zunia.vn

Tuyển sinh 2024 dành cho Gen-Z

zunia.vn

» Kỹ Thuật - Công Nghệ

» Điện - Điện tử

Đề xuất phương pháp điều khiển dự báo dòng điện cải tiến cho nghịch lưu đa mức cầu H nối tầng

Chia sẻ: _ _ | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:11

Báo xấu

18
lượt xem 4
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Bài viết đề xuất phương pháp lựa chọn 19 vector điện áp với bộ điều khiển dự báo dòng điện có trọng số để đảm bảo triệt tiêu điện áp common-mode và tối ưu đóng cắt. Bằng việc sử dụng vector điện áp ở chu kỳ trước và 18 vector liền kề với nó để tìm ra vector điện áp có sai lệch dòng điện nhỏ nhất thông qua hàm mục tiêu.

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Đề xuất phương pháp điều khiển dự báo dòng điện cải tiến cho nghịch lưu đa mức cầu H nối tầng

TẠP TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀCHÍ CÔNGKHOA NGHỆHỌC VÀ CÔNG NGHỆ JOURNALMai OFVăn SCIENCE ChungAND TECHNOLOGY và Phùng Tiến Duy TRƯỜNG ĐẠI HỌC HÙNG VƯƠNG HUNG VUONG UNIVERSITY Tập 30, Số 1 (2023): 90 - 100 Vol. 30, No. 1 (2023): 90 - 100 Email: tapchikhoahoc@hvu.edu.vn Website: www.jst.hvu.edu.vn ĐỀ XUẤT PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN DỰ BÁO DÒNG ĐIỆN CẢI TIẾN CHO NGHỊCH LƯU ĐA MỨC CẦU H NỐI TẦNG Mai Văn Chung1,2*, Phùng Tiến Duy1,2 1 Khoa Kỹ thuật - Công nghệ, Trường Đại học Hùng Vương, Phú Thọ 2 Nhóm nghiên cứu Kỹ thuật - Công nghệ, Trường Đại học Hùng Vương, Phú Thọ Ngày nhận bài: 10/5/2022; Ngày chỉnh sửa: 03/6/2022; Ngày duyệt đăng: 06/7/2022 Tóm tắt P hương pháp điều khiển FCS - MPC với nguyên tắc xét đến tất cả các vector điện áp, để tìm ra vector điện áp tối ưu cho biến tần đa mức, trong một chu kỳ trích mẫu rất nhỏ là khó khả thi. Bên cạnh đó, với việc không có khâu điều chế, việc tối ưu common-mode voltage, tối ưu đóng cắt, cân bằng điện áp trên tụ của biến tần đa mức cần được thực hiện trong hàm mục tiêu. Để giải quyết vấn đề trên, bài báo đề xuất phương pháp lựa chọn 19 vector điện áp với bộ điều khiển dự báo dòng điện có trọng số để đảm bảo triệt tiêu điện áp common-mode và tối ưu đóng cắt. Bằng việc sử dụng vector điện áp ở chu kỳ trước và 18 vector liền kề với nó để tìm ra vector điện áp có sai lệch dòng điện nhỏ nhất thông qua hàm mục tiêu. Như vậy, biến tần với mức bất kỳ, hàm mục tiêu cũng sẽ thực hiện 19 lượt tính toán trong một chu kỳ trích mẫu. Việc thực hiện tính toán được thực hiện trên kit FPGA cho phép thực hiện 19 phép tính của hàm mục tiêu song song, do đó thời gian thực hiện tính toán là nhỏ nhất. Tính đúng đắn của thuật toán đề xuất được kiểm nghiệm bởi mô phỏng trên phần mềm MATLAB- Simulink áp dụng với bộ nghịch lưu cầu H nối tầng 11 mức. Từ khóa: Điều khiển dự báo dòng điện (FCS - MPC), nghịch lưu đa mức cầu H nối tầng, điện áp common- mode (CMV), điều khiển dự báo giảm khối lượng tính toán. 1. Đặt vấn đề trong công nghiệp [2]. Để tiếp tục cải thiện về Hiện nay, hệ thống truyền động trung áp ngày động học của phương pháp điều khiển FOC, các càng được sử dụng phổ biến trong công nghiệp và phương pháp mới về thiết kế bộ điều khiển dòng giao thông vận tải. Hệ thống này động cơ thường điện đã được nghiên cứu: Phương pháp dùng điều khiển theo phương pháp vector và được cấp mạng nơ ron, điều khiển mờ, MPC đang được nguồn bởi nghịch lưu đa mức. Qua cấu trúc điều nghiên cứu và phát triển [3]. Trong đó, Phương