

)





1 T s i

CfvLq

Vsd

1 Cfs

iLd

khiển PI với hàm truyền như công thức (4.12) dưới đây để điều khiển.

Hình 4.5. Cấu trúc mạch vòng điện áp kênh d



G s ( )



G s G s ( ) ( ) c vi G s G s ( ) ( ) 



1 ) T s C s 1 1 ) T s C s



G s ( )



Khi đó có hàm truyền hệ kín mạch vòng điện áp như sau:

K T s K 2

p K T s K 

p i 

p i

T C s f

(4.13)



G s ( ) 2

So sánh với khâu dao động bậc hai dạng chuẩn có dạng:

2    n n 2     n n

(4.14)



Ta thu được:



T i

2  n 2   n

    

(4.15)

n là tần số góc dao động riêng

Trong đó:  là hệ số tắt dần (chọn = 0,71),

4.6. Mô phỏng bộ điều khiển PI trên phần mềm Matlab/Simulink

của hệ thống.

Các thông số thiết kế và tính toán của hệ thống mô phỏng được dựa theo các tham số chế độ nối lưới, được thể hiện trong Bảng 4.1 cùng với các tham số của bộ điều khiển.

Bảng 4.1. Thông số mô phỏng bộ điều khiển PI

Thông số Giá trị

Điện áp Vdc 600V

Điện áp đầu ra 380V/50Hz

Lọc LC 1,2mH, 20µF

Tụ điện DC-link, C1 = C2 940µF

10kHz Tần số điều chế fsw

Tải điện trở 9,68 Ω

0,056; 82,0513 Bộ điều khiển điện áp kpv, kiv

14,015; 9256,2 Bộ điều khiển dòng điện kpi, kii

Kịch bản mô phỏng: Hệ thống sẽ được đánh giá thông qua các kịch bản với các loại tải khác nhau

trong điều kiện khác nhau như sau:

+ Tải ba pha cân bằng (R load) + Tải không cân bằng (mất 1 pha) + Tải thay đổi đột ngột + Tải phi tuyến (cấu chỉnh lưu điốt 3 pha và tải R phía DC) + Tham số hệ thống bị sai lệch

 Kịch bản 1: Tải ba pha cân bằng

Hình 4.3. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên2 tụ DC (c)

Hình 4.4. Giá trị THD của điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz)

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, 3 pha cân bằng và có hệ số méo

dạng sóng hài THD = 0,61%.

+ Điện áp trên tụ VC1 và VC2 luôn cân bằng, độ lệch tối đa chỉ khoảng 9V≈ 1,5%.

 Kịch bản 2: Tải không cân bằng

Hình 4.5. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Nhận xét: + Điện áp và dòng điện không còn dạng sine, chất lượng sóng hài kém. + Độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất lên tới 39V≈ 6,5%.

 Kịch bản 3: Tải thay đổi đột ngột

Hình 4.6. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz) dù tải có thay đổi giá trị

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, 3 pha luôn cân bằng, thời gian đáp

ứng khoảng 3ms

+ Điện áp trên tụ điện VC1 và VC2 luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch tối

đa chỉ khoảng 9V≈ 1,5%.

 Kịch bản 4: Tải phi tuyến

Hình 4.7. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Nhận xét: + Điện áp và dòng điện đạt được không còn dạng sine, chất lượng sóng hài kém. + Độ lệch điện áp trên 2 tụ DC lớn nhất khoảng 8V≈ 1,33%.

 Kịch bản 5: Tham số hệ thống bị sai lệch

Hình 4.8. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Hình 4.9. Giá trị THD của điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz)

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, 3 pha cân bằng và có hệ số méo

dạng sóng hài THD = 1,40%.

+ Điện áp trên tụ điện VC1 và VC2 vẫn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch tối

đa chỉ khoảng 20V≈ 3,33%.

4.7. Cấu trúc điều khiển sử dụng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu

4.7.1. Cấu trúc điều khiển

Cấu trúc điều khiển của mạch nghịch lưu ba pha hình T chế độ độc lập sử dụng

dcU

Udc1 Udc2

dc1U

dc2U

SA3

SB3

SC3

FSVM

abc

Vabc

SB4

SC4

SA2

SA4 SA1

[Vsd,Vsq]T

[ldi , lqi]T

SB2

SB1

DOB

[l^

di,l^

qi]T

SC2

SC1

FTSMC

*]T

[isd

*,isq

isabc

BĐK kháng nhiễu

abc

[isd ,isq]T

Lf + Lf

[ldu ,lqu]T

DOB

+ - [l^

du ,l^

qu]T

*]T

[VLd

* ,VLq

FTSMC

VLabc

abc

Load

[VLd ,VLq]T

BĐK kháng nhiễu ω

bộ điều khiển kháng nhiễu mới được xây dựng ở Hình 4.13.

Hình 4.10. Cấu trúc điều khiển nghịch lưu hình T chế độ độc lập

Cũng giống như cấu trúc bộ điều khiển PI, mục tiêu điều khiển của cấu trúc này

bao gồm:

không chính xác

 Ngoài ra, cải thiện chất lượng điện áp đầu ra hơn so với bộ PI

Giống như chế độ nối lưới, thay vì sử dụng bộ PI truyền thống (không đáp ứng được chất lượng điều khiển trong một số trường hợp), luận án sử dụng cấu trúc điều khiển gồm 2 mạch vòng đều cấu tạo giống nhau và gồm: bộ điều khiển FTSMC và khâu quan sát nhiễu DOB. Do có cấu trúc như nhau, vì thế bộ điều khiển dòng điện và điện áp sẽ được trình bày chung ở phần dưới đây.

4.7.2. Thiết kế bộ điều khiển điện áp và dòng điện



1 C

Xuất phát từ hai phương trình (4.2) và (4.4), biến đổi về dạng ma trận có:





i sd i sq

   

    

v  v 

  

  

  

  

  

  

  

  



1 C

     

     

     

     

(4.16)



1 L

Và





i sd i sq

i  sd i  sq

   

    .   0  

  

  

  

  

  

   

   



1 L

     

     

     

     

1 C

1 L

(4.17)



0   

   0 

v  Ld  v  Lq

i   sd ,   i   sq

  

1 C

1 L

     

      ,      

     



1 C

1 L

Giả thiết : là X, là A, là B,

i Ld i

i sd i sq

v sd v sq

  

  ,    

  

  

  ,    

  



1 C

1 L

     

      ,      

     

là D, là u, là d.

Hệ phương trình mô tả trạng thái của bộ nghịch lưu ba pha hình T được viết dưới

X = A.X + B.u+ D.d  y = CX

  

dạng: (4.18)

X = A + ΔA X + (B + ΔB)u+ Dd 

Do trên thực tế, hệ thống có thể chịu thêm nhiễu hoặc tham số mô hình không

 y = CX

  

hoàn toàn chính xác, khi đó hệ phương trình (4.18) trở thành:  (4.19)

Để dễ dàng cho việc thiết kế, đặt ΔA.X + ΔB.u + Dd = E.l , khi đó hệ trên trở

thành:

X = A.X + B.u+ E.l  y = CX

  

(4.20)

Tương tự như thiết kế bộ điều khiển dòng điện trong chế độ nối lưới, hệ phương

trình ước lượng trạng thái và luật hội tụ nhiễu được thiết kế như sau:

ˆ ˆ  X = AX + Bu + El LC X - X







ˆ ˆ y = CX ˆ l = l +

l 



      

(4.21)

Ở đây, ma trận E nên chọn chính bằng ma trận đơn vị, bộ DOB được sử dụng để

bù nhiễu của nghịch lưu ba pha hình T thông qua các kênh đầu vào điều khiển.

ˆ 



 ˆ X - X = A X - X + E(l - l) LC X - X





     



Kết hợp hệ phương trình (4.20) và (4.21) sẽ có:

  ˆ y - y = C X - X e = Ae LCe X X X   

e = A LC e  X X

(4.22)

Xe = X - X

Trong đó:

Bằng cách sử dụng phương pháp LMI để giải quyết tính ổn định của phương trình (4.22) ngoài các hiệu ứng nhiễu, các sai lệch giữa các trạng thái và bộ quan sát trạng thái hội tụ với nhau bằng cách áp dụng hệ phương trình (3.24) và b < eig(A-LC) < -a. Sau khi bộ quan sát trạng thái hoạt động chính xác, nhiễu hệ thống cũng cần được hội tụ về 0 trong một thời gian hữu hạn. Bằng cách áp dụng bộ quan sát nhiễu trong phương trình (4.21) cho phương trình (4.22), sai lệch nhiễu sẽ tiến tới 0 trong thời gian hữu hạn. bộ điều khiển sử dụng các trạng thái ước lượng để thiết kế bộ điều khiển trượt FTSMC.

