Luận văn Thạc sĩ Kỹ thuật: Nghiên cứu chỉnh lưu tích cực 3 pha

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ TP. HCM ----------

NGUYỄN THANH THẢO NGHIÊN CỨU CHỈNH LƯU

TÍCH CỰC 3 PHA

LUẬN VĂN THẠC SĨ

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện

Mã số ngành: 60520202

TP. HỒ CHÍ MINH, tháng 03 năm 2016

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ TP. HCM ----------

NGUYỄN THANH THẢO NGHIÊN CỨU CHỈNH LƯU

TÍCH CỰC 3 PHA

LUẬN VĂN THẠC SĨ

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện

Mã số ngành: 60520202

GVHD: PGS.TS. NGUYỄN THANH PHƯƠNG.

TP. HỒ CHÍ MINH, tháng 03 năm 2016

CÔNG TRÌNH ĐƯỢC HOÀN THÀNH TẠI

TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ TP.HCM

Cán bộ hướng dẫn khoa học: PGS.TS. Nguyễn Thanh Phương

Luận văn Thạc sĩ được bảo vệ tại Trường Đại học Công nghệ TP.HCM

ngày 12 tháng 03 năm 2016.

Thành phần hội đồng đánh giá Luận văn Thạc sĩ gồm:

Họ và tên Chức danh Hội đồng TT

TS. Huỳnh Châu Duy Chủ tịch 1

TS. Trần Thanh Phương Phản biên 1 2

TS. Dương Thanh Long Phản biện 2 3

PGS.TS. Trần Thu Hà Ủy viên 4

Ủy viên, Thư ký

TS. Trương Đình Nhơn 5

Xác nhận của Chủ tịch hội đồng đánh giá Luận văn đã được sửa chữa (nếu

có).

Chủ tịch Hội đồng đánh giá LV

TRƯỜNG ĐH CÔNG NGHỆ TP.HCM CỘNG HÒA XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM

PHÒNG QLKH – ĐTSĐH

Độc lập - Tự do - Hạnh phúc

------------------------------------

-------------------------------------

TP.HCM, ngày ...... tháng ...... năm 2015

NHIỆM VỤ LUẬN VĂN THẠC SĨ

Họ tên học viên: NGUYỄN THANH THẢO Giới tính: Nam

Ngày, tháng, năm sinh: 04/ 04/ 1968 Nơi sinh: TP.HCM

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện MSHV: 1341830061

I- Tên đề tài: NGHIÊN CỨU CHỈNH LƯU TÍCH CỰC 3 PHA

II- Nhiệm vụ và nội dung:

Nhiệm vụ là nghiên cứu chỉnh lưu 3 pha tích cực theo phương pháp điều chế

độ rộng xung, tiến hành khảo sát tổng hợp và so sánh các kỹ thuật điều chế độ rộng

xung về hiệu quả, tổn hao, chất lượng hài và khảo sát các đặc tính điều khiển từ đó

có thể đề xuất 1 giải pháp điều chế hiệu quả và có thể mang lại sản phẩm điều chế

mới cho chỉnh lưu tích cực.

III- Ngày giao nhiệm vụ: 26/ 05/ 2015

IV- Ngày hoàn thành nhiệm vụ: 26/ 11/ 2015

V- Cán bộ hướng dẫn: PGS.TS. NGUYỄN THANH PHƯƠNG

CÁN BỘ HƯỚNG DẪN KHOA QUẢN LÝ CHUYÊN NGÀNH

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi. Các số liệu, kết

quả nêu trong Luận văn là trung thực và chưa từng được ai công bố trong bất kỳ

công trình nào khác.

Tôi xin cam đoan là mọi sự giúp đỡ cho việc thực hiện Luận văn này được

cảm ơn và các thông tin trích dẫn trong Luận văn đã được ghi rõ nguồn gốc.

Học viên thực hiện Luận văn

Nguyễn Thanh Thảo.

LỜI CẢM ƠN

Tôi xin gửi lời cảm ơn chân thành nhất đến quý Thầy Cô trường Đại Học Kỹ

thuật Công nghệ Tp. Hồ Chí Minh, những người đã dìu dắt tôi tận tình, đã truyền

đạt cho tôi những kiến thức và kinh nghiệm quý báu trong suốt thời gian tôi học tập

tại trường.

Tôi xin trân trọng gửi lời cảm ơn đến tất cả các Thầy, Cô Khoa Điện-Điện

Tử đặc biệt là thầy Nguyễn Thanh Phương, đã tận tình hướng dẫn, giúp đỡ, tạo mọi

điều kiện thuận lợi để tôi hoàn thành tốt luận văn tốt nghiệp này.

Tôi xin cảm ơn gia đình tôi, những người thân đã hỗ trợ tôi những điều kiện

tốt nhất để học tập trong suốt thời gian dài. Ngoài ra tôi xin gửi lời cảm ơn đến các

bạn đồng nghiệp đã hỗ trợ tôi rất nhiều trong quá trình đi tìm nguồn tài liệu nghiên

cứu, cám ơn đến các bạn lớp 13SMDD21 của tôi, những người đã cùng gắn bó,

cùng học tập và giúp đỡ tôi trong những năm qua cũng như trong suốt quá trình

thực hiện luận văn tốt nghiệp.

Tp. Hồ Chí Minh, tháng 11 năm 2015

Nguyễn Thanh Thảo

iii

TÓM TẮT

Ngày nay, với sự phát triển vượt bậc của các thiết bị biến đổi năng lượng

điều khiển bằng kỹ thuật số (digital control system), việc biến đổi năng lượng điện

từ xoay chiều sang một chiều sử dụng các thiết bị điện tử công suất được sử dụng

trong nhiều lĩnh vực khác nhau như hệ thống truyền tải, hệ thống phân phối điện

năng, dùng trong công nghiệp… Một ví dụ cụ thể cho việc biến đổi năng điện từ

xoay chiều sang một chiều ứng dụng trong hệ thống truyền tải và phân phối điện

năng là quá trình vận hành của turbine gió: đầu tiên, điện áp xoay chiều với tần số

và điện áp biến thiên từ turbine gió được chỉnh lưu thành điệp áp một chiều rồi sau

đó lại được nghịch lưu thành xoay chiều với điện áp và tần số lưới. Trong công

nghiệp, việc chỉnh lưu điện áp lưới từ xoay chiều sang một chiều để cung cấp cho

các hệ thống truyền động công nghiệp có nhu cầu biến đổi tần số (inverter) ngày

càng được sử dụng rộng rãi thay cho hệ thống điều tốc cơ khí (hộp số). Như vậy, so

với bộ chỉnh lưu không điều khiển cổ điển sử dụng diode, chất lượng của điện áp và

dòng điện chỉnh lưu cần được nâng lên tương ứng. Khi đó điện áp cung cấp cho

thiết bị đầu cuối sẽ có chất lượng tốt hơn.

Hiện nay, nhiều phương pháp điều khiển cho chỉnh lưu đã được nghiên cứu

và ứng dụng điển hình như phương pháp điều chế độ rộng xung sine (SPWM) và

phương pháp điều chế vector không gian (SVPWM) đã cho một số kết quả nhất

định.

Xuất phát từ việc này, yêu cầu đặt ra cho luận văn cụ thể như sau:

• Nghiên cứu các kỹ thuật điều chế SPWM và SVPWM cho chỉnh lưu có

điều khiển.

• Áp dụng kỹ thuật cộng thành phần sóng hài bậc ba cho SPWM.

• Mô phỏng các kỹ thuật điều chế độ xung trên Matlab.

• So sánh, đánh giá của các phương pháp đã mô phỏng trên Matlab.