khiển này, nhận thấy rằng ngoài các bộ điều khiển pháp MPC với một số ưu điểm như: Trực quan momen, tốc độ và vị trí thì điều khiển nghịch lưu đa khi tiếp cận, là bộ điều khiển đa biến MIMO mức cũng đóng vai trò quan trọng trong việc đảm nhiều đầu vào đầu ra, có khả năng làm việc với bảo chất lượng truyền động điện. Bởi vì bộ nghịch hệ phi tuyến trên miền thời gian, đáp ứng động lưu đa mức giúp cho quá trình sử dụng linh kiện học nhanh, hàm mục tiêu giúp chiến lược điều bán dẫn với kích thước nhỏ hơn, dễ dàng trong quá khiển trở nên linh hoạt trong việc lựa chọn đối trình thiết kế nhiệt của thiết bị, đưa ra dạng điện áp tượng điều khiển và bổ sung các ràng buộc. Do đầu ra có độ méo sóng hài (THD) thấp và tốc độ đó, phương pháp MPC đã nổi lên là phương pháp biến thiên điện áp dv/dt thấp [1]. điều khiển thay thế đầy tiềm năng trong điện tử công suất và truyền động điện [4, 5]. Việc loại Trong các phương pháp điều khiển, FOC vẫn bỏ khâu điều chế độ rộng xung giúp giảm đáng được coi là phương pháp điều khiển tiêu chuẩn kể thời gian tính toán, độ phức tạp của thuật toán 90 *Email: maichung@hvu.edu.vn
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 30, Số 1 (2023): 90-100 điều khiển từ đó cải thiện đáp ứng động học của vector liền kề từ vector điện áp dự báo. Điều này hệ thống. Tuy nhiên, do không có khâu điều chế cũng tạo ra số lượng tính toán cố định với bất kỳ nên việc không thực hiện được các mục tiêu của mức nào của bộ điều khiển. Tuy nhiên, việc giảm điện tử công suất đó là: Tối ưu common-mode, các lựa chọn vector điện áp của hàm mục tiêu sẽ tối ưu đóng cắt, cân bằng điện áp... Do đó, việc làm ảnh hưởng đến chất lượng bộ điều khiển đặc thực hiện nhiệm vụ này phải được thực hiện biệt là quá trình quá độ, bên cạnh đó với hàm đa trong hàm mục tiêu [6, 7]. mục tiêu bao gồm sai lệch dòng điện stator, tối Một trong những hạn chế của phương pháp ưu common-mode, tối ưu đóng cắt các phương điều khiển MPC là yêu cầu khả năng tính toán pháp đề xuất là khó khả thi và sẽ làm cho chất lớn của bộ điều khiển. Đặc biệt, khi hệ truyền lượng hệ truyền động giảm xuống. Do đó, các động được cấp nguồn bởi biến tần đa mức thì số phương pháp trên mới thử nghiệm với hàm mục lượng vector điện áp tăng nhanh theo số mức. tiêu không có trọng số. Do đó, khối lượng tính toán của phương pháp Vì vậy, trong nghiên cứu này tác giả sẽ đề sẽ tăng lên theo số tăng của vector điện áp. Tuy xuất phương pháp FCS - MPC cải tiến cho động nhiên, khối lượng tính toán quá lớn có thể không cơ IM cấp nguồn bởi CHB: tối ưu sai lệch dòng thể thực hiện được do hạn chế tài nguyên của điện stator, tối ưu (triệt tiêu) điện áp common- thiết bị điều khiển. Bên cạnh đó, việc tính toán mode, giảm số lần tính toán của hàm mục tiêu khối lượng quá lớn sẽ làm cho thời gian tính toán (sử dụng 19 vector điện áp) mà không tăng thời tăng lên, làm ảnh hưởng đến chất lượng bộ điều gian tính toán so với những thuật toán đã đề xuất; khiển. Đã có khá nhiều nghiên cứu về vấn đề giảm tần số đóng cắt. giảm số lượng tính toán của phương pháp điều khiển MPC. Ở đề xuất phương pháp sử dụng 7 2. Nội dung, phương pháp vector điện áp không gian liền kề. Bằng việc cố nghiên cứu định chỉ lựa chọn 1 trong 7 vector điện áp xung quanh vector điện áp ở chu kỳ trước. Điều này đã 2.1. Thiết kế bộ điều khiển dự báo dòng điện đảm bảo là với bộ biến đổi