Để đơn giản hoá, mặt trượt của bộ điều khiển FTSMC được lựa chọn như sau:

s = e

    d  

(4.23)

ˆ e = X - X r

Trong đó: λ là tham số dương tự chọn,

Đạo hàm hai vế của phương trình trên, ta được:

s = e + e .  

(4.24)

s =



ˆ  rX = A X + Bu + E l

Với

 ˆ  LC X - X -

-1

T = (B B ) B



e 

ˆ X - A X - E l 

e q

 L C X - X +



, kết hợp với hệ phương trình (4.21), ta được: 

 

 

(4.25)

Trạng thái của hệ thống sẽ hội tụ về mặt trượt định trước trong một khoảng thời

c 2 d

c 1 d 1

sign





  s

swu

 1

 2

gian cố định với thành phần đóng cắt được đề xuất áp dụng bởi phương trình:

(4.26)



1  

2  .

,   1 2

c c d d , , , 1 2 1 2

c 2 d

c 1 d 1

Trong đó: là các số dương tự chọn và

Tương tự như chế độ nối lưới, tiêu chuẩn ổn định Lyapunov [79] được sử dụng

 V

để xét tính ổn định của bộ điều khiển:

T1 s = s s 2

 V 

(4.27)

(4.28) Đạo hàm 2 vế của phương trình trên thì được: s = s s 

c 2 d

c 1 d 1

sign





V 

  T s = -s

  s

Kết hợp với các phương trình (4.24) và (4.26), dẫn tới:

 2

   1 

  

(4.29)

4.8. Mô phỏng bộ điều khiển trượt kháng nhiễu trên phần mềm

Matlab/Simulink

Chứng tỏ, bộ điều khiển thoả mãn tiêu chuẩn ổn định Lyapunov. Cần lưu ý rằng, việc lựa chọn tham số điều khiển là yếu tố chính ảnh hưởng đến hiệu suất đầu ra bộ điều khiển, điểm cực gain của LMI nên được sử dụng để đạt được độ quá điều chỉnh nhỏ, thời gian ổn định nhanh. Hệ thống đáp ứng nhanh thì theo đó độ dao động cũng cao và ngược lại.

Các thông số thiết kế và tính toán của hệ thống mô phỏng được dựa theo các tham số ở phần mô phỏng cho bộ PI, được thể hiện trong Bảng 4.2 cùng với các tham số của bộ điều khiển.

Bảng 4.2. Thông số mô phỏng bộ điều khiển FTSMC

Thông số Giá trị

600V Điện áp Vdc

Điện áp đầu ra 380V/50Hz

Lọc LC 1,2mH; 20µF

Tụ điện DC-link, C1 = C2 940µF

10kHz Tần số đóng cắt fsw

Tải điện trở 9,68 Ω

Bộ điều khiển điện áp L=-2500, κ= ρ1 = ρ2=0,0005; λ=3000; c1=4; c2=5; d1=5; d2=4

Bộ điều khiển dòng điện L=-10000; κ= ρ1 = ρ2=0,0005, λ=10000; c1=4; c2=6; d1=6; d2=4

Kịch bản mô phỏng: Hệ thống sẽ được đánh giá thông qua các kịch bản với các loại tải khác nhau

trong điều kiện khác nhau như sau:

+ Tải ba pha cân bằng (R load) + Tải không cân bằng (mất 1 pha) + Tải thay đổi đột ngột + Tải phi tuyến (cầu chỉnh lưu điốt 3 pha và tải R phía DC) + Tham số hệ thống bị sai lệch

 Kịch bản 1: Tải ba pha cân bằng, Rload = 9,68 Ω

Hình 4.11. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Hình 4.12. Giá trị THD của điện áp trên tải

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz)

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, 3 pha cân bằng và có hệ số méo dạng sóng hài THD = 0,44% (nhỏ hơn nhiều so với quy định trong tiêu chuẩn IEEE 519-2014).

+ Điện áp trên tụ VC1 và VC2 luôn cân bằng, độ lệch tối đa chỉ khoảng 4,5V≈

0,75%.

 Kịch bản 2: Tải thay đổi đột ngột từ 9,68Ω (100%) thành 5,808Ω (60%)

Hình 4.13. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz) dù tải có thay đổi giá trị

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, 3 pha luôn cân bằng, thời gian đáp

ứng nhanh, chỉ khoảng 0,001s

+ Điện áp trên tụ điện VC1 và VC2 luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch tối

đa chỉ khoảng 9V≈ 1,5%.

 Kịch bản 3: Tải không cân bằng (2 pha tải, 1 pha không tải)

Hình 4.14. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Hình 4.15. Giá trị THD của điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz)

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, hệ số méo dạng sóng hài THD =

0,60% (nhỏ hơn nhiều so với quy định 5% trong tiêu chuẩn IEEE 519-2014).

+ Điện áp trên tụ điện VC1 và VC2 vẫn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch tối

đa là khoảng 25V≈ 4,17%.

 Kịch bản 4: Tải phi tuyến

Hình 4.16. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Hình 4.17. Giá trị THD của điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz)

+ Điện áp sau lọc có dạng sine, 3 pha cân bằng và có hệ số méo dạng sóng hài

THD = 1,17% (nhỏ hơn so với quy định 5% trong tiêu chuẩn IEEE 519-2014).

+ Điện áp trên tụ điện VC1 và VC2 luôn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch tối

đa khoảng 2,2V≈ 0,37%.

 Kịch bản 5: Tham số hệ thống bị sai lệch. Giả định lọc LC lúc này có giá trị: La

= 1,1%L; Lb = L; Lc = 0,9%L; Ca = 0,9%C; Cb = 1,1%;, Cc = 0,9%C.

Hình 4.18. Điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, điện áp pha (a), dòng điện trên tải (b) và độ lệch điện áp trên 2 tụ DC (c)

Hình 4.19. Giá trị THD của điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp dây đầu ra có dạng 5 mức (±VDC, ±VDC/2, 0), điện áp luôn bám theo giá

trị đặt (biên độ 380V, tần số 50Hz)

+ Điện áp và dòng điện sau lọc có dạng sine, 3 pha cân bằng và có hệ số méo dạng sóng hài THD = 0,46% (nhỏ hơn nhiều so với quy định 5% trong tiêu chuẩn IEEE 519-2014).

+ Điện áp trên tụ điện VC1 và VC2 vẫn cân bằng trong suốt quá trình, độ lệch tối

đa khoảng 4,5V≈ 0,75%.

Các kết quả mô phỏng và so sánh được tổng kết lại trong Bảng 4.3.

Bảng 4.3. Kết quả mô phỏng bộ điều khiển FTSMC và bộ điều khiển PI

Bộ điều khiển FTSMC Bộ điều khiển PI

Trường hợp THD Độ lệch tụ THD Độ lệch tụ

Tải cân bằng 0,44% 0,75% 0,61% 1,5%

Tải không cân 0,60% 4,17% >>5% 6,5% bằng

1,17% 0,37% 22,11% 1,33% Tải phi tuyến

Tham số hệ

thống bị sai 0,46% 0,75% 1,4% 3,33%

lệch

Thời gian đáp

ứng khi tải thay 1ms 3ms

4.9. Kết luận Trong mọi trường hợp với mọi loại tải hay tham số hệ thống không chính xác, bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC đề xuất áp dụng đều cho ra chất lượng điện áp, dòng điện, giá trị THD tốt hơn so với bộ điều khiển PI truyền thống.