ABSTRACT

Nowadays, with the intensive development of the power electronic devices

and digital control systems, energy conversion based on power electronic converters

using digital system processor (DSP) system become popular in energy industries

and home applications. By way of example, in wind energy system, at first, AC

voltage from wind turbine with varied frequency and magnitude is rectified into DC

voltage. Then, this DC voltage is converted back into the grid AC voltage with

constant frequency and magnitude. In addition, in industry applications, by

rectifying the grid AC energy into the DC one and then converting this DC energy

back into the AC voltage with variable frequency and magnitude to supply for the

machine drive system, the operating speed of the drive system can be varied without

employing mechanical gear box. Based on what discussed above, compared with

the conventional uncontrolled rectify technique using diode, high demanded

qualities of the DC energy are highly expected.

To date, a great number of rectify techniques were proposed such as direct

current control or direct power control…These proposed techquies require a

modulation method (sine pulse width modulation-SPWM or space vector pulse

width modulation-SVPWM) to realize the demanded voltage reference via the

power electronic inverters.

This thesis focuses on the following aspects:

• Investigating the application of SPWM and SVPWM techniques

for controlled rectifier.

• Improving the SPWM technique by including the third harmonic.

• Realize the studied PWM techniques using Matlab/Simulink.

• Comparative study between the SPWM and SVPWM techniques

in terms of the rectifying qualities.

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT

AC Alternating Current Xoay chiều.

DC Direct Current Một chiều

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor Transistor cực điều khiển cách ly.

PWM Pulse Width Modulation Điều chế độ rộng xung.

SPWM Sin Pulse Width Modulation Điều chế độ rộng xung sin.

SVPWM Space Vector Pulse Width Vector không gian điều chế độ

Modulation rộng xung.

SVM Space Vector Modulation Điều chế vector không gian.

THIPWM Third-Harmonic-Injection PWM Phương pháp điều chế hài bậc ba.

THD Total Harmonic Distortion Méo hài tổng.

VSC Voltage Source Converter Chuyển đổi điện áp nguồn.

VFOC Virtual Flux Oriented Control Điều khiển định hướng từ thông

ảo.

VOC Voltage Oriented Control Điều khiển định hướng theo điện

áp.

DPC Direct Power Control Điều khiển công suất trực tiếp.

VF-DPC Virtual Flux Based Direct Power Điều khiển công suất trực tiếp từ

Control thông ảo.

KÝ HIỆU

α Góc pha của vector chuẩn

ε Góc pha điều khiển phần chỉnh lưu PWM.

γ Góc pha của vector áp nguồn phần chỉnh lưu PWM.

ω Tần số góc.

ia. ib, ic Dòng ba pha.

Dòng một chiều. idc

Thành phần dòng điện trên trục α của hệ tọa độ α – β. iα

Thành phần dòng điện trên trục β của hệ tọa độ α – β. iβ

Thành phần dòng điện trên trục d của hệ tọa độ d – q. id

Thành phần dòng điện trên trục q của hệ tọa độ d – q. iq

VA, VB, Vc Điện áp nguồn ba pha.

Điện áp một chiều trên tải. VDC

Điện áp nguồn. Vs

điện áp chuyển đổi vc

Thành phần điện áp trên trục α của hệ tọa độ α – β. VSα

Thành phần điện áp trên trục β của hệ tọa độ α – β. VSβ

Thành phần điện áp trên trục d của hệ tọa độ d – q. VSd

Thành phần điện áp trên trục q của hệ tọa độ d – q. VSq

vii

DANH MỤC CÁC BẢNG

Bảng 3.1 Vector không gian, trạng thái chuyển mạch và trạng thái đóng khóa. .... 31

Bảng 3.2 Các vector, các vector chuyển mạch, điện áp pha và điện áp dây như một

chức năng của DC bus điện áp Vdc. ........................................................................... 33

Bảng 3.3 Các vector điện áp, vector chuyển mạch, α và β. ..................................... 34

Bảng 3.4 Xác định sector theo góc của vector tham chiếu. .................................... 38

Bảng 3.5 Khoảng thời gian Ta và Tb cho mỗi sector. .............................................. 42

Bảng 3.6 Bảy đoạn chuyển mạch liền kề. ............................................................... 45

Bảng 3.7 Kiểu xung chuyển mạch ba pha cho mỗi sector. ..................................... 48

Bảng 3.8 Chuỗi chuyển mạch cho kỹ thuật ba pha PWM. ..................................... 49

viii

DANH MỤC CÁC HÌNH

Hình 1.1. Chỉnh lưu dùng diode. ............................................................................ 02

Hình 1.2. Kỹ thuật đa xung với chỉnh lưu diode 16 tia. .......................................... 02

Hình 1.3. Mạch chỉnh lưu cầu 3 pha có điều khiển. ................................................ 03

Hình 1.4. Chỉnh lưu dùng kỹ thuật điều khiển xung PWM với IGBT. .................. 04

Hình 1.5. Chỉnh lưu với hệ thống truyền động điện. ............................................... 04

Hình 1.6. Phân loại các phương pháp điều khiển cho chỉnh lưu PWM . ................ 05

Hình 2.1. Miêu tả đơn giản của mạch chỉnh lưu PWM cho dòng công suất hai

chiều.08

Hình 2.2. Sơ đồ định pha cho chỉnh lưu PWM........................................................ 08

Hình 2.3. Dòng công suất trong chỉnh lưu tích cực. ................................................ 09

Hình 2.4. Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM nguồn áp trong hệ tọa độ ba pha tự

nhiên.11

Hình 2.5 Sơ đồ khối chỉnh lưu PWM nguồn áp trong hệ tọa độ α – β. .................. 13

Hình 2.6. Sơ đồ vector điều khiển định hướng điện áp (VOC). ............................. 14

Hình 2.7. Sơ đồ khối chỉnh lưu PWM nguồn áp trong hệ tọa độ d – q đồng bộ. .... 15

Hình 3.1 Phát tín hiệu điều khiển cho SPWM. ....................................................... 19

Hình 3.2 Chỉnh lưu ba pha Sin PWM. .................................................................... 19

Hình 3.3 Ba pha Sin PWM. .................................................................................... 20

Hình 3.4 Bơm hài bậc ba một pha PWM. ............................................................... 24

Hình 3.5 Điện áp tham chiếu (a, b, c), dạng sóng tam giác (VT), và điện áp ngõ ra

(Vao, Vbo, Vco). ......................................................................................... 25

Hình 3.6 Miêu tả vùng dưới điều chế và quá điều chế trong vector không gian. ... 26

Hình 3.7 Chỉnh lưu cầu ba pha. .............................................................................. 27

Hình 3.8 Hình dạng tám khóa của chỉnh lưu ba pha. ............................................. 29

Hình 3.9 Vector không gian của chỉnh lưu cầu ba pha. .......................................... 29

Hình 3.10 Theo sơ đồ cho SVPWM đầy đủ. ............................................................ 34

Hình 3.11 Cơ bản của dạng sóng điện áp. ................................................................ 36

Hình 3.12 Cấu trúc của kiểu xung đối xứng cho ba pha. ......................................... 42

Hình 3.13 ⃗ đặt vào sector 1. ............................................................................... 43

Hình 3.14 Kiểu chuyển mạch trong sáu sector. ........................................................ 46

Hình 3.15 Kiểu chuyển mạch của sáu sector trong chu kỳ....................................... 47

Hình 3.16 Chuỗi chuyển mạch của cả sáu Sector. .................................................... 49

Hình 5.1 Kết quả điện áp DC lớn nhất của ba phương pháp điều khiển. .............. 68