có mức bất kỳ thì số Hệ phương trình mô tả đầy đủ hệ thống điện lượng tính toán là không đổi. Ở [9, 10] lựa chọn 3 của động cơ KĐB trên hệ tọa độ stator: dis 1 1 1 / 1 1 is r r/ us dt s T Tr T r Ls di s 1 1 is 1 r/ 1 r/ 1 us dt Ts Tr Tr Ls (1) / d r 1 1 / dt T is T r r / r r d r/ 1 1 is r/ r/ dt Tr Tr Trong đó: Lm: Hỗ cảm giữa rotor và stator Lr = Lm + Lσr: Điện cảm rotor Ls Lσs: Điện cảm tiêu tán phía cuộn dây stator Ts = : Hằng số thời gian stator Rs L Lσr: Điện cảm tiêu tán phía cuộn dây rotor Tr = r : Hằng số thời gian rotor Rr L2m Ls = Lm + Lσs: Điện cảm stator 1 : Hệ số tiêu tán tổng Ls Lr 91
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Mai Văn Chung và Phùng Tiến Duy Tiến hành rời rạc hóa các phương trình (1) Thu được phương trình dự báo dòng điện bằng cách lấy xấp xỉ tín hiệu: stator is và từ thông rotor ψr ở thời điểm k+1: Hệ phương trình (3), (4) là mô hình rời rạc dx x k 1 x k (2) của dòng điện stator, đây là phương trình dự báo dt T dòng điện stator của động cơ ở thời điểm t(k+1). T 1 1 / 1 1 is k 1 1 T is k T r k T r/ k T us k 1 Ts Tr Tr Ls (3) i k 1 1 T T 1 1 1 / 1 s is k T r/ k T r k T us k 1
Ts Tr Tr Ls / T T / r k 1 is k 1 r k T r k / Tr Tr (4) T / k 1 i k T / k 1 1 r s r r k / Tr T r Nhìn vào phương trình dự báo ta thấy rằng giá trị Từ đây ta có thể đưa ra hàm mục tiêu của bộ điều dòng điện dự báo iab(k+1) phụ thuộc vào giá trị khiển dự báo dòng điện như phương trình (5). dòng điện đo về và giá trị vector điện áp u(k+1). g 0 i* k i k 1 i* k i k 1 2 2 (5) Hàm mục tiêu (5) sẽ được thực hiện cho từng vector điện áp có thể có của hệ thống (n3 vector điện áp với n là số mức của bộ nghịch lưu). Nghịch lưu 11 mức cầu H nối tầng có tổng cộng 1.331 vector điện áp chuẩn. Do đó (5) sẽ được thực hiện 1.331 lần trong mỗi chu kỳ trích mẫu. Vector điện áp khiến cho hàm mục tiêu đạt cực tiểu thì sẽ được lựa chọn để đưa vào điều chế cho bộ nghịch lưu. Sau đó, tùy theo cách chọn cầu H tham gia điều chế để quyết định trạng thái đóng cắt của các van, sao cho vector điện áp đầu ra đạt được như đã lựa chọn bên trên. Từ những phân tích trên thấy rằng, với bộ điều khiển dự báo dòng điện thông thường và hàm mục tiêu ở (5) chưa giải quyết được vấn đề đặt ra của Hình 1. Minh họa vector chuẩn có mức trạng thái nghịch lưu đa mức cầu H nối tầng là triệt tiêu điện áp có CMV=0 của nghịch lưu 5 mức cấu trúc cầu H common-mode, tối ưu tần số đóng cắt. Bên cạnh đó, nối tầng khối lượng tính toán quá lớn khi thiết kế với nghịch xác định theo phương trình (6). Như đã đề cập lưu mức cao sẽ làm cho thời gian tính toán tăng lên trong [1, 11, 12] điện áp này gây ra ảnh hưởng qua đó ảnh hưởng chất lượng bộ điều khiển. xấu tới hoạt động của thiết bị. Do đó, vấn đề triệt tiêu điện áp common-mode là rất quan 2.2. Triệt tiêu điện áp common-mode trọng, đặc biệt trong các các hệ thống điện áp Điện áp common-mode được định nghĩa là cao và công suất lớn. chênh lệch điện thế giữa điểm trung tính của tải và điểm trung tính của bộ nghịch lưu, được 92