đổi

Các kết quả mô phỏng trên phần mềm Matlab/Simulink được thực hiện để đánh giá chất lượng của bộ điều khiển FTSMC đề xuất áp dụng: giá trị THD dòng điện thấp, đáp ứng động nhanh, không có sai lệch tĩnh và độ quá điều chỉnh thấp trong mọi điều kiện. Chất lượng của bộ điều khiển đề xuất áp dụng cũng được so sánh với bộ điều khiển PI, từ đó thấy rõ được những ưu điểm vượt trội mà bộ điều khiển đề xuất áp dụng đem lại.

CHƯƠNG 5. THỰC NGHIỆM HỆ THỐNG NGHỊCH LƯU

HÌNH T BA PHA

5.1. Đặt vấn đề

5.2. Điều kiện thực nghiệm

SA3

SC1

SA1

SB1

Va_g

Uc1

SA2

SB3

Vb_g

Grid

SB2

SC3

Vc_g

Uc2

SC4

SA4

SB4

SC2

PGND

Va_l

Ia_l

Vb_l

Load

Ib_l

Vc_l

Ic_l

DRIVER

Board driver + IGBT

Uc1 Uc2 Vg

SLAVE (DSP F28379D)

Đo lường (HCPL7800A,INA128, TL082)

Board mạch đo + mạch điều khiển

Để kiểm chứng thuật toán của phương pháp điều chế FSVM và bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB, bộ thực nghiệm nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT được xây dựng với mục tiêu: - Thực nghiệm kiểm chứng thuật toán điều chế FSVM với cấu trúc nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT. - Thực nghiệm để kiểm chứng chất lượng của bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT.

Cụm Relay

Lọc LC

Nguồn 24V và Driver

Tụ DC

Hình 5.1. Cấu trúc hệ thống nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT

Hình 5.2. Board driver, van và bộ lọc

Khối tạo nguồn

DSP F28379D

Đo điện áp Uc1, Uc2

Đo điện áp lưới

Đo điện áp tải

Đo dòng điện Hình 5.3. Board mạch đo + mạch điều khiển

Mạch lực + driver

Nguồn đa năng

Laptop

Mạch điều khiển + mạch đo

Thiết bị đo

Tải

Hình 5.4. Hệ thống thực nghiệm

Mô hình thực nghiệm hệ thống nghịch lưu ba pha hình T bao gồm:

- Mạch lực gồm bộ van nghịch lưu kiểu hình T sử dụng RB-IGBT kèm

nguồn 24V và driver điều khiển van, bộ lọc LC

- Mạch đo điện áp tụ UC1, UC2, đo điện áp lưới, đo điện áp tải, đo dòng điện - Mạch điều khiển dùng DSP F28379D và khối tạo nguồn - Biến áp 3 pha với công suất P = 9,9kW - Chỉnh lưu cầu điốt 3 pha cung cấp nguồn điện 1 chiều - Tải 3 pha thuần trở R - Các aptomat bảo vệ tải và bảo vệ nguồn 1 chiều

100

Thiết bị đo chuyên dụng: FLUKE 190-102 SCOPEMETER. GWINSTEK

GDS- 2104A Osilloscope

Bảng 5.1. Thông số hệ thống

STT 1 2 Thông số Điện áp 1 chiều Điện dung tụ 1 chiều Giá trị 168 940 Ký hiệu UDC C1, C2

3 4 5 Tần số phát xung Giá trị điện cảm cuộn lọc Giá trị tụ lọc f Lf Cf 10 1 20

5.3. Kết quả thực nghiệm

6 Điện trở tải R 64 Đơn vị V μF kHz mH μF 

Các kịch bản thực nghiệm cũng được dựa theo các kịch bản trong chế độ mô phỏng để đánh giá tính khả thi của phương pháp điều chế cũng như bộ điều khiển đề xuất áp dụng. Kịch bản 1 được thực hiện với tải thuần trở 3 pha áp dụng cho chế độ tải cân bằng (có tải 3 pha bằng nhau). Kịch bản 2 là trường hợp tải không cân bằng (2 pha có tải, 1 pha không có tải). Kịch bản 3 đó là tải thay đổi (tải có giá trị bị thay đổi đột ngột). Kịch bản 4 thực hiện với tải phi tuyến (cụ thể là mắc thêm 1 bộ chỉnh lưu cầu điốt 3 pha). Kịch bản 5 là có tham số hệ thống không chính xác (các giá trị hệ thống bị thay đổi trong quá trình hoạt động).

 Kịch bản 1: Tải ba pha cân bằng (Tải thuần trở R, Rload = 9,68 Ω)

Hình 5.5. Điện áp đầu ra bộ biến đổi

101

Hình 5.6. Điện áp trên tải

Hình 5.7. Dòng điện tải

102

Hình 5.8. Điện áp trên hai tụ DC

Hình 5.9. Giá trị THD điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp pha đầu ra bộ biến đổi có dạng 3 mức đúng như lý thuyết. + Với giá trị điện áp đặt bằng 92V, điện áp trên tải 3 pha cân bằng và có dạng hình sine với biên độ bám theo giá trị đặt và THD bằng 2,83%, chứng tỏ bộ điều khiển và phương pháp điều chế FSVM hoạt động tốt.

+ Điện áp trên 2 tụ điện luôn cân bằng quanh điểm 84V trong suốt quá trình (Độ

lệch lớn nhất khoảng 4V ≈ 2,4%).

103

 Kịch bản 2: Tải ba pha không cân bằng (2 pha có tải, 1 pha không có tải)

Hình 5.10. Điện áp đầu ra bộ biến đổi

Hình 5.11. Điện áp trên tải

104

Hình 5.12. Dòng điện tải

Hình 5.13. Điện áp trên hai tụ DC

105

Hình 5.14. Giá trị THD điện áp tải

Nhận xét: + Điện áp pha đầu ra bộ biến đổi có dạng 3 mức đúng như lý thuyết. + Với giá trị điện áp đặt bằng 92V, điện áp trên tải 3 pha có dạng hình sine nhưng không cân bằng vì có biên độ pha không có tải (màu xanh lá cây) nhỏ hơn 2 pha còn lại. Tuy nhiên biên độ các pha bám theo giá trị đặt và THD bằng 2,55% dù tải là ba pha không cân bằng, chứng tỏ bộ điều khiển và phương pháp điều chế FSVM hoạt động tốt.

+ Dòng điện 3 pha qua tải bị mất cân bằng. + Điện áp trên 2 tụ điện luôn cân bằng quanh điểm 84V trong suốt quá trình (Độ

lệch lớn nhất khoảng 8V ≈ 4,8%).

106

 Kịch bản 3: Tải thay đổi (Tải thay đổi từ 9,68Ω (100%) thành 5,808Ω (60%))

Hình 5.15. Điện áp trên tải

Hình 5.16. Dòng điện tải

Nhận xét: Với giá trị điện áp đặt bằng 92V, điện áp trên tải có dạng hình sine với biên độ bám theo giá trị đặt, thời gian đáp ứng nhanh khi tải thay đổi. Khi tải thay đổi thì điện áp trên tải và dòng điện qua tải cũng thay đổi về biên độ nhưng vẫn cân bằng và có dạng hình sine.

107

Kịch bản 4: Tải phi tuyến ((cầu chỉnh lưu điốt 3 pha và tải R phía DC)

Hình 5.17. Điện áp đầu ra bộ biến đổi

Hình 5.18. Điện áp trên tải

108

Hình 5.19. Điện áp trên hai tụ DC

Hình 5.20. Giá trị THD điện áp trên tải

Nhận xét: + Điện áp pha đầu ra bộ biến đổi có dạng 3 mức đúng như lý thuyết. + Với giá trị điện áp đặt bằng 92V, điện áp trên tải vẫn cân bằng và có dạng hình sine với biên độ bám theo giá trị đặt và THD bằng 2,54%, chứng tỏ bộ điều khiển và phương pháp điều chế FSVM hoạt động tốt.

+ Điện áp trên 2 tụ điện luôn cân bằng quanh điểm 84V trong suốt quá trình (Độ

lệch lớn nhất khoảng 5V ≈ 3%).