Hình 5.2 Sóng điện áp ngõ ra của SPWM. ............................................................. 69

Hình 5.3 Sóng điện áp ngõ ra của THIPWM. ....................................................... 69

Hình 5.4 Sóng điện áp ngõ ra của SVPWM. .......................................................... 69

Hình 5.5. Sóng điện áp và dòng điện pha ngõ vào của SPWM. .............................. 70

Hình 5.6. Sóng điện áp và dòng điện pha ngõ vào của THIPWM. ......................... 70

Hình 5.7. Sóng điện áp và dòng điện pha ngõ vào của SVPWM. ........................... 70

Hình 5.8. Sóng điện áp và dòng điện pha ngõ vào của SVPWM, với Vref = 500V.71

Hình 5.9. Kết quả đo THD của SPWM. ................................................................. 72

Hình 5.10.Kết quả đo THD của SVPWM. ................................................................ 72

Hình 5.11.Kết quả đo THD của THIPWM. .............................................................. 72

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN ........................................................................................................ i

LỜI CẢM ƠN ............................................................................................................. ii

TÓM TẮT ................................................................................................................. iii

ABSTRACT ............................................................................................................... iv

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT ............................................................................ v

KÝ HIỆU.................................................................................................................... vi

DANH MỤC CÁC BẢNG ........................................................................................ vii

DANH MỤC CÁC HÌNH ....................................................................................... viii

Chương 1: TỔNG QUAN VỀ CHỈNH LƯU BA PHA. ........................................... 01

1.1. Giới thiệu ........................................................................................................ 01

1.2.1. Tổng quan ....................................................................................................... 01

1.2.2. Chỉnh lưu Diode ............................................................................................. 01

1.2.3. Chỉnh lưu thyristor. ......................................................................................... 03

1.2.4. Chỉnh lưu PWM. ............................................................................................. 03

1.3. Mục đích nghiên cứu. ..................................................................................... 05

1.4. Cấu trúc luận văn. ........................................................................................... 06

2.1.

Hoạt động của chỉnh lưu PWM .................................................................. 07

Chương 2: MÔ HÌNH HÓA CHỈNH LƯU TÍCH CỰC.

2.2. Mô hình toán học bộ chỉnh lưu 3 pha PWM. ................................................. 10

2.2.1. Mô tả dòng điện và điện áp nguồn. ................................................................ 10

2.2.2. Mô tả điện áp vào bộ chỉnh lưu PWM. ........................................................... 10

2.3. Sơ đồ khối của chỉnh lưu PWM...................................................................... 11

2.3.1. Mô tả chỉnh lưu PWM trong hệ ba pha. ......................................................... 11

2.3.2. Mô hình chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ tĩnh α – β. ..................................... 12

2.4. Giới hạn hoạt động. ............................................................................... 16

2.3.3. Mô hình chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ d – q. ............................................. 13

Chương 3: PHƯƠNG PHÁP VÀ KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƯU PWM.16

3.1 Sinusoidal PWM. ............................................................................................ 16

3.1.1 Khái niệm về Sinusoidal PWM (SPWM). ...................................................... 16

3.1.2 Chỉ số điều chế của Sinusoidal PWM. ........................................................... 21

3.2 Thêm thành phần sóng hài bậc 3 trong PWM. ............................................... 21

3.2.1 Khái niệm và tính toán khi thêm thành phần hài bậc 3. ................................. 21

3.3. Vector không gian điều chế độ rộng xung (SVPWM). .................................. 25

3.3.1. Giới thiệu. ....................................................................................................... 25

3.3.2. Nguyên lý của Space Vector PWM. ............................................................... 26

3.3.3. Phương thức thực hiện của điều chế độ rộng xung vector không

gian hai bậc. .................................................................................................... 34

3.3.3.1. Góc và vector điện áp tham chiếu. .......................................................... 34

3.3.3.2. Chỉ số điều chế của phương thức điều chế. ............................................. 35

3.3.3.3. Xác định Sector. ....................................................................................... 36

3.3.3.4. Lượng thời gian Ta, Tb, T0. ...................................................................... 37

3.3.3.5. Tính toán thời gian chuyển mạch cho mỗi khóa Transistor (S1 – S6). .... 43

3.3.3.6. Các kiểu sơ đồ. ......................................................................................... 45

Chương 4. MÔ HÌNH MÔ PHỎNG MẠCH CHỈNH LƯU .................................... 50

4.1. Mô hình mô phỏng mạch công suất. ............................................................... 50

4.2. Mô hình mô phỏng mạch điều khiển kiểu SPWM. ........................................ 51

4.2.1. Khối chuyển đổi abc sang dq. ......................................................................... 52

4.2.1.1. Khối chuyển đổi hệ tọa độ ba pha (abc) sang hệ tọa độ hai pha (α–β).... 53

4.2.1.2. Xác định sin_cos(gamma). ...................................................................... 53

4.2.1.3. Khối chuyển đổi hệ tọa độ hai pha (α – β) sang hệ tọa độ (d – q). .......... 54

4.2.2. Khối chuyển đổi hệ tọa độ (d – q) sang hệ tọa độ ba pha (abc). .................... 54

4.2.2.1. Khối chuyển đổi d_q sang alpha_beta. .................................................... 54

4.2.2.2. Khối chuyển đổi alpha_beta sang abc. .................................................... 55

4.2.3. Khối PI. ........................................................................................................... 55

4.2.4. Khối PWM cấp xung kích các khóa (S1, ....., S6). ......................................... 56

4.2.5. Kết quả mô phỏng. .......................................................................................... 57

4.3. Mô hình mô phỏng mạch chỉnh lưu kiểu SVPWM. ....................................... 58

xii

4.3.1. Giới thiệu. ....................................................................................................... 59

4.3.2. Khối SVM. ...................................................................................................... 59

4.3.2.1. Khối chuyển đổi hệ tọa độ (d – q) sang hệ tọa độ hai pha (α – β). .......... 59

4.3.2.2. Khối tính sector. ....................................................................................... 60

4.3.2.3. Khối tính T0, T1, T2. ............................................................................... 60

4.3.2.4. Khối tính ta, tb, tc. ................................................................................... 61

4.3.3. Kết quả mô phỏng. .......................................................................................... 62

4.4. Mô hình mô phỏng mạch chỉnh lưu kiểu THIPWM. ..................................... 63

4.4.1. Giới thiệu. ....................................................................................................... 63

4.4.2. Khối chuyển đổi dq sang abc. ......................................................................... 64

4.4.2.1. Khối Bo han ap. ....................................................................................... 65

4.4.2.2. Khối abc1 to Vabc. .................................................................................. 65

4.4.3. Kết quả mô phỏng. .......................................................................................... 66

Chương 5: SO SÁNH CẤU TRÚC VÀ KẾT QUẢ MÔ PHỎNG CỦA 3 KỸ

THUẬT ĐIỀU CHẾ SPWM, SVPWM VÀ THIPWM. ........................................... 67

5.1. Cấu trúc mạch. ................................................................................................ 67

5.2. Kết quả mô phỏng trên Matlab simulink. ....................................................... 68

5.2.1. Điện áp ngõ ra [Vdc]. ..................................................................................... 68

5.2.1.1. Vref lớn nhất. ........................................................................................... 68

5.2.1.2. Chọn Vref = 400V. .................................................................................. 69

5.2.2. Độ gợn sóng điện áp ngõ ra. ........................................................................... 69

5.2.3. Xét sóng điện áp và dòng điện ngõ vào. ......................................................... 70

5.2.4. Méo hài tổng (THD). ...................................................................................... 71

Chương 6: KẾT LUẬN ............................................................................................ 74

Chương 1: TỔNG QUAN VỀ CHỈNH LƯU BA PHA.