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 30, Số 1 (2023): 90-100 Đối với phương pháp điều khiển FCS - MPC, là vector thỏa mãn đồng thời sai lệch dòng điện cho khâu điều chế độ rộng xung được ẩn đi. Vì thế, việc phép và có điện áp common-mode nhỏ nhất. Tương triệt tiêu điện áp common-mode là chưa được thực tự như khi có khâu điều chế, khi muốn triệt tiêu điện hiện khi áp dụng cho nghịch lưu đa mức cầu H nối áp common-mode thì bộ điều khiển dự báo dòng điện tầng. Do đó, để xử lý vấn đề tối ưu điện áp common- chỉ lựa chọn các vector điện áp có common-mode mode, cần phải bổ sung thêm thành phần này trong bằng không. mục tiêu của bộ điều khiển dự báo. Phương trình (6) thực hiện vai trò triệt tiêu điện áp common- 2.3. Tối ưu số lần đóng cắt van bán dẫn mode của bộ điều khiển dự báo dòng điện. Theo nguyên lý điều khiển FCS - MPC, vector điện áp được chọn có thể là bất kỳ vector nào, miễn vZN k (6) là thỏa mãn hàm mục tiêu theo phương trình (5). Do g1 đó, số lần đóng cắt của van bán dẫn có thể rất lớn. Vdc Điều này làm tăng tổn hao trên hệ thống do việc Trong đó, vZN[k] là điện áp common-mode tại đóng cắt van gây ra. Đặc biệt, với bộ điều khiển dự thời điểm thứ k. báo dòng điện yêu cầu tần số trích mẫu cao trong khoảng[13]. Để kiểm soát số lần đóng cắt của van Với việc phương trình (6) được bổ sung trong bán dẫn, cần phải coi đây là một mục tiêu trong bộ việc tối ưu hóa hàm mục tiêu của bộ điều khiển dự điều khiển dự báo dòng điện. Tối ưu số lần đóng báo, vector điện áp dự báo cho chu kỳ tiếp theo sẽ cắt van bán dẫn được đưa ra bởi phương trình (7). g 2 k A k k A k 1 k B k k B k 1 kC k kC k 1 (7) Trong đó, là mức điện áp đầu ra ba pha của mức cấu trúc cầu H nối tầng, với một mức điện nghịch lưu. áp trên mỗi pha sẽ có nhiều cách sắp xếp mức Với việc phương trình (7) được bổ sung để tối của từng cầu H đơn khác nhau. Do đó, để có thể ưu hóa hàm mục tiêu của bộ điều khiển dự báo, tối ưu số lần đóng cắt làm việc hiệu quả, tương vector điện áp dự báo cho chu kỳ tiếp theo sẽ là ứng với mỗi mức điện áp pha, cần giữ cố định vector thỏa mãn đồng thời sai lệch dòng điện cho cách lựa chọn số lượng cầu H tham gia điều chế phép và số lần thay đổi mức trên mỗi pha là nhỏ cũng như cách lựa chọn van đóng cắt. Cách lựa nhất. Như vậy, bản chất phương trình (7) là để chọn van chi tiết cho từng mức điện áp mỗi pha xác định thay đổi mức trên mỗi pha giữa hai chu được thể hiện trong Bảng 1. kỳ trích mẫu liên tiếp. Tuy nhiên, nghịch lưu đa Bảng 1. Bảng trạng thái đóng cắt Sxi(Sxi,1;Sxi,3) kx Sx1(Sx1,1;Sx1,3) Sx2(Sx2,1;Sx2,3) Sx3(Sx3,1;Sx3,3) Sx4(Sx4,1;Sx4,3) Sx5(Sx5,1;Sx5,3) +5 1(1;0) 1(1;0) 1(1;0) 1(1;0) 1(1;0) +4 1(1;0) 1(1;0) 1(1;0) 1(1;0) 0(0;0) +3 1(1;0) 1(1;0) 1(1;0) 0(0;0) 0(0;0) +2 1(1;0) 1(1;0) 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) +1 1(1;0) 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) 0 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) -1 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) -1(0;1) -2 0(0;0) 0(0;0) 0(0;0) -1(0;1) -1(0;1) -3 0(0;0) 0(0;0) -1(0;1) -1(0;1) -1(0;1) -4 0(0;0) -1(0;1) -1(0;1) -1(0;1) -1(0;1) -5 -1(0;1) -1(0;1) -1(0;1) -1(0;1) -1(0;1) 93
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Mai Văn Chung và Phùng Tiến Duy Trong Bảng 1, biến x ∈ {a, b, c} biểu thị xuống, đồng thời cũng không ảnh hưởng tới thời cho tên pha, i = 1 ÷ 5 biểu thị cho số thứ tự của gian thực thi của vi xử lý do các dòng FPGA hiện cầu H trong pha , là trạng thái của van 1 và 3 nay cho phép thực hiện các phép tính song song. trong cầu H thứ của pha x, (Sxi,1;Sxi,3), là mức Một ví dụ về nhóm 19 vector tham gia tính điện áp đầu ra của cầu H thứ của pha x, Sx, là toán hàm mục tiêu được minh họa trên