109

 Kịch bản 5: Tham số hệ thống không chính xác (Giả định lọc LC lúc này có giá trị: La = 1,1%L; Lb = L; Lc = 0,9%L; Ca = 0,9%C; Cb = 1,1%, Cc = 0,9%C)

Hình 5.21. Điện áp đầu ra bộ biến đổi

Hình 5.22. Điện áp trên tải

110

Hình 5.23. Dòng điện tải

Hình 5.24. Điện áp trên hai tụ DC

111

Hình 5.25. Giá trị THD điện áp trên tải

Nhận xét: + Điện áp pha đầu ra bộ biến đổi có dạng 3 mức đúng như lý thuyết. + Với giá trị điện áp đặt bằng 92V, điện áp trên tải vẫn cân bằng và có dạng hình sine với biên độ bám theo giá trị đặt và THD bằng 3,03%, chứng tỏ bộ điều khiển và phương pháp điều chế FSVM hoạt động tốt.

+ Điện áp trên 2 tụ điện luôn cân bằng quanh điểm 84V trong suốt quá trình (Độ

lệch lớn nhất khoảng 7V ≈ 4,17%).

Các kết quả thực nghiệm được tổng kết lại và so sánh với kết quả mô phỏng

trong bảng dưới đây.

Bảng 5.2. So sánh kết quả thực nghiệm với mô phỏng

Mô phỏng Thực nghiệm

Trường hợp THD Độ lệch tụ THD Độ lệch tụ

Tải cân bằng 0,44% 0,75% 2,83% 2,38%

Tải không 0,60% 4,17% 2,55% 4,46% cân bằng

1,17% 0,37% 2,54% 2,98% Tải phi tuyến

Tham số hệ

thống bị sai 0,46% 0,75% 3,03% 4,17%

lệch

Thời gian

đáp ứng khi 1ms 0,1ms

tải thay đổi

112

5.4. Kết luận

Nhận xét: Ta thấy các kết quả thực nghiệm trong các kịch bản là giống với mô phỏng, đều đảm bảo chất lượng điện áp (THD < 5%), cân bằng điện áp trên các tụ DC (độ lệch điện áp lớn nhất trên 2 tụ DC < 5%), thời gian đáp ứng nhanh. Từ đây, có thể khẳng định tính đúng đắn về lý thuyết của phương pháp điều chế và bộ điều khiển mà luận án đã đề xuất áp dụng.

Ở chương này, luận án đã trình bày quá trình thiết kế và xây dựng thành công hệ thống thực nghiệm nghịch lưu hình T ba pha sử dụng RB-IGBT. Các kết quả thực nghiệm đã kiểm chứng thành công bộ điều khiển và các thuật toán đề xuất áp dụng, đồng thời chứng minh tính khả thi trong triển khai thực tế. Các kết quả thực nghiệm đã thể hiện rất rõ được ưu điểm của bộ điều khiển và phương pháp điều chế FSVM như: tối ưu sai lệch dòng điện, tối ưu đóng cắt, cân bằng điện áp trên các tụ DC, giảm thời gian tính toán …qua đó kiểm chứng thành công và thể hiện được rõ đóng góp của bộ điều khiển và phương pháp điều chế. Tuy nhiên, với điều kiện về trang thiết bị, an toàn… các nội dung thực nghiệm ở mức điện áp chưa cao. Việc thực nghiệm với dải điện áp cao hơn sẽ là các nghiên cứu tiếp theo.

113

KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ

Trong luận án này, các cơ sở lý thuyết, các phương pháp thiết kế, xây dựng điều chế và điều khiển cho nghịch lưu hình T ba pha, trong điều kiện bình thường và mất ổn định khi hoạt động ở chế độ nối lưới và chế độ độc lập lần lượt được trình bày.

Trước tiên, luận án tiến hành phân tích sự thay đổi của trạng thái mạch nghịch lưu trong việc cùng tạo ra một véctơ điện áp với các mức khác nhau và các công việc cần thiết khác. Từ đó, luận án đã khái quát hóa thành công phương pháp điều chế FSVM cho nghịch lưu hình T trong điều kiện tối ưu đóng cắt. Từ phương pháp điều chế FSVM cải tiến này sẽ giảm được điện áp common-mode, từ đó hạn chế được dòng rò trong mạch. Đồng thời, phương pháp điều chế FSVM cũng cân bằng được điện áp trên các tụ DC. Đây là những ưu điểm mà các phương pháp điều chế SVM trước đây chưa đáp ứng được và là đóng góp mới thứ nhất của luận án.

Luận án xây dựng được bộ điều khiển dòng điện cải tiến theo phương pháp trượt FTSMC kết hợp với bộ quan sát nhiễu DOB nhằm mục đích tăng tốc độ đáp ứng, tăng chất lượng điều khiển khi có nhiễu, lưới hoặc tải không cân bằng. Và kết quả nghiên cứu này chính là đóng góp mới thứ hai của luận án. Các kết quả mô phỏng trên phần mềm Matlab/ Simulink được thực hiện để đánh giá chất lượng của bộ điều khiển đề xuất áp dụng: giá trị THD dòng điện thấp, đáp ứng động nhanh, không có sai lệch tĩnh và độ quá điều chỉnh thấp trong mọi điều kiện. Chất lượng của bộ điều khiển đề xuất áp dụng cũng được so sánh với bộ điều khiển PI, từ đó thấy rõ được những ưu điểm vượt trội mà bộ điều khiển đề xuất áp dụng đem lại. Những hạn chế của luận án và hướng nghiên cứu tiếp theo

- Phương pháp điều chế FSVM tuy đồng thời giảm được điện áp common-mode vừa cân bằng được điện áp trên các tụ DC nhưng về THD lại cao hơn so với phương pháp SVM 8-Đoạn. Vì vậy cần nghiên cứu cải tiến phương pháp FSVM để có thể giảm được THD hơn nữa.

- Phạm vi của luận án mới dừng ở việc chạy thực nghiệm bộ điều khiển trượt kháng nhiễu FTSMC kết hợp với khâu quan sát nhiễu DOB cho mạch vòng dòng điện của nghịch lưu hình T sử dụng RB-IGBT ở chế độ độc lập. Vì vậy, nghiên cứu tiếp theo sẽ thực hiện chạy thực nghiệm ở chế độ nối lưới.

114

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH ĐÃ CÔNG BỐ CỦA LUẬN ÁN

1. Phuong Vu, Quan Nguyen, Minh Tran, Duong Tuan, Hung Tran (2018), “A systematic design of PR current controllers for single-phase LCL-type grid- connected inverters under distorted grid voltage”, Journal of Electrical Systems, vol.14, Issue: 4, Pages: 103-115.

2. D. A. Tuan, P. Vu and N. V. Lien (2021), “Design and Control of a Three- Phase T- Type Inverter using Reverse-Blocking IGBTs”, Eng. Technol. Appl. Sci. Res., vol. 11, no. 1, pp. 6614–6619.

3. Dương Anh Tuấn, Phạm Quốc Huy, Phạm Thành Long, Vũ Hoàng Phương, Nguyễn Văn Liễn (2022), “Điều khiển nghịch lưu T-type 3 pha nối lưới theo nguyên lý vector”, Hội thảo khoa học “Công nghệ mới & Ứng dụng trong lĩnh vực Điện-Điện tử-Tự động hóa”, Trường ĐH Giao thông vận tải.

4. Duong Anh Tuan, Pham Thanh Long, Pham Anh Dung, Pham Quoc Huy, Nguyen Vu Nguyen Khoi, Le Xuan Khoi, Vu Hoang Phuong, Giap Van Nam (2022), “A Novel Modulation Method to Eliminate Leakage Current and Minimize Capacitor Voltage Ripple for Grid-Connected Three-Level T-Type Inverter”, Hội nghị quốc tế lần thứ 11 về Điều khiển, Tự động hóa và Công nghệ thông tin, ICCAIS 2022.

5. Anh Tuan Duong, Thanh Long Pham , Van Nam Giap , Phuong Vu (2023), “ Disturbance Observer Based on Fixed Time Sliding Mode Control and Optimal State Observer for Three-Phase Three-Level T-type inverters”, IEEE Access, DOI: 10.1109/ACCESS.2023.3281672.

6. Dương Anh Tuấn, Phạm Thành Long, Phạm Anh Dũng, Lê Xuân Khôi, Giáp Văn Nam, Vũ Hoàng Phương, Nguyễn Văn Liễn (2023), " Bộ điều khiển kháng nhiễu dựa trên chế độ trượt và khâu quan sát trạng thái cho bộ biến đổi ba pha ba mức hình T trong chế độ chỉnh lưu tích cực", Chuyên san Đo lường, Điều khiển và Tự động hóa, quyển 27, số 2, 8/2023, trang 55-62.