1.1 Giới thiệu

Trước khi phát minh bán dẫn, việc sử dụng chỉnh lưu trong ứng dụng công

nghiệp đã được thực hiện với các bộ chuyển đổi cơ điện (một động cơ AC kết hợp

với một máy phát DC) và với các bộ chuyển đổi thủy ngân .

Một giai đoạn mới bắt đầu để chuyển đổi công suất lớn trong năm 1960, bộ

chỉnh lưu diode đầu tiên trên 100kA đã được đưa vào thị trường và mười năm sau,

thyristor đầu tiên của các nhà máy này đã hoạt động.

Tuy nhiên, để đạt được THD thấp (Total Harmonic Distortion) trong chuyển

đổi công suất cao có thể là tương đối công việc phức tạp. Một số hạn chế về công

nghệ sử dụng cấu trúc nhất định trong mức công suất được thiết lập sẵn. Tiến bộ

mới nhất trong các thiết bị bán dẫn công suất cao có được giới thiệu giải pháp mới

cho chuyển đổi hệ thống năng lượng cao, tuy nhiên, mức độ chấp nhận của mỗi

công nghệ khác nhau tùy theo với các ngành công nghiệp khác nhau và ứng dụng.

Những năm gần đây các xu hướng nghiên cứu về điện tử công suất tập trung

rất nhiều trong các dạng mạch chỉnh lưu và nghịch lưu, đặc biệt là chỉnh lưu điều

chế độ rộng xung (PWM). Rất nhiều nghiên cứu đã thành công và giải quyết được

nhiều mặt hạn chế trong các bộ điện tử công suất. Điều quan trọng là các công trình

nghiên cứu được thực hiện tại nhiều nơi trên thế giới với từng mặt thành công riêng

rẽ và chưa được tổng hợp hệ thống, đồng thời chưa chỉ ra hết các khả năng áp dụng

và các ảnh hưởng của các phương pháp điều chế.

1.2 Tổng quan

1.2.1. Chỉnh lưu Diode

Chỉnh lưu Diode trong hình 1.1 là đơn giản nhất của tất cả các loại chỉnh lưu.

Chỉnh lưu này thường áp dụng trong các mạch công suất lớn do tính bền bỉ và chi

phí thấp của linh kiện. Tuy nhiên, quá trình chuyển mạch là không điều khiển, các

bộ chuyển đổi này ít khi được áp dụng trong các ứng dụng công nghiệp, chỉ trong

những trường hợp khi không cần điều khiển điện áp ngõ ra. Một nhược điểm của bộ

chỉnh lưu này là độ méo hài tổng [total harmonic distortion - THD] cao trong các

dòng ngõ vào.

Hình 1.1. Chỉnh lưu dung diode.

(a)

(b)

Hình 1.2. Kỹ thuật đa xung với chỉnh lưu diode 16 tia. (a). Không dung trở

kháng biến đổi. (b). Với trở kháng biến đổi.

Để bù lại sự méo dạng sóng hài sinh ra bởi chỉnh lưu diode, bộ lọc tuyến tính

thụ động hoặc hiệu chỉnh hệ số công suất có thể được sử dụng. Kỹ thuật đa xung

thường được tìm thấy trong các ứng dụng công suất cao với cuộn dây quấn kết nối

đặc biệt trong máy biến áp để dung như những bộ lọc tuyến tính như hình 1.2. Tuy

kỹ thuật này đơn giản, nhược điểm là máy biến áp trở nên nặng và cồng kềnh.

Những kỹ thuật này cải thiện đáng kể chất lượng dòng ngõ vào (cho bộ chỉnh

lưu 12 xung, THD là khoảng 14%, trong khi cho cấu trúc 18 xung, THD thu được là

khoảng 9%). Một vấn đề của kỹ thuật này là không điều khiển được điện áp ngõ ra.

Cách thứ hai để có được một điều khiển điện áp tải là giới thiệu một trở

kháng biến đổi với lõi sắt bão hòa từ. Phạm vi điện áp điều khiển trong kỹ thuật này

ở 60-80 volts.

1.2.2. Chỉnh lưu thyristor

Hình 1.3. Mạch chỉnh lưu cầu 3 pha có điều khiển.

Các chỉnh lưu thyristor kế thừa ưu điểm của chỉnh lưu diode. Tuy nhiên do

sự phức của mạch điều khiển, chi phí cho bộ chỉnh lưu thyristor thường cao hơn

chỉnh lưu diode. Do chỉnh lưu thyristor điều khiển bán kỳ dòng điện, độ méo dạng

sóng hài của các dòng ngõ vào cao hơn nếu so với chỉnh lưu diode nhưng điện áp

ngõ ra có thể điều chỉnh được. Do sự đơn giản, độ tin cậy và hiệu quả, chỉnh lưu

thyristor vẫn được dùng nhiều cho đến ngày nay với các ứng dụng công suất lớn.

1.2.3. Chỉnh lưu PWM

Như đã trình bày trong phần giới thiệu, bộ nguồn DC có một vai trò rất quan

trọng trong các ứng dụng gia dụng và công nghiệp. Một bộ nguồn DC với chất

lượng điện năng cao, hệ số sóng hài thấp, và hệ số công suất có thể điều chỉnh theo

yêu cầu vận hành là một trong những yêu cầu thiết thực trong ngành kỹ thuật điện

hiện nay.

Hình 1.4. Chỉnh lưu dùng kỹ thuật điều khiển xung PWM với IGBT.

Kỹ thuật chỉnh lưu tích cực có nhiều ưu điểm khi quan tâm tới chất lượng công

suất với hệ số công suất và độ méo sóng hài có thể đạt được là rất thấp. Ngày nay,

cấu trúc chỉnh lưu tích cực đã trở thành tiêu chuẩn trong các thiết bị công suất thấp

và trung bình. Với thiết bị công suất cao, giá thành của thiết bị đóng ngắt tích cực

thường làm tăng hàm chi phí. Bên cạnh đó, trong các ứng dụng kích thước và khối

lượng bộ chỉnh lưu là yếu tố quyết định, việc điều chỉnh hệ số công suất dùng cuộn

kháng bù có thể áp dụng, nhưng với độ tăng của tính phức tạp và hàm chi phí.

Hình 1.5. Chỉnh lưu với hệ thống truyền động điện.

Việc ứng dụng kỹ thuật điều khiển xung PWM không những cho phép thỏa mãn

các yêu cầu bên trên mà còn cho phép thực thi việc khử các thành phần sóng hài cụ

thể bằng cách thay đổi giá trị đặt trong quá trình điều khiển, điều này cho phép mở

rộng phạm vi nghiên cứu của đề tài trong tương lai.

Các kỹ thuật điều khiển cho chỉnh lưu PWM có thể được phân loại như là dựa

trên điện áp hay là dựa trên thông lượng ảo như hình 1.6.

Hình 1.6. Phân loại các phương pháp điều khiển cho chỉnh lưu PWM .

Bên cạnh đó, việc ứng dụng các kỹ thuật điều khiển nâng cao như logic mờ

cũng có thể áp dụng để nâng cao hiệu quả điều khiển của bộ biến đổi.

Đã có nhiều công trình nghiên cứu về chỉnh lưu tích cực ba pha ở trong và ngoài

nước như:

o Bùi Văn Đại và Vũ Minh Quang (2014), Nghiên cứu về bộ chỉnh lưu 3

pha PWM với hệ thống điều chỉnh hai vòng hồi tiếp. ĐH Thủy lợi Hà

nội

o S. Begag, N. Belhaouchet and L. Rahmani (2009), Three-Phase PWM

Rectifier with Constant Switching Frequency. Journal of electrical

systems.

o H.Azizi and A.Vahedi, Performance Analysis of Direct Power

Controlled PWM Rectifier under Disturbed AC Line Voltage. Power

Engineering Department-Iran University of Science &Technology.