Hình 2, mức điện áp đầu ra của pha x. vector V39 (hình tròn màu xanh) là vector được lựa chọn trong chu kỳ trích mẫu trước, 18 vector 2.4. Giảm khối lượng tính toán hàm mục tiêu liền kề với nó là những vector biểu diễn bởi hình của bộ điều khiển tròn màu cam. Một cách định lượng hóa, thì tập Khi hệ thống vận hành ở chế độ ổn định, hợp 19 vector được xác định dựa vào khoảng vector điện áp V được lựa chọn tuần tự để tạo ra cách từ vector được lựa chọn trong chu kỳ trích dòng điện hình sin chuẩn. Ở hai khoảng thời gian mẫu trước tới các vector khác, được tính theo trích mẫu liên tiếp, hai vector điện áp được lựa phương trình 2. chọn sẽ có biên độ và góc pha xấp xỉ nhau. Do đó, trong mỗi chu kỳ trích mẫu Ts, thay vì sử dụng toàn bộ 331 vector (chọn theo điện áp common- mode nhỏ nhất) để tính toán hàm mục tiêu, ta chỉ cần lựa chọn các vector trong phạm vi nhỏ hơn. Đã có một số nghiên cứu như đề xuất rằng chỉ lựa chọn 7 vector tham gia tính toán hàm mục tiêu. Tuy nhiên, phương án này sẽ khiến cho thời gian đáp ứng của hệ thống tăng lên, làm giảm chất lượng của bộ điều khiển. Vì vậy, ở đây đề xuất sử dụng phạm vi vector rộng hơn. Cụ thể, mỗi một chu kỳ trích mẫu sẽ có một nhóm 19 vector tham gia tính toán hàm mục tiêu. Nhóm này được tạo thành từ vector điện áp được chọn ở chu kỳ trích mẫu trước và 18 vector liền kề với vector này. Hình 2. Minh họa một tập hợp 19 vector Phương án này sẽ giúp giảm thời gian đáp ứng d vx , v y v v y vx v y (8) 2 2 x vy được gọi là một vector liền kề của vx 2.5. Phương pháp mô phỏng kiểm chứng Để chứng minh tính đúng đắn và hiệu quả nếu d vx , v y 3 Vdc . Bộ vector liền kề 4 của phương án đề xuất, mô phỏng trên phần tương ứng với từng vector của hệ thống sẽ được mềm Matlab - Simulink được thực hiện. Trong xác định sẵn và đưa vào cơ sở dữ liệu của bộ điều đó, động cơ không đồng bộ được mô phỏng khiển MPC. bằng khối Asynchronous Machine trong thư viện Với phương án thực hiện như vậy, hàm mục Simcape. Khối Asynchronous Machine có đầy tiêu chỉ được thực hiện 19 lần trong mỗi chu kỳ đủ tính chất của máy điện ba pha không đồng bộ, trích mẫu, giảm được một lượng lớn so với khi có thể làm việc ở cả hai chế độ máy phát và động xét đến toàn bộ các vector. Con số này sẽ không cơ và có thông số: đổi cho dù số mức của bộ nghịch lưu là bất kỳ. 94
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 30, Số 1 (2023): 90-100 Công suất định mức Pdm 2,2 kW Điện cảm stator Ls 1,134 H Tải định mức Mdm 7,3 N.m Điện cảm rotor Lr 1,134 H Dòng định mức Idm 2,7A Tốc độ định mức ndm 2880 rpm Điện áp định mức Udm 690 V Momen quán tính J 0,0018 kg.m2 Tần số f 50 Hz Điện áp Vdc 100 V Chu kỳ trích mẫu mạch vòng Số đôi cực zp 1 Tw 1 ms tốc độ Chu kỳ mạch vòng dòng điện Điện trở stator Rs 6Ω Ts 50 (FCS-MPC) Điện trở rotor Rr 6Ω Điện cảm Lm Lm 1,094 H 3. Kết quả nghiên cứu và thảo luận phương pháp điều khiển FCS - MPC cải tiến với hàm mục tiêu bổ sung thành phần triệt tiêu điện 3.1. Hàm mục tiêu của thuật toán MPC cải tiến áp common-mode và tối ưu đóng cắt. Cấu trúc Để giải quyết hạn chế của phương pháp FCS - của phương pháp điều khiển dự báo dòng điện đề MPC truyền thống, trong nghiên cứu này đề xuất xuất được thể hiện như Hình 3. k A Với: V [k ] Vi k B là vector không gian của điện áp tại thời điểm thứ k (8) kC Sx,ij là van thứ j của cầu thứ i trong pha x (x ∈ {A, B, C}; i = 1 ÷ 5; j = 1 ÷ 4) Hàm mục tiêu đề xuất của phương pháp điều khiển tốt nhất. Ví dụ, trong điều kiện quá độ thì khiển FCS - MPC cải tiến cho nghịch lưu đa mức sai lệch dòng điện là lớn do đó trong điều kiện cấu trúc cầu H nối tầng như sau: này sai lệch dòng điện có tỷ trọng lớn trong hàm mục tiêu. Vì vậy, bộ điều khiển sẽ lựa chọn các g = g0 + lcmg1 + lswg2 (9) giá trị điện áp làm cho sai lệch dòng điện nhỏ Trong đó: lcm là trọng số của triệt tiêu điện áp nhất. Trong điều kiện ổn định, sai lệch dòng điện common-mode. nhỏ đi thì các mục tiêu về tối ưu common-mode, lsw là trọng số của tối ưu đóng cắt. tối ưu đóng cắt sẽ tác động để đạt được mục tiêu Như vậy, hàm mục tiêu gồm 3 yêu cầu: đặt ra của bộ điều khiển. Yêu cầu 1: Tối ưu sai lệch giữa dòng điện đặt 3.2. Kết quả mô phỏng kiểm chứng và dòng điện dự báo được thực hiện bởi g 0 . Trong khoảng từ 0,2 - 0,3s hàm mục tiêu có Yêu cầu 2: Tối ưu common-mode được thực lcm = 0; lsw = 0. Với các điều kiện này chất lượng hiện bởi. bộ điều khiển rất tốt với mô men động cơ đập 7,35 − 7, 25 Yêu cầu 3: Tối ưu đóng cắt được thực hiện bởi. mạch ∆M = = .100 1,36% thể hiện như 7,3 Với hàm mục tiêu có trọng số: Các trọng số Hình 4 (b). trong hàm mục tiêu là hằng số được xác định qua Trong khoảng từ 0,3 - 0,4s hàm mục tiêu thử sai. Tuy nhiên, trong các quá trình hoạt động có lcm = 0,01; lsw = 0. Với các điều kiện này, khác nhau, tuy trọng số không đổi nhưng đầu vào nhận thấy rằng tốc độ vẫn bán rất sát tốc độ sai lệch sẽ khác nhau đã làm cho hàm mục tiêu đặt. Điện áp common-mode đã giảm rõ rệt như sẽ đưa ra ưu tiên tối ưu khác nhau để có bộ điều Hình 4 (c). Độ đập mạch momen đã tăng lên 95
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Mai Văn Chung và Phùng Tiến Duy Hình 3. Cấu trúc điều khiển của thuật toán MPC cải tiến cho hệ thống nghịch lưu đa mức nối tải động cơ 7,39 − 7, 2 điều kiện này đã triệt tiêu commom-mode, giảm =∆M = .100 2, 6% . Độ đập mạch của mô 7,3 tần số đóng cắt van bán dẫn, nhưng độ đập mạch men trong điều kiện này vẫn rất tốt. momen đã tăng lên khá lớn. Trong khoảng từ 0,4 - 0,5s hàm mục tiêu có Trong khoảng từ 0,6 - 0,7s hàm mục tiêu có lcm = 0,05; lsw = 0. Với các điều kiện này, nhận lcm = 0,05; lsw = 0,15. Với các điều kiện này, nhận thấy rằng tốc độ vẫn bán rất sát tốc độ đặt như thấy rằng tốc độ vẫn bán rất sát tốc độ đặt, điện Hình 4 (a). điện áp common-mode đã bị triệt áp common-mode đã bị triệt tiêu, độ đập mạch tiêu Hình 4 (b), độ đập mạch momen tương 8 − 6, 7 momen = ∆M = .100 17,8% . Từ Hình 4 (d) tự như trường hợp trên ∆M = 2,6% . Như vậy 7,3 bộ điều khiển trong điều kiện này đã triệt tiêu thấy rằng tần số đóng cắt của van bán dẫn đã commom-mode. giảm rất lớn. Như vậy bộ điều khiển trong điều Trong khoảng từ 0,5 - 0,6s hàm mục tiêu có kiện này đã triệt tiêu commom-mode, giảm tần lcm = 0,05; lsw = 0,05. Với các điều kiện này, nhận số đóng cắt van bán dẫn, nhưng độ đập mạch thấy rằng tốc độ vẫn bán rất sát tốc độ đặt, điện momen lớn. áp common-mode đã bị triệt tiêu, độ đập mạch Bên cạnh đó, nghiên cứu này cũng mô phỏng 7,55 − 7, 05 trong cùng điều kiện với thuật toán 7 vector liền momen = ∆M = .100 6,8% . Từ Hình 7,3 kề để so sánh và đánh giá với thuật toán đề xuất. 4 (d) thấy rằng tần số đóng cắt của van bán dẫn Kết quả thể hiện như Bảng 2. đã giảm đánh kể. Như vậy bộ điều khiển trong 96