115

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1]

P. Rodroguez, A. Luna, R. Santiago M. Aguilar, I. E. Otadui, R. Teodorescu, and F. Blaabjerg, “A stationary reference frame grid synchronization system for three-phase grid-connected power converters under adverse grid conditions,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, no. 1, pp. 99-112, January 2012

[2] Ali Keyhami Mohammad, N. Marwali Min Dai (2010), “Integration of

green and renewable energy in electric power systems”, WILEY.

[3] Adrian Timbus (2007), “Grid Monitoring and Advanced Control of Distributed Power Generation Systems”, Dissertation of Doctor of Philosophy in Electrical Engineering Aalborg University Institute of Energy Technology Denmark.

[4] Ali Keyhani and Muhammad Marwali (Eds.) (2011), “Smart Power Grids

2011”, Springer-Verlag Berlin Heidelberg.

[5] Robert Passey, Ted Spooner a, Iain MacGill a, Muriel Watt b, Katerina Syngellakis (2011), “The potential impacts of grid-connected distributed generation and how to address them: A review of technical and non- technical factors”, Energy Policy 39 (2011) P.p 6280–6290 journal homepage: ww.elsevier.com/locate/enpol.

[6] Amirnaser Yazdani, Reza Iravani (2010), “Voltage-sourced converters in

power systems”, Wiley.

[7] Leonardo Augusto Serpa (2007), “Current Control Strategies for Multilevel Grid Connected Inverters”, A dissertation submitted to the Swiss Federal Institute of Technology Zurich for the degree of Doctor of Sciences. [8] Marian P. Kazmierkowski; R. Krishnan; Frede Blaabjerg; “Control in

[9] Marian P. Kazmierkowski, Fellow, IEEE, and Luigi Malesani, Fellow, IEEE (1998), “Current Control Techniques for Three-Phase Voltage- Source PWM Converters: A Survey”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 45, No. 5, October 1998.

[10] H. Komurcugil and O. Kukrer, ‘‘A novel current-control method for threephase PWM AC/DC voltage-source converters,’’ IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 46, no. 3, pp. 544–553, Jun. 1999.

[11] J. Rodriguez, Jih-Sheng Lai and Fang Zheng Peng, "Multilevel inverters: a survey of topologies, controls, and applications," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 49, no. 4, pp. 724-738, Aug. 2002.

[12] Jih-Sheng Lai, Fang Zheng Peng (1996); “Multilevel Converters – A New Breed of Power Converters”; IEEE Transactions on Industrial Applications, Vol. 32, No. 3, May/June.

[13] José Rodríguez, Senior Member, IEEE, Jih-Sheng Lai, Senior Member, IEEE, and Fang Zheng Peng, Senior Member, IEEE (2002), “Multilevel Inverters: A Survey of Topologies, Controls, and Applications”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 49, No. 4, August.

116

[14] L. G. Franquelo and J. Rodríguez (2008), “The age of multilevel converters

arrives,” IEEE Trans. Ind. Electron., no. June, pp. 28–39.

[15] Naheed Khan, Kishwar Khan (2014), “Multi Level Converters for Medium Voltage Applications”, IJCAT-International Journal of Computing and Technology Volume 1, Issue 1, February 2014 www.IJCAT.org.

[16] T.A. Meynard, H. Foch (1992), “Multi-level conversion: High voltage choppers and voltage-source inverters” in Proc. IEEE Power Electronics, Specialists Cof, pp.397-403

[17] M. Malinowski, K. Gopakumar, J. Rodriguez and M. A. Pé, Andres, “A Survey on Cascaded Multilevel Inverter”, IEEE Trans. Ind. Electron, vol. 57, pp.140-147, 2006

[18] J. Huang, K. A. Corzine, “Extended operation of flying capacitor multilevel inverter”, IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 21, No. 1, pp.140-147, 2006

[19] J. Rodriguez, S. Bernet, P. K. Steimer and I. E. Lizama, "A Survey on Neutral-Point-Clamped Inverters," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, no. 7, pp. 2219-2230, July 2010.

[20] A. Nabae, I. Takahashi, H. Akagi (1981), “A new neutral-point clamped PWM inverter”, IEEE Trans. On Ind. Appl., vol. IA–17, pp. 518–523, Sept- Oct

[21] Aykut Bıçak, Ayetül Gelen “Comparisons of Different PWM Methods with Level-Shifted Carrier Techniques for Three-Phase Three-Level T-Type Inverter “, 2020 7th International Conference on Electrical and Electronics Engineering, DOI: 10.1109/ICEEE49618.2020.9102489, April 2020. [22] Hyunjin Shin, Kwanghee Lee, Jacho Choi, Seokchan Seo, Jingook Lee, “Power loss comparison with different PWM methods for 3L-NPC inverter and 3L-T type inverter”, 2014 Intenational Power Electronics and Application Conference and Exposition, Year: 2014, Pages:1322-1327. [23] S. Majumdar, R. Raushan, B. Mahato, K. C. Jana, P. Thakura, S. K. Singh, “Comparative Study of Space Vector Pulse Width Modulation based T-Type Three-level Inverter” International Journal of Engineering Research & Technology (IJERT), Year: 2016, Volume: 4, Issue: 2, Pages: 1-5

[24] M. Schweizer and J. W. Kolar, ‘‘Design and implementation of a highly efficient three-level T-type converter for low-voltage applications,’’ IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 2, pp. 899–907, Feb. 2013.

[25] C. Klumpner and F. Blaabjerg, "Using reverse-blocking IGBTs in power converters for adjustable-speed drives," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 42, no. 3, pp. 807–816, May 2006, https://doi.org/ 10.1109/TIA.2006.872956.

[26] T. Kerekes, R. Teodorescu and M. Liserre, “Common mode voltage in case of transformerless PV inverter connected to the grid”, 2008 IEEE

117

International Symposium on Industrial Electronics, Cambridge, UK, 2008, pp. 2390-2395.

[27] M. C. Cavalcanti, A. M. Farias, K. C. Olivera, F. A. S. Neves and J. L. Afonso, “Eliminating Leakage Currents in Neutral Point Clamped Inverters for Photovoltaic Systems” in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 435-443, Jan. 2012.

[28] X. Guo and X. Jia, “Hardware-Based Cascaded Topology and Modulation Strategy with Leakage Current Reduction for Transformerless PV Systems”, in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 632, no. 12, pp. 7823- 7832, Dec. 2016.

[29] B. Yang, W. Li, Y. Gu, W. Cui and X. He, “Improved Transformerless for a Inverter with Common-Mode Leakage Current Elimination Photovoltaic Grid-Connected Power System”, in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 27, no. 2, pp. 752-762, Feb. 2012.

[30] H. Xiao and S. Xie, "Leakage Current Analytical Model and Application in Single-Phase Transformerless Photovoltaic Grid-Connected Inverter," in IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, vol. 52, no. 4, pp. 902-913, Nov. 2010.

[31] G. Lu and P. Zhang, "A Novel Leakage-Current-Based Online Insulation Monitoring Strategy for Converter Transformers Using Common-Mode and Differential-Mode Harmonics in VSC System," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 68, no. 2, pp. 1636-1645, Feb. 2021.

[32] A. M. Hava and E. Ün, "Performance Analysis of Reduced Common Mode Voltage PWM Methods and Comparison with Standard PWM Methods for Three-Phase Voltage-Source Inverters," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 1, pp. 241-252, Jan. 2009.

[33] A. M. Hava and E. Ün, "A High-Performance PWM Algorithm for Common- Mode Voltage Reduction in Three-Phase Voltage Source Inverters," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 26, no. 7, pp. 1998-2008, July 2011.

[34] Pou, R. Pindado, D. Boroyevich and P. Rodriguez, “Evaluation of the low- frequency neutral-point voltage oscillations in the three-level inverter,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 52, no. 6, pp. 1582-1588, Dec. 2005.

[35] Hee-Jung Kim, Hyeoun-Dong Lee and Seung-Ki Sul, "A new PWM strategy for common-mode voltage reduction in neutral-point-clamped in IEEE Transactions on Industry inverter-fed AC motor drives," Applications, vol. 37, no. 6, pp. 1840-1845, Nov.-Dec. 2001.