Tuy nhiên, các luận văn thạc sĩ trong nước chưa thấy khảo sát tổng hợp và so

sánh các kỹ thuật điều chế độ rộng xung cho chỉnh lưu tích cực 3 pha.

1.3. Mục đích nghiên cứu

Mục đích của đề tài này là đi vào nghiên cứu chỉnh lưu 3 pha tích cực theo

phương pháp điều chế độ rộng xung, tiến hành khảo sát tổng hợp và so sánh các kỹ

thuật điều chế độ rộng xung về hiệu quả, tổn hao, chất lượng hài và khảo sát các đặc

tính điều khiển từ đó có thể đề xuất 1 giải pháp điều chế hiệu quả và có thể mang lại

sản phẩm điều chế mới cho chỉnh lưu tích cực.

1.4. Cấu trúc luận văn

Trong luận văn này bao gồm 6 chương.

Chương 1 là phần giới thiệu tổng quan về các loại chỉnh lưu dùng Diod,

Thyristor và IGBT, mục đích nghiên cứu chỉnh lưu tích cực 3 pha.

Chương 2 và 3 cung cấp cho cái nhìn sâu sắc vào các khái niệm, phương

trình toán, thực hiện và các dạng sóng đươc tạo ra bởi SPWM, THIPWM và

SVPWM.

Chương 4 trình bày các mô hình Simulink và các kết quả thu được từ mô

phỏng của SPWM, THIPWM và SVPWM ở trong vùng điều chế.

Chương 5 là so sánh cấu trúc và kết quả mô phỏng của 3 kỹ thuật từ chương

4 cùng với so sánh tổng méo sóng hài (THD) ở ngõ ra.

Chương 6 tóm tắt luận văn với kết luận và kiến nghị cho nghiên cứu tương

lai.

Chương 2: MÔ HÌNH HÓA CHỈNH LƯU TÍCH CỰC.

Như đã trình bày ở chương 1, chỉnh lưu diode được áp dụng thường xuyên

nhất trong chuyển đổi điện AC/DC. Tuy nhiên, do dòng điện đầu vào bị méo dạng

đáng kể, đó là không thể chấp nhận được đối với các tiêu chuẩn quốc tế, chỉnh lưu

diode nên được thay thế bởi một dạng khác, không gây ô nhiễm và thiết bị năng

lượng lưới thân thiện. Do đó, bộ chuyển đổi trình bày một sự tương tác thấp trên

lưới điện sẽ được quan tâm nhiều hơn. Bộ biến đổi nguồn áp 3 pha VSC (Voltage

Source Converter) áp dụng như một giai đoạn giao diện lưới gọi là "Tăng hoạt động

chỉnh lưu, có thể mất dòng điện đầu vào sin với một hệ số công suất nhưng cũng có

thể làm việc trong cả hai chế độ chỉnh lưu và nghịch lưu. Từ độ tin cậy và hiệu quả

đã trình bày bộ chỉnh lưu PWM là giải pháp rất hứa hẹn.

Các chỉnh lưu PWM, được xem là thay thế rõ ràng nhất chỉnh lưu diode

thông thường. Chương này giới thiệu và trình bày vấn đề cơ bản của hoạt động của

chỉnh lưu PWM và hạn chế hoạt động. Ngoài ra, các mô hình toán học trong hệ quy

chiếu khác nhau được trình bày.

Các yêu cầu cơ bản của một chỉnh lưu PWM có thể được định nghĩa như sau:

 Dòng điện dẫn hai chiều.

 Méo hài thấp của dòng lưới.

 Quy định hệ số công suất đầu vào.

 Điều chỉnh và ổn định của điện áp phía DC.

 Giảm kích thước tụ lọc DC .

2.1 . Hoạt động của chỉnh lưu PWM

Hình 2.1b cho thấy dòng chỉnh lưu PWM một pha trình bày trong hình 2.1a.

L và R đại diện cho điện cảm lưới. VS là điện áp lưới và VC là cầu điện áp chuyển

đổi điều khiển từ phía DC. Tầm quan trọng của VC phụ thuộc vào chỉ số điều chế

của VSC và cấp điện áp DC.

Hình 2.1. Miêu tả đơn giản của mạch chỉnh lưu PWM cho dòng công suất hai chiều.

a) Mạch chính. b) Đại diện một pha của mạch chỉnh lưu.

Hình 2.2. Sơ đồ định pha cho chỉnh lưu PWM.

a) Hệ số công suất chỉnh lưu. b) Hệ số công suất nghịch lưu.

Điện cảm L nối ngõ vào của bộ chuyển đổi PWM với lưới là một phần

không thể thiếu của chỉnh lưu dòng. Nó mang đặc tính của nguồn dòng của dòng

điện ngõ vào và cung cấp tính năng tăng cường. Các dòng iC được điều khiển bởi sự

sụt giảm điện áp trên điện cảm L kết nối hai nguồn điện áp (lưới và chuyển đổi

PWM). Nó có nghĩa là điện áp tự cảm Vl bằng sự khác biệt giữa điện áp lưới VS và

điện áp chuyển đổi VC. Khi góc pha ɛ và biên độ của điện áp chuyển đổi VC được

điều khiển gián tiếp pha và biên độ của dòng điều khiển. Theo cách này trị trung

bình và dấu hiệu của dòng DC được điều khiển và cân đối công suất chủ động chảy

qua chuyển đổi. Công suất phản kháng có thể được kiểm soát một cách độc lập với

sự thay đổi của dòng hài cơ bản iC trong mối quan hệ với điện áp VS Hình. 2.2 trình

bày sơ đồ pha tổng quát cho cả hai kiểu chỉnh lưu và tái sinh khi hệ số công suất là

cần thiết. Hình này cho thấy rằng các vector điện áp VC là cao hơn trong thời gian

nghịch lưu (lên đến 3%) sau kiểu chỉnh lưu. Như vậy, chỉnh lưu PWM có hai chế độ

hoạt động.

Hình 2.3. Dòng công suất trong chỉnh lưu tích cực.

 Chế độ chỉnh lưu,

 Chế độ nghịch lưu.

Tuy nhiên, trong một hệ thống thực luôn tổn thất công suất bởi vì:

 Tổn thất trên transistor công suất khi chuyển mạch.

 Tổn thất trên cuộn cảm phía AC.

 Tổn thất nhiệt và những thứ khác.