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 30, Số 1 (2023): 90-100 Hình 4. Kết quả mô phỏng vơi với thuật toán đề xuất: (a) Đáp ứng tốc tộ; (b) Đáp ứng momen; (c) Điện áp common-mode; (d) Tần số đóng cắt 97
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Mai Văn Chung và Phùng Tiến Duy Bảng 2. Kết quả mô phỏng của phương pháp đề xuất và phương pháp theo [8] Số lần tính Số lần chuyển mức pha Trọng số %DM Common-mode toán A trong 0,02s lcm = 0 1,36 1/3Udc lsw = 0 lcm = 0,01 Tiến đến 0 2,6 213 lsw = 0 (lớn hơn 331 vector) 19 vector lcm = 0,05 2,6 0 19 213 (đề xuất) lsw = 0 lcm = 0,05 8,6 0 62 lsw = 0,005 lcm = 0,05 15 0 38 lsw = 0,015 lcm = 0 1,36 1/3Udc lsw = 0 lcm = 0,01 2,7 1/3Udc 118 lsw = 0 7 Vector lcm = 0,05 1/3Udc 14,6 7 31 [8] lsw = 0 (có giảm nhưng rất ít) lcm = 0,05 1/3Udc 18,2 24 lsw = 0,005 (có giảm nhưng rất ít) lcm = 0,05 1/3Udc 41 22 lsw = 0,015 (có giảm nhưng rất ít) Từ Bảng 2 có thể thấy rằng với phương pháp tối đa 19 lượt tính toán của hàm mục tiêu với đề xuất thời gian tính toán không tăng nhưng đã biến tần có mức bất kì, các phép tính được thực triệt điêu được hoàn toàn điện áp common-mode. hiện song song làm cho thời gian tính toán là Với yêu cầu chất lượng của bộ điều khiển là sai nhỏ nhất (tương đương khi thực hiện 1 lượt lệch tốc độ
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 30, Số 1 (2023): 90-100 xây dựng phương pháp tổng quát hóa trong xác Int. Conf. Electr. Electron. Technol. Automotive, định trọng số là việc thật sự ý nghĩa. AEIT Automot. 2019, pp. 1-6, doi: 10.23919/ EETA.2019.8804594. Lời cảm ơn [7] S. Vazquez, J. Rodriguez, M. Rivera, L. G. Các tác giả bài báo xin chân thành cám ơn Franquelo, and M. Norambuena (2017). Model sự hỗ trợ kinh phí nghiên cứu khoa học của Predictive Control for Power Converters and Drives: Advances and Trends. IEEE Trans. Trường Đại học Hùng Vương thông qua đề tài Ind. Electron., vol. 64, no. 2, pp. 935-947, doi: cấp Trường số 11/2021/HĐKH. 10.1109/TIE.2016.2625238. Tài liệu tham khảo [8] P. Cortes, A. Wilson, S. Kouro, J. Rodriguez, and H. Abu-Rub (2010). Model predictive control [1] B. Wu (2005). High-Power Converters and of multilevel cascaded H-bridge inverters. ac Drives. IEEE Transactions on Industrial Electronics, [2] Y. Zhang, B. Xia, and H. Yang (2017). vol. 57, no. 8. pp. 2691-2699, doi: 10.1109/ Performance evaluation of an improved model TIE.2010.2041733. predictive control with field oriented control as [9] C. F. Garcia, C. A. Silva, J. R. Rodriguez, P. a benchmark IET Electric Power Applications, Zanchetta, and S. A. Odhano (2019). Modulated vol. 11, no. 5. pp. 677-687, doi: 10.1049/iet- Model-Predictive Control with Optimized epa.2015.0614. Overmodulation. IEEE J. Emerg. Sel. Top. [3] M. P. Kazmierkowski and L. Malesani (1998). Power Electron., vol. 7, no. 1, pp. 404-413, doi: Current control techniques for three-phase 10.1109/JESTPE.2018.2828198. voltage-source pwm converters: A survey. IEEE [10] I. Kim, R. Chan, and S. Kwak (2017). Model Trans. Ind. Electron., vol. 45, no. 5, pp. 691- predictive control method for CHB multi-level 703, doi: 10.1109/41.720325. inverter with reduced calculation complexity [4] S. Kouro, P. Cortés, R. Vargas, U. Ammann, and and fast dynamics. IET Electr. Power Appl., J. Rodríguez (2009). Model predictive control - vol. 11, no. 5, pp. 784 - 792, doi: 10.1049/iet- A simple and powerful Method to control power epa.2016.0330. converters. IEEE Transactions on Industrial [11] J. Rodríguez, J. Pontt, P. Correa, P. Cortés, and Electronics, vol. 56, no. 6. pp. 1826-1838, doi: C. Silva (2004). A new modulation method to 10.1109/TIE.2008.2008349. reduce common-mode voltages in multilevel [5] J. H. Lee (2011). Model predictive control: inverters. IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 51, no. Review of the three decades of development. 