[36] A. Hamid Bhat, P. Agarwal, N. Langer, and D. Sharma, ‘‘Capacitor voltage balancing of a three-phase neutral-point clamped bi-directional rectifier using optimised switching sequences’’ IET Power Electron., vol. 6, no. 6, pp. 1209–1219, Jul. 2013.

118

[37] C. Liu, J. Wang, G. Cai, M. Wang, N. Huang, and F. Zhao, ‘‘Novel individual voltage balancing control scheme for multilevel cascade activefront-end rectifier’’, IET Power Electron., vol. 7, no. 1, pp. 50–59, Jan. 2014.

Research-IJRER., 2021, vol. 11, no. 3,

[38] Phuong Vu, Trang Van Nguyen, Manh Dinh Nguyen, Cuong Ngoc Tran, Anh Tuan Do, “Modified Space Vector Modulation Technique for Three Phase Three Level T-type Inverter,” International Journal of Renewable doi: Energy 10.20508/ijrer.v11i3.12058.g8256.

[39] Tianbao Yu, Wenchao Wan, and Shanxu Duan, Senior Member, “A Modulation Method to Eliminate Leakage Current and Balance Neutral- Point Voltage for Three-Level Inverters in Photovoltaic Systems,” in IEEE Transactions on Industrial Electronics, pp. 1–1, 29 March 2022, doi: 10.1109/TIE.2022.3161809.

[40] Seddik Bacha, Iulian Munteanu, Antoneta Iuliana Bratcu (2014), “Power

Electronic Converters Modeling and Control”, Springer.

[41] W. Kramer, S. Chakraborty, B. Kroposki, and H. Thomas (2008), “Advanced Power Electronic Interfaces for Distributed Energy Systems Part 1: Systems and Topologies”, Technical Report NREL/TP-581-42672. [42] Remus Teodorescu, Marco Liserre, Pedro Rodriguez (2011), “Grid

converters for photovoltaic and wind power systems”, WILEY.

[43] S. Rivera and B. Wu, "Electric Vehicle Charging Station with an Energy Storage Stage for Split-DC Bus Voltage Balancing," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 3, pp. 2376-2386, March 2017.

[44] M. Schweizer, I. Lizama, T. Friedli, J. W. Kolar “Comparison of the chip area usage of 2-level and 3-level voltage source converter topologies”, IECON 2010- 36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society, Year: 2010, Pages: 391-396.

[45] M. Schweizer, T. Friedli, and J. W. Kolar, ‘‘Comparative evaluation of advanced three-phase three-level inverter/converter topologies against twolevel systems,’’ IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 60, no. 12, pp. 5515– 5527, Dec. 2013

[46] S. Kouro, M. Malinowski, K. Gopakumar, J. Pou, L. G. Franquelo, B. Wu, J. Rodriguez, M. A. PØrez, and J. I. Leon, ‘‘Recent advances and industrial applications of multilevel converters,’’ IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 57, no. 8, pp. 2553-2580, Aug. 2010.

[47] Danyi Xiang, Mitsuhiro Kakefu, Sawada Mutsumi, Masahito Otsuki (2014), “T-Type IGBT Module with New Voltage Class Authentic RB-IGBT for DC-1OOOV Solar Inverter Application”, The 2014 International Power Electronics and Application and Exposition, Shanghai, China, November 5 - 8.

[48] Fuji Electric Co.,Ltd, Electronic Device Business heardquarters,

Technology Division (2018), “T-type Advanced 3-level Inverter Module,

119

Power dissipation and comparison tables”, https://www.fujielectric.com/products/semiconductor/model/igbt/technical/ box/doc/pdf/adv_3lv/Advanced_3level_Technical_Note.pdf.

[49] T. Kerekes, R. Teodorescu, M. Liserre, C. Klumpner and M. Sumner, Inverter "Evaluation of Three-Phase Transformerless Photovoltaic Topologies," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 9, pp. 2202-2211, Sept. 2009.

[50] M. L. Heldwein, L. Dalessandro and J. W. Kolar, "The Three-Phase Common-Mode Inductor: Modeling and Design Issues," in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 58, no. 8, pp. 3264-3274, Aug. 2011.

[51] D. Cochrane, D. Y. Chen and D. Boroyevic, "Passive cancellation of common-mode noise in power electronic circuits," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, no. 3, pp. 756-763, May 2003.

[52] Trần Trọng Minh (2019), “Giáo trình điện tử công suất”, NXB GD. [53] D. G. Holmes and T. A. Lipo, Pulse Width Modulation for Power

Converters. 2010. https://doi.org/10.1109/9780470546284

[54] B. P. McGrath and D. G. Holmes, “Multicarrier PWM strategies for multilevel inverters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 49, no. 4, pp. 858– 867, 2002, doi:10.1109/TIE.2002.801073.

[55] Sajitha M. and Ramchand R., “Space Vector PWM Scheme for Three Phase Three Level T-type NPC Inverter”, 2019 2nd International Conference on Intelligent Computing, Instrumentation and Control Technologies (ICICICT), Kannur India, pp. 523-528, 5-6 July 2019.

[56] M. Islam, S. Mekhilef, “Single phase transformerless inverter topologies for grid-tied photovoltaic system: A review,” Renewable and Sustainable Energy Reviews., 2015, PP.69–86

for Photovoltaic Three-Level T-Type Inverter," in

[57] M. Lak, Y. -T. Tsai, B. -R. Chuang, T. -L. Lee and M. H. Moradi, "A Hybrid Method to Eliminate Leakage Current and Balance Neutral Point Voltage IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 36, no. 10, pp. 12070-12089, Oct. 2021, doi: 10.1109/TPEL.2021.3073471.

[58] Vũ Hoàng Phương (2014), “Điều khiển nghịch lưu nguồn Z ứng dụng cho

hệ phát phân tán”, Luận án Tiến sĩ ĐHBK HN.

[59] Nguyễn Doãn Phước (2009), “Lý thuyết điều khiển tuyến tính”, NXB KHKT [60] R. Chattopadhyay, A. De and S. Bhattacharya, “Comparison of PR controller and damped PR controller for grid current control of LCL filter based grid-tied inverter under frequency variation and grid distortion“, 2014 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Pittsburgh, PA, 2014, pp. 3634-3641.

[61] Firuz Zare, Member IEEE, and Gerard Ledwich, Senior Member, IEEE (2002), “A Hysteresis Current Control for Single-Phase Multilevel Voltage

120

Source Inverters: PLD Implementation” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 17, No. 5, September 2002 P.p 731-738.

[62] Nguyễn Doãn Phước (2013), " Phân tích và Điều khiển hệ phi tuyến”,

NXB KHKT.

[63] Nguyễn Doãn Phước (2007), “Lý thuyết điều khiển nâng cao”, NXB KHKT [64] Luca Tarisciotti (2014), “Model Predictive Control for advanced multilevel power converters in Smart-Grid applications”, Submitted to the University of Nottingham for the degree of Doctor of Philosophy.

[65] Mai Văn Chung (2021), " Nghiên cứu điều khiển hệ truyền động biến tần

[66]

đa mức có tính đến sự cố van bán dẫn", Luận án Tiến sĩ ĐHBK HN. J. Rodríguez, J. Pont, C.A. Silva, et al. (2007), “Predictive current control of a voltage source inverter,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 54, no. 1, pp. 495–503.

[67] Bùi Văn Huy (2016), " Điều khiển bộ biến đổi đa bậc nguồn áp ứng dụng

trong các nguồn điện phân tán có nối lưới", Luận án Tiến sĩ ĐHBK HN.

[68] Ramanarayanan.Venkataramanan (1986), “Sliding mode control of power converters”, in Partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of Doctor of Philosophy California Institute of Technology Pasadena, California.

[69] Nguyễn Doãn Phước (2004), " Điều khiển trượt cơ bản và trượt nâng cao". [70] F. Sebaaly, H. Vahedi, H. Kanaan, N. Moubayed, and K. Al-Haddad, “Sliding-mode current control design for a grid-connected three-level NPC inverter,” in Renewable Energies for Developing Countries (REDEC), 2014 International Conference on. IEEE, 2014, pp. 217–222

[71] Wen-Hua Chen, Member, IEEE, Donald J. Ballance, Member, IEEE, Peter J. Gawthrop, Senior Member, IEEE, and John O’Reilly, Senior Member, IEEE, " A Nonlinear Disturbance Observer for Robotic Manipulators", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 47, No. 4, August 2000.