2.2. Mô hình toán học bộ chỉnh lưu 3 pha PWM.

2.2.1. Mô tả dòng điện và điện áp nguồn

Dòng điện và điện áp nguồn 3 pha:

2π

(2.1a) Van=Vmsin⁡(ωt)

2π

) (2.1b) Vbn=Vmsin(ωt+

) (2.1c) Vcn=Vmsin⁡(ωt-

(2.2a)

2π

ian=Imsin⁡(ωt+φ) 2π +φ) (2.2b) ibn=Imsin⁡(ωt+

+φ) (2.2c) icn=Imsin⁡(ωt-

Trong đó: Vm (Im) và ω là biên độ điện áp (dòng điện) pha và tần số góc

tương ứng, với giả thiết:

(2.3) ian + ibn + icn = 0

Chúng ta có thể chuyển phương trình (2.1) sang hệ α – β. Khi đó điện áp đầu

vào trong hệ tọa độ α – β được biểu diễn bởi:

(2.4) VSα=√3 Vmsin⁡(ωt)

(2.5) VSβ=√3 Vmcos⁡(ωt)

và điện áp đầu vào trong hệ tọa độ đồng bộ d – q được biểu diễn:

2 2 + 𝑉 𝐿 𝑆𝛽

𝑉𝑚 [ ] (2.6) ] = [√𝑉𝑆𝛼 𝑉𝑆𝑑 𝑉𝑆𝑞 ] = [√3 2 0 0

2.2.2. Mô tả điện áp vào bộ chỉnh lưu PWM.

Điện áp dây đầu vào chỉnh lưu PWM có thể mô tả như sau:

(2.7a) Vab = (Sa – Sb).Vdc

(2.7b) Vbc = (Sb – Sc).Vdc

(2.7c) Vca = (Sc – Sa).Vdc

và điện áp pha được tính như sau:

(2.8a) Van = fa.Vdc

(2.8b) Vbn = fb.Vdc

(2.8c) Vcn = fc.Vdc

Trong đó:

2Sa - (Sb+Sc) 3

(2.9a) fa=

2Sb- (Sa+Sc) 3

(2.9b) fb=

2Sc- (Sa+Sb) 3

(2.9c) fc=

1 ; ± 3

2 3

fa, fb, fc nhận các giá trị: 0; ±

2.3. Sơ đồ khối của chỉnh lưu PWM

2.3.1. Mô tả chỉnh lưu PWM trong hệ ba pha

Hình 2.4. Sơ đồ khối bộ chỉnh lưu PWM nguồn áp trong hệ tọa độ ba pha tự nhiên

Phương trình điện áp [h.2.1] được viết như sau:

(2.10) Vs = Vl + Vc

dic dt

]

(2.11) Vs=Ric+ L+Vc

iCa iCb iCc dt

] =R [ ] +L + [ ] (2.12)

VSa VSb [ VSc VCa VCb VCc iCa iCb iCc

Ngoài ra dòng điện

dVdc dt

C (2.13) =SaiCa+SbiCb+SciCc-idc

Kết hợp các phương trình (2.8), (2.9), (2.12), (2.13) ta thu được sơ đồ khối 3

pha như [hình 2.4].

2.3.2. Mô hình chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ tĩnh α – β.

Phương trình điện áp trong hệ tọa độ tĩnh α – β tìm được bằng cách áp dụng

phương trình:

2 √3

- -

2 1

√2

] (2.14) 0 ] =√2 3 xa xb [ xc xα xβ [ x0 1 [ 2 - √3 2 1 √2 ]

]

vào các phương trình (2.14), (2.15)

iSα iSβ dt

[ ] =R [ ] +L + [ ] (2.15) VSα VSβ VCα VCβ iSα iSβ

dVdc dt

và C (2.16) =(iSαSα+iSβSβ)-idc

√2

√6

Trong đó: (2.17) Sα= (2Sa-Sb-Sc), Sβ= (Sb-Sc)

Sơ đô khối của mô hình α – β.

Hình 2.5. Sơ đồ khối chỉnh lưu PWM nguồn áp trong hệ tọa độ α – β.

2.3.3. Mô hình chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ d – q.

Các phương trình trong hệ tọa độ d – q có được bằng cách biến đổi tương

đương từ hệ hai pha α-β sang hệ tọa độ quay d-q, ta có phương trình:

[ ] [ ] = [ ] (2.18) kd kq kα kβ sin γUS cos γUS cos γUS - sin γUS

Nhờ sự chuyển đổi trên nên các tín hiệu điều khiển là tín hiệu DC. Một bộ

biến đổi ngược từ d – q sang α – β được sử dụng cho ngõ ra của hệ thống điều khiển

và nó mang kết quả tín hiệu tham chiếu cho chỉnh lưu trong hệ tọa độ tĩnh.

[ ] [ ] = [ ] (2.19) kα kβ kd kq -sin γUS cos γUS

VSβ

cos γUS sin γUS Góc vector điện áp 𝛾𝑈𝑆 được định nghĩa:

√(VSα)2+(VSβ)

VSα

(2.20) sinγUS=

√(VSα)2+(VSβ)

(2.21) cosγUS=

Định hướng điện áp trong tọa độ d – q, vector dòng xoay chiều iC được chia

thành hai thành phần trong hình chữ nhật iC = [iCd, iCq ](H.2.6). Thành phần iCd xác

định công suất tiêu thụ, trong khi iCq quyết định về dòng công suất phản kháng. Vì

vậy, công suất tác dụng và công suất phản kháng có thể điều khiển độc lập thông

qua thành phần vector dòng điện iC. Điều kiện hệ số công suất được đáp ứng khi

vector dòng iC được liên kết với vector điện áp VS. Bằng cách đặt trục tọa độ d xoay

trên vector điện áp VS, mô hình động đơn giản có thể đạt được.

Hình 2.6. Sơ đồ vector điều khiển định hướng điện áp (VOC). Chuyển đổi

dòng, áp và điện áp ngõ vào chỉnh lưu từ tọa độ tĩnh α – β sang tọa độ xoay d –q.

Phương trình điện áp lưới trong hệ tham chiếu đồng bộ d – q.Ta được:

diCd dt

(2.22a) VSd=RiCd+L -ωLiCq+VCd

diCq dt

(2.22b) VSq=RiCq+L -ωLiCd+VCq

dVdc dt

(2.23) C =(iCdSd+iCqSq)-idc

Với:

Sd=Sαcosωt+Sβsinωt

Sq=Sβcosωt-Sαsinωt

√6

Sα= (2Sa-Sb-Sc)

√2

Sβ= (Sb-Sc)

Sơ đồ khối của chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ quay d – q:

Hình 2.7. Sơ đồ khối chỉnh lưu PWM nguồn áp trong hệ tọa độ d – q đồng bộ.

Trong thực tế có thể bỏ qua điện trở R, bởi vì điện áp rơi trên R nhỏ hơn nhiều

so với điện áp rơi trên cuộn dây. Các phương trình (2.11), (2.12), (2.15) có thể viết

đơn giản:

diC dt

(2.24) Vs= L+VC

] =L ] + [ ] (2.25)

[ [ ] =L ] + [ ] (2.26) VSa VSb [ VSc VSα VSβ VCa VCb VCc VCα VCβ iCa iCb [ iCc iCα iCβ

diCd dt

(2.27a) VSd=L -ωLiCq+VCd

diCq dt

(2.27b) VSq=L -ωLiCd+VCq

Công suất tác dụng và công suất phản kháng từ nguồn xác định bởi:

* } =VSαiCα+VSβiCβ=VSaiCa+VSbiCb+VSciCc .i C

p=Re {u (2.28)

* } =⁡VSβiCα⁡-⁡VSαiCβ⁡=⁡ C

√3

.i (2.29) q⁡=⁡lm {u (VSciCa⁡+⁡VSaiCb⁡+⁡VSbiCc)

Trong hệ tọa độ d – q:

(2.30) p⁡=⁡(VSqiCq⁡+⁡VSdiCd)⁡=⁡ VmIm

(2.31) q⁡=⁡(VSqiCd⁡-⁡VSdiCq)

Nếu giả sử hệ số công suất bằng 1, ta có:

iCq=⁡0

VSq=⁡0

(2.32) VSd⁡=⁡√3 Vm

iCd⁡=⁡√3 Im

q = 0

2.4. Giới hạn hoạt động.

Đối với hoạt động thích hợp của chỉnh lưu PWM điện áp tối thiểu phía DC là

cần thiết. Nói chung nó có thể được xác định bằng giá trị đỉnh của điện áp lưới. Xác