4, pp. 834-839, doi: 10.1109/TIE.2004.831735. Int. J. Control. Autom. Syst., vol. 9, no. 3, pp. [12] I. F. F. Indusity and A. Magazine (1998). 415-424, doi: 10.1007/s12555-011-0300-6. Minimizing electric bearing currents in ASD [6] S. Borreggine, V. G. Monopoli, G. Rizzello, D. systems. Naso, F. Cupertino, and R. Consoletti (2019). [13] T. Geyer (2016). Model Predictive Control of A review on model predictive control and its High Power Converters and Industrial Drives. applications in power electronics. 2019 AEIT 99
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Mai Văn Chung và Phùng Tiến Duy AN IMPROVED METHOD OF MODEL PREDICTIVE CURRENT CONTROL FOR MULTILEVEL CASCADED H-BRIDGE INVERTERS Mai Van Chung1,2, Phung Tien Duy1,2 Faculty of Engineering anh Tecnology, Hung Vuong University, Phu Tho 1 2 Engineering anh Tecnology Research Group, Hung Vuong University, Phu Tho Abstract F inite Control Set Model-Predictive Control (FCS-MPC) with the principle of considering all voltage vectors to find the optimal voltage vector for multilevel inverter in a very small sampling cycle is hardly feasible. Because there is no modulation part, the implementation of optimizing common-mode voltage and switching number for the multilevel inverter should be performed in the cost function. To solve the above problem, this paper proposes an improved method of model predictive current control selecting 19 adjacent voltage vectors and using weighting coefficients for common-mode voltage elimination and switching optimization. By using a discrete-time model of the system to predict the future value of the current for the voltage vector in the previous sampling cycle and its 18 adjacent voltage vectors, the one that minimizes a cost function will be selected. Thus, in a multilevel inverter with any number of levels, the cost function is performed only 19 times in a sampling cycle. The computation on FPGA allows 19 calculations of the cost function to be performed in parallel, so the executing time is very small. The feasibility of the proposed algorithm is verified by simulation model on MATLAB-Simulink software 11-level cascaded H-bridge multilevel inverter model. Keywords: Predictive current control, cascaded H-bridge (CHB) multi-level inverter, predictive control with reduced number of calculations, common-mode volrage (CMV). 100

CÓ THỂ BẠN MUỐN DOWNLOAD

LV.15: Bộ Đồ Án Tốt Nghiệp Chuyên Ngành Cơ Khí

65 tài liệu

2428 lượt tải

THÔNG TIN

TRỢ GIÚP

HỖ TRỢ KHÁCH HÀNG

Theo dõi chúng tôi

Chịu trách nhiệm nội dung:

Nguyễn Công Hà - Giám đốc Công ty TNHH TÀI LIỆU TRỰC TUYẾN VI NA

LIÊN HỆ

Địa chỉ: P402, 54A Nơ Trang Long, Phường 14, Q.Bình Thạnh, TP.HCM

Hotline: 093 303 0098

Email: support@tailieu.vn

Giấy phép Mạng Xã Hội số: 670/GP-BTTTT cấp ngày 30/11/2015 Copyright © 2022-2032 TaiLieu.VN. All rights reserved.