Control", Digital Object

[72] Anh Tuan Nguyen, Bilal Abdul Basit, Han Ho Choi, (Member, IEEE), AND Jin-Woo Jung, (Member, IEEE), " Disturbance Attenuation for Surface-Mounted PMSM Drives Using Nonlinear Disturbance Observer- Based Identifier Sliding Mode 10.1109/ACCESS.2019.Doi Number.

[73] X. Wu, K. Xu, M. Lei, and X. He, ‘‘Disturbance-compensation-based continuous sliding mode control for overhead cranes with disturbances,’’ IEEE Trans. Autom. Sci. Eng., vol. 17, no. 4, pp. 2182–2189, Oct. 2020. [74] S. Bayhan and H. Komurcugil, "Sliding-Mode Control Strategy for Three- Phase Three-Level T-Type Rectifiers with DC Capacitor Voltage Balancing," in IEEE Access, vol. 8, pp. 64555-64564, 2020, doi: 10.1109/ACCESS.2020.2980814.

[75] S. Hwang and H. S. Kim, ‘‘Extended disturbance observer-based integral sliding mode control for nonlinear system via T–S fuzzy model”, IEEE Access, vol. 8, pp. 116090–116105, 2020.

121

[76] Y. Yin, J. Liu, J. A. SÆnchez, L. Wu, S. Vazquez, J. I. Leon, and L. G. Franquelo, ‘‘Observer-based adaptive sliding mode control of NPC converters: An RBF neural network approach,’’ IEEE Trans. Power Electron., vol. 34, no. 4, pp. 3831–3842, Apr. 2019.

and Control. of Vibration Journal

[77] Giap VN, Nguyen QD, Trung NK, Huang S-C, " Time-varying disturbance observer based on sliding-mode observer and double phases fixed-time sliding mode control for a T-S fuzzy micro-electro-mechanical system 2022;0(0). gyroscope", doi:10.1177/10775463211073199.

[78] Van Nam Giap, Hong Son Vu, Quang Dich Nguyen and Sshyh-Chour Huang, (Senior Member, IEEE), " Robust Observer Based on Fixed-Time Sliding Mode Control of Position/Velocity for a T-S Fuzzy MEMS Gyroscope ", Digital Object Identifier 10.1109/ACCESS.2021.3095465.

[79] H. Komurcugil and O. Kukrer, ‘‘Lyapunov-based control for three-phase PWM AC/DC voltage-source converters,’’ IEEE Trans. Power Electron., vol. 13, no. 5, pp. 801–813, Sep. 1998.

[80] HIOKI E.E. Corporation, “Measurement of DC Voltage Bias (MLCCs)”, in Multilayer Ceramic Capacitors

Characteristics application_IM3536_MLCC_DCbias_E1_210721.

[81] Duc-Tuan Do, Honnyong Cha and Fazal Akbar, “Switching-Cell Four-Leg Current Source Inverter,” IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 68, NO. 11, NOVEMBER 2021.

[82] Typhoon HIL, Inverter Testing & Pre-certification with HIL Testing. Available: https://www.typhoonhil.com/applications/converter-testing

122

PHỤ LỤC

Phụ lục 1. Hệ thống thực nghiệm nghịch lưu hình T ba pha

Hình phụ 1. Module van IGBT 12MBI100VN-120-50

Hình phụ 2. Cấu tạo Module van IGBT 12MBI100VN-120-50

Bảng phụ 1. Thông số van IGBT 12MBI100VN-120-50

Tham số Điều kiện Giá trị

Điện áp cực C-E Ký hiệu VCES 1200 (V)

Điện áp cực G-E VGES

T1, T2 IGBT

Dòng Collector TC = 80 ºC, continuous TC = 80 ºC, 1ms FWD

Điện áp cực C-E ±20 (V) 100 (A) 200 (A) 100 (A) 200 (A) 600 (V) Ic Icp -Ic -Ic pulse 1ms VCES

Điện áp cực G-E VGES T3, T4

Dòng Collector ±20 (V) 100 (A) 200 ) TC = 80 ºC, continuous TC = 80 ºC, 1ms Ic Icp

123

Hình phụ 3. Kết quả mô phỏng với giá trị tụ đã chọn

Bảng phụ 2 Tính toán tổn thất qua van

Power

Van IGBT

Diode

Van RB- IGBT

9,8

Conduction Turn on

1,1

2,9 1,4 (recovery)

2,3 13,2

0 4,3

0 0

Turn off Total

Hình phụ 4. Mô phỏng công suất tổn thất qua van

Mạch điều khiển module IGBT bao gồm khối phân phối xung điều khiển, khuếch đại xung đóng/mở IGBT, bảo vệ quá áp và quá dòng điện trên IGBT, báo tình trạng

124

hoạt động của mạch (lỗi, cảnh báo, bình thường). Ngoài chức năng tin cậy, ổn định thì mạch điều khiển module IGBT phải đảm bảo chất lượng điều khiển tốt đặc biệt thể hiện ở thời gian đóng/mở IGBT (đặc tính động). Mạch driver được thiết kế sử dụng cho đề tài sử dụng IC HCPL316J, mạch driver có các đặc điểm sau:

- Nguồn đầu vào 24VDC - Đầu ra điều khiển cho IGBT lên tới 1200V/600A - Có bảo vệ quá dòng van với chức năng Desaturation (DESAT)

Hình phụ 5. Nguyên lý mạch driver sử dụng HCPL316J

Bảng phụ 3. Các thông số giới hạn của IC driver HCPL316J

Ký hiệu Tham số Min Max Đơn vị

TA |Io(peak)| IFAULT Vo(peak) PO PI Nhiệt độ hoạt động Dòng điện đỉnh đầu ra Dòng điện đầu ra chân fault Điện áp đầu ra cực Gate Công suất tổn thất IC đầu ra Công suát tổn thất IC đầu vào -40 -0,5 100 2,5 8 VCC2 600 150 ºC A mA V mW mW

Bảng phụ 4. Điều kiện hoạt động

Ký hiệu Tham số Min Max Đơn vị

TA VCC1 (VCC2 –VEE) (VE – VEE) (VCC2 –VE) VC Nhiệt độ hoạt động Điện áp nguồn cấp đầu vào Điện áp nguồn cấp đầu ra Điện áp điện áp đầu ra âm Điện áp điện áp đầu ra dương Điện áp cực thu -40 4,5 15 0 15 VEE +6 +100 5,5 30 15 30 VCC2 ºC V V V V V

Bảng phụ 5. Thông số của IC HCPL316J

Ký hiệu Tham số Min Typ Max Uints

125

2 -0,5 -2 2 -0,4 0,8 V V mA A A VIN+L,VIN-L VIN+H,VIN-H IIN+L, IIN-L IOH IOL

Điện áp đầu vào mức thấp Điện áp đầu vào mức cao Dòng điện đầu vào mức thấp Dòng điện đầu ra mức cao Dòng điện đầu ra mức thấp

Bảng phụ 6. Thông số nguồn cần thiết

Tham số Giá trị

24V +15VDC và – 9V Có 2 W 5

Điện áp đầu vào Điện áp đầu ra Cách ly Công suất Số lượng nguồn Sử dụng nguồn có sẵn TEC 2-2415WI của hãng Traco Power. Thông số của

nguồn TEC 2-2415WI như sau:

Bảng phụ 7. Thông số nguồn TEC 2-2415WI

Tham số Giá trị

9 – 36 VDC (24VDC) 24V 83 mA 82% 2 W 1,6kV

Điện áp đầu vào Điện áp đầu ra Dòng điện đầu ra Hiệu suất Công suất Điện áp cách ly

126

T1T4U

+18V

+24V

+24VDC

DC/DC TEC 2-2415WI (83mA/2W)

-6V

GND

T1T4V

+18V

+24V

+24VDC

DC/DC TEC 2-2415WI (83mA/2W)

-6V

GND

T1T4W

+18V

+24V

+24VDC

DC/DC TEC 2-2415WI (83mA/2W)

-6V

GND

+18V

+24V

+24VDC

DC/DC TEC 2-2415WI (83mA/2W)

-6V

GND

+18V

+24V

+24VD C

DC/DC TEC 2-2415WI (83mA/2W)

-6V

GND

Hình phụ 6. Thiết kế mạch nguồn cho driver bộ DC/AC 3 pha

Hình phụ 7. PCB Broad mạch driver ,van và mạch lọc

127

Hình phụ 8. PCB Broad mạch đo+ mạch điều khiển

128

Hình phụ 9. PCB mạch nguồn

129

Phụ lục 2. Mô phỏng bằng Matlab/Simulink

Hình phụ 10. Cấu trúc mô phỏng bộ nghịch lưu hình T trong chế độ nối lưới

Cấu trúc mô phỏng gồm có 3 phần: mạch lực, mạch lọc và lưới. Ở khối mạch lực sẽ bao gồm các mạch vòng điều khiển, sơ đồ mạch lực, khâu phát xung và các khâu chuyển tọa độ.