định giá trị điện áp tự nhiên phía DC, có thể có được trong trường hợp transistor

không hoạt động. Vì vậy, sự tăng tự nhiên của các bộ chỉnh lưu dẫn đến:

(2.33) VDCmin⁡>⁡VS(rms)*√3*√2⁡=⁡2,45*VS(rms)

Nếu điều kiện này không được thoả mãn, sự kiểm soát đầy đủ các dòng điện

ngõ vào là không thể. Hơn nữa, để giữ cho các tổn thất chuyển mạch giảm, điện áp

phía DC nên càng thấp càng tốt. Thông thường, các giá trị tham khảo cho các điện

áp điều khiển phía DC nên được lựa chọn khoảng 10% so với điện áp tự nhiên phía

DC. Nếu hệ số công suất là s cần thiết cho hoạt động chỉnh lưu PWM, nó có thể thu

2 2⁡+⁡VI

(2.34) được trong trường hợp: 2 ⁡=⁡VS VC

Sự sụt giảm điện áp trên điện cảm (VI) phụ thuộc vào điện kháng của điện

cảm ở tần số ngõ vào và dòng điện ngõ vào. Độ lớn của vectơ chuyển đổi điện áp

phụ thuộc vào cấp điện áp phía DC. Điều này có nghĩa rằng điện áp AC tối đa (VS)

một chỉnh lưu PWM có thể tạo ra trong vùng PWM tuyến tính.

Giả sử điện trở lưới bằng không và bỏ qua những tổn thất chuyển đổi. Công

suất hoạt động có thể được tính như sau:

VDC ωL

(2.35) PC⁡=⁡3VSiC⁡=⁡3VS

Điều này có nghĩa rằng giá trị cao của một điện áp phía DC và giá trị nhỏ của

điện dẫn ngõ vào, xác định một tỉ lệ công suất cao của chỉnh lưu. Các công suất

hoạt động cũng có thể được xác định bằng cách sử dụng điện áp phía DC và dòng

tải như sau:

2 )⁡=⁡VDCIDC

(2.36) PC⁡=⁡3(VSiC⁡-⁡RiC

Vì vậy, dòng ngõ vào nên:

VS [ R

VS R

4PC 3R

) ] (2.37) ⁡-⁡√( -⁡ iC⁡=⁡

nếu

2 3VS 4R

(2.38) PC⁡≤⁡

và dòng tải tối đa có thể

2 3VS 4RVDC

(2.39) iC,max=⁡

Chương 3: PHƯƠNG PHÁP VÀ KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN

CHỈNH LƯU PWM.

Có nhiều phương pháp để điều khiển bộ chỉnh lưu để tạo ra điện áp mong

muốn cung cấp cho tải. Trong nội dung này chúng ta khái quát hai phương pháp đó

là :

 Phương pháp điều rộng xung (SinPWM).

 Phương pháp điều chế vector không gian ( Space Vector).

3.1 Sinusoidal PWM

3.1.1 Khái niệm về Sinusoidal PWM (SPWM)

Kết quả kỹ thuật điều chế độ rộng xung Sin (SPWM) là một dạng sóng sin

bằng cách lọc một dạng xung ngõ ra với độ rộng khác nhau. Tần số chuyển mạch

cao dẫn đến dạng sóng ngõ ra hình sin lọc tốt hơn. Điện áp ngõ ra mong muốn đạt

được bằng cách thay đổi tần số và biên độ tham chiếu hoặc điều chỉnh điện áp đặt.

Các biến đổi biên độ và tần số của điện áp tham chiếu làm thay đổi độ rộng xung

của điện áp ngõ ra nhưng vẫn giữ điều chế sin.

Như trình bày trong hình 3.1 điều chế dạng sóng sin ở tần số thấp được so

sánh với dạng sóng tam giác ở tần số cao, được gọi là dạng sóng mang. Các trạng

thái chuyển mạch được thay đổi khi sóng sin cắt với sóng tam giác. Các vị trí được

xác định qua biến thời gian chuyển đổi giữa các trạng thái.

Trong ba pha SPWM, dạng sóng điện áp tam giác (VT) được so sánh với ba điện áp điều khiển sóng sin (Va, Vb, Vc), lệch pha nhau 1200 tương đối được sử

dụng điều khiển chuyển mạch các thiết bị mỗi pha của bộ chỉnh lưu.

Bộ chuyển đổi 6 bước gồm có 6 khóa từ S1 đến S6 với mỗi pha ngõ vào kết nối

đến điểm giữa mỗi nhánh của bộ chỉnh lưu như trình bày trong hình 3.2. Ngõ ra của

bộ so sánh trong hình 3.1 từ tín hiệu điều khiển cho ba chân của bộ chỉnh lưu. Hai

khóa mỗi pha tạo nên một đóng một mở. Đó là, khi một khóa mở thì khóa kia đóng

và ngược lại. Cực điện áp ngõ ra Vdc của chỉnh lưu được cấp bởi nguồn xoay chiều

ba pha là Vao, Vbo và Vco.

Hình 3.1: Phát tín hiệu điều khiển cho SPWM

Hình 3.2: Chỉnh lưu ba pha Sin PWM

Đỉnh của dạng sóng sin điều chế thì luôn nhỏ hơn đỉnh của điện áp sóng mang

tam giác. Khi sóng sin lớn hơn sóng tam giác, khóa trên được đóng và khóa dưới

được mở. Tương tự, khi sóng sin bé hơn sóng tam giác, thì khóa trên được mở và

khóa dưới được đóng. Tùy thuộc vào trạng thái chuyển mạch, mà mỗi pha sẽ đóng

bán kỳ dương hay bán kỳ âm cho từng giai đoạn. Thiết bị chuyển mạch được điều

khiển theo từng cặp (S1, S4), (S3, S6) và (S5, S2) và tuần tự để điều khiển chuyển

mạch tín hiệu là:

 S1 đóng khi Va > VT S4 đóng khi Va < VT

 S3 đóng khi Vb > VT S6 đóng khi Vb < VT

 S5 đóng khi Vc > VT S2 đóng khi Vc < VT

Hình 3.3: Ba pha Sin PWM; a) Giới thiệu sóng điện áp ba pha (a, b, c) và sóng tam

giác, b) Điện áp pha Vao, c) Điện áp pha Vbo, d) Điện áp pha Vco.

Như đã thấy trong hình 3.3, độ rộng xung phụ thuộc vào các giao điểm của

sóng tam giác và sóng sin. Điện áp ngõ ra của chỉnh lưu được xác định như sau:

thì Nếu Va > VT 0.5Vdc = Vao

thì Vb > VT 0.5Vdc = Vbo

thì Vc > VT 0.5Vdc = Vco

và nếu

thì Va < VT -0.5Vdc = Vao

thì Vb < VT -0.5Vdc = Vbo

thì Vc < VT -0.5Vdc = Vco

Chỉnh lưu điện áp Vdc được lấy từ điện áp cực như:

Vab = Vao – Vbo

Vca = Vco – Vao

Vbc = Vbo - Vco

3.1.2 Chỉ số điều chế của Sinusoidal PWM

Khai triễn chuỗi Fourier của bình phương sóng điện áp đối xứng với biên độ

đỉnh của Vdc/2 có độ lớn cơ bản là 2Vdc/π. Điện áp ngõ ra lớn nhất tạo bởi phương

pháp SPWM là Vdc/2. Chỉ số điều chế được xác định tỷ số giữa biên độ điện áp ngõ

ra được tạo bởi SPWM với giá trị đỉnh cơ bản của sóng vuông lớn nhất. Như vậy,

chỉ số điều chế lớn nhất của kỹ thuật SPWM là:

MI = = = ≈ 0.7855 = 78,55% π 4 VPWM Vmax-sixstep Vdc 2 2Vdc π

khi VPWM đạt điện áp ngõ ra lớn nhất tạo bởi SPWM và Vmax-sixstep là giá trị đỉnh cơ

bản của sóng vuông.

3.2 Thêm thành phần sóng hài bậc 3 trong SPWM.

3.2.1 Khái niệm và tính toán khi thêm thành phần hài bậc 3.

Sin PWM là kiểu điều chế đơn giản nhất dễ hiểu nhưng nhưng nó không

chuyển đổi hết điện áp nguồn. Do vấn đề này, kỹ thuật bơm hài bậc ba điều chế độ

rộng xung (THIPWM) đã phát triễn cãi tiến hiệu suất của chỉnh lưu.

Theo tham khảo, xem xét dạng sóng bao gồm thành phần cơ bản với việc bổ

xung thành phần hài bậc ba:

y = sinθ + Asin3θ (3.1)

đặt θ = ωt và A là tham số được tối ưu hóa trong khi vẫn giữ biên độ tối đa của y(t)

dưới sự thống nhất. Giá trị lớn nhất của y(t) được thiết lập bởi hàm quan hệ với q =

0. Vì vậy:

dθ

= cosθ + 3Acos3θ = cosθ (12cos2θ - (9A - 1)) = 0 (3.2)

Giá trị lớn nhất và bé nhất của dạng sóng vì thế xảy ra ở:

cos θ = 0 (3.3)

1 2

9A-1

và

12A

) (3.4) cosθ = (

mà năng suất, tương ứng,

sin θ = 1 (3.5)

1+3A )

và

12A

(3.6) sinθ = (

Giá trị đỉnh của y có thể thấy thay đổi bởi các giá trị thu được cho sinθ trong

(3.5) và (3.6) vào (3.1). Sử dụng biểu thức lượng giác sau,

sin3θ = 3sinθ – 4sin3θ (3.7)

Phương trình (2.1) trở thành

y = (1+ 3A)sinθ – 4Asin3θ (3.8)

Thay thế giá trị trong (3.5) và (3.6), cho sinθ, ta có:

(2.9) ŷ = 1 - A

1+3A )

và

12A

(3.10) ŷ = 8A (

khi 𝑦̂ là giá trị đỉnh của y.

Giá trị tốt nhất của A đó là giá trị mà 𝑦̂ bé nhất và có thể phân biệt bởi (3.10)

dŷ

1 + 3A )

cho 𝑦̂ quan hệ với A để kết quả phương trình bằng không.

2 (2 -

12A

= ( ) =0 (3.11)

Do đó, hai giá trị của A có thể là:

A=- và A= (3.12)

Từ phương trình (3.9), chúng ta có thể thấy rằng giá tri âm của A làm 𝑦̂ có

đơn vị lớn hơn. Vì vậy, giải pháp chỉ có giá trị đối với A là 1/6 và dạng sóng bắt

buộc là:

sin3θ (3.13) y = sinθ +

Từ phương trình (3.3), cosθ = 0 tức là θ = π/2. Thay thế giá trị 1/6 cho A

trong (3.4) cho cosθ = 1/2 nghĩa là θ = π/3, 2π/3, . . . Tất cả hài bậc ba ngang qua

không (zero) tại những giá trị của θ. Nếu chúng ta thay đổi giá trị của θ = nπ/3 trong

tại mỗi góc. (3.13), thì chúng ta có biên độ lớn nhất của y ̂= ± √3 2

Trong hình 3.4, nó cho thấy rằng việc bổ sung sóng hài bậc ba với biên độ

đỉnh cao của 1/6 vào dạng sóng điều chế có tác dụng làm giảm giá trị đỉnh của dạng

sóng ngõ ra một hệ số của √3 2⁄ mà không thay đổi biên độ thành phần cơ bản. Nó

có thể tăng biên độ của dạng sóng điều chế bởi một hệ số K, do đó khoảng điện áp

ngõ ra đầy đủ của biến tần được sử dụng trở lại. Nếu dạng sóng điều chế được thực

hiện như:

sin3θ) (3.14) y = K (sinθ +

Hệ số K cần thiết cho giá trị đỉnh để thống nhất thỏa mãn các ràng buộc,

(3.15) 1= K √3 2

và vì thế,

√3

K= (2.16)

Tương tự trên hình, chúng ta thấy rằng việc bổ sung sóng hài bậc ba kết quả

tăng lên 15,5% trong biên độ thành phần cơ bản của điện áp pha. Hình 3.4a không

có thành phần hài bậc ba, chỉ một giá trị đỉnh và biên độ của thành phần cơ bản

bằng 1. Đỉnh của hình 3.4b là √3 2⁄ với 1/6 của thành phần hài bậc ba thêm vào.

Biên độ của thành phần cơ bản bằng 1. Biên độ đỉnh trong hình 3.4c bằng 1 trong

với 1/6 của hài bậc ba thêm vào. đó biên độ đỉnh của thành phần cơ bản bằng 2 √3⁄

Bơm thành phần hài bậc ba vào thành phần cơ bản cho ra dạng sóng điều chế của ba

pha.

Hình 3.4: Bơm hài bậc ba một pha PWM.

√3

sin(3ωt)) (3.17) (sin(ωt) + Van=

√3

sin(3ωt)) (3.18) (sin(ωt -2π/3)+ Vbn=

√3

sin(3ωt)) (3.19) (sin(ωt +2π/3) + Vcn=

THIPWM được thực hiện tương tự như SPWM, đó là, dạng sóng tham chiếu

được so sánh với dạng sóng tam giác. Kết quả là, biên độ của dạng sóng tham chiếu

không vượt quá Vdc/2 điện áp nguồn DC, như thành phần cơ bản thì cao hơn điện áp

nguồn Vdc. Như đã đề cập ở trên, phương pháp này có biên độ cao hơn 15,5% so với

SPWM thông thường. Vì vậy cho nên, nếu cung cấp sử dụng tốt hơn của điện áp

nguồn DC.

Hình 3.5: Điện áp tham chiếu (a, b, c), dạng sóng tam giác (VT), và điện áp

ngõ ra (Vao, Vbo, Vco).

Ba điện áp tham chiếu và dạng sóng tam giác của ba pha THIPWM tạo các

cực điện áp ngõ ra Vao, Vbo, Vco trình bày trong hình 3.5.

3.3. Vector không gian điều chế độ rộng xung (SVPWM)

3.3.1. Giới thiệu

Một phương pháp để tăng điện áp ngõ ra khác kỹ thuật SPWM là kỹ thuật

vector không gian PWM (SVPWM). So với THIPWM, hai phương pháp này có kết

quả tương tự nhưng phương pháp thực hiện thì hoàn toàn khác nhau. Trong kỹ thuật

SVPWM, nhiệm vụ chu kỳ được tính toán chứ không phải là thu được thông qua so

sánh như trong SPWM. Kỹ thuật SVPWM có thể tăng thành phần cơ bản bởi lên tới

27,39% đó của SPWM. Điện áp cơ bản có thể được tăng lên đến kiểu sóng vuông

khi chỉ số điều chế đạt sự hợp nhất.

SVPWM được thực hiện bằng cách xoay một vector tham chiếu xung quanh

sơ đồ trạng thái, trong đó bao gồm sáu vector khác không cơ bản hình thành một

hình lục giác. Một vòng tròn có thể được ghi bên trong sơ đồ trạng thái và tương

ứng với hoạt động hình sin. Khu