Hình phụ 11. Sơ đồ mô phỏng khối các mạch vòng điều khiển

Như đã trình bày ở phần lý thuyết, cấu trúc điều khiển gồm 2 vòng điều khiển dòng điện và điện áp. Tín hiệu đầu ra của bộ điều khiển điện áp làm tín hiệu đặt cho bộ qi  . Tín hiệu từ bộ điều điều khiển dòng điện. Ở đây để hệ số công suất bằng 1, đặt

khiển dòng điện đưa đến khâu phát xung.

130

Phụ lục 3. Thiết kế mạch vòng khóa pha PLL

Hình phụ 12. Sơ đồ mô phỏng trong khối “mạch lực”



.  n



2  n

Mạch vòng khoá pha PLL được thiết kế giống với thiết kế ở bộ điều khiển PI và

được tính toán bằng:   

n là tần số góc dao động riêng

Trong đó:  là hệ số tắt dần (chọn = 0,71),

của hệ thống.

131

Luận án Tiến sĩ Kỹ thuật: Nghiên cứu nâng cao chất lượng điều khiển cho nghịch lưu ba mức hình T trong chế độ nối lưới và độc lập







 ˆ  e 

 Từ phép biến đổi trên và ma trận B là một ma trận vuông 2x2, giá trị của thành

Có thể bạn quan tâm

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu các yếu tố ảnh hưởng đến sự phát triển nguồn nhân lực du lịch trong các cơ sở lưu trú tại Hà Nội

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu các yếu tố ảnh hưởng đến sự phát triển nguồn nhân lực du lịch trong các cơ sở lưu trú tại Hà Nội

Luận án Tiến sĩ: Giáo dục đạo đức sinh thái cho sinh viên các trường đại học tại Thành phố Hồ Chí Minh hiện nay

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Giáo dục đạo đức sinh thái cho sinh viên các trường đại học tại Thành phố Hồ Chí Minh hiện nay

Luận án Tiến sĩ: Công tác hoằng pháp và hoạt động của đạo tràng Phật giáo tỉnh Lào Cai hiện nay

Luận án Tiến sĩ: Hành vi nguy cơ ảnh hưởng đến sức khỏe tâm thần của học sinh trung học phổ thông tại Hà Nội hiện nay

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Hành vi nguy cơ ảnh hưởng đến sức khỏe tâm thần của học sinh trung học phổ thông tại Hà Nội hiện nay

Luận án Tiến sĩ: Đảng bộ tỉnh Đồng Nai lãnh đạo công tác bảo tồn và phát huy giá trị các di tích lịch sử - văn hóa từ năm 1996 đến năm 2015

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Đảng bộ tỉnh Đồng Nai lãnh đạo công tác bảo tồn và phát huy giá trị các di tích lịch sử - văn hóa từ năm 1996 đến năm 2015

Luận án Tiến sĩ: Thực hiện Pháp lệnh thực hiện dân chủ ở xã, phường, thị trấn vùng dân tộc thiểu số tỉnh Quảng Nam hiện nay

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Thực hiện Pháp lệnh thực hiện dân chủ ở xã, phường, thị trấn vùng dân tộc thiểu số tỉnh Quảng Nam hiện nay

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Công tác hoằng pháp và hoạt động của đạo tràng Phật giáo tỉnh Lào Cai hiện nay

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu chất lượng dịch vụ viễn thông di động tại Tổng công ty viễn thông Viettel

Luận án Tiến sĩ: Nâng cao chất lượng cơ sở vật chất các trường đại học tư thục trên địa bàn thành Hà Nội

Luận án Tiến sĩ: Năng lực cạnh tranh của doanh nghiệp nhỏ và vừa trên địa bàn tỉnh Phú Thọ

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu các yếu tố ảnh hưởng tới sự thành công trong khởi sự kinh doanh của phụ nữ khu vực miền Bắc

Luận án Tiến sĩ: Kiểm soát nội bộ tại Tập đoàn xăng dầu Việt Nam

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Kiểm soát nội bộ tại Tập đoàn xăng dầu Việt Nam

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu giải pháp phát triển trung tâm logistics quốc tế cho khu vực kinh tế trọng điểm phía Bắc

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu các nhân tố ảnh hưởng đến mức độ công bố thông tin trên báo cáo thường niên của các ngân hàng thương mại Việt Nam

Tài liêu mới

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu xây dựng thuật toán thích nghi và học tăng cường cấu trúc Actor - Critic điều khiển bám quỹ đạo cho robot di động đa hướng mecanum

Luận án Tiến sĩ: Cơ cấu bệnh tim mạch và chất lượng cuộc sống của người cao tuổi mắc suy tim, rung nhĩ điều trị tại Bệnh viện Thống Nhất, thành phố Hồ Chí Minh

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu hiện tượng nứt dăm đê sông vùng đồng bằng sông Hồng và dự báo khả năng bị nứt của một số đoạn đê

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu xây dựng giải pháp đảm bảo an toàn thông tin cho quá trình học liên kết dựa trên mật mã

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Phát triển năng lực đánh giá công nghệ cho học sinh trong dạy học môn Công nghệ 11 ở trường trung học phổ thông

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu phân loại chi cầu diệp – Bulbophyllum Thouars (Orchidaceae) ở vùng Tây Nguyên bằng phương pháp hình thái và phân tử

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu đặc điểm phân bố và dinh dưỡng của các loài lưỡng cư ở Vườn Quốc gia Bến En và Khu bảo tồn thiên nhiên Pù Luông, tỉnh Thanh Hóa

Luận án Tiến sĩ: Tổng hợp luật dẫn và điều khiển cho một lớp tên lửa đối hải trên cơ sở ứng dụng mạng nơ ron và hệ mờ

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu tổng hợp hệ điều khiển góc Pitch tua bin gió trong điều kiện có nhiễu tác động

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu hóa học lipid của hai loài san hô thủy tức Millepora dichotoma và Millepora platyphylla ở Việt Nam

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu kiểm soát phân phối công suất kéo trên cầu chủ động của ô tô con bằng ABS

Luận án Tiến sĩ: Ứng dụng phản ứng Domino vào tổng hợp các dẫn xuất Podophyllotoxin, Pyrimidine và đánh giá hoạt tính sinh học của các chất tổng hợp được

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu thành phần hóa học và một số hoạt tính sinh học của cây chùm ngây (Moringa oleifera)

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu thành phần hóa học và ứng dụng ức chế ăn mòn cho thép của cao chiết xuất từ cây Lộc vừng thuộc họ Lecythidaceae

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu hiện tượng nứt dăm đê sông vùng đồng bằng sông Hồng và dự báo khả năng bị nứt của một số đoạn đê

AI tóm tắt

Giới thiệu tài liệu

Đối tượng sử dụng

Từ khoá chính

Nội dung tóm tắt

Giới thiệu

Về chúng tôi

Việc làm

Quảng cáo

Liên hệ

Chính sách

Thoả thuận sử dụng

Chính sách bảo mật

Chính sách hoàn tiền

DMCA

Hỗ trợ

Hướng dẫn sử dụng

Đăng ký tài khoản VIP

093 303 0098

support@tailieu.vn

Phương thức thanh toán

Theo dõi chúng tôi

Facebook

Youtube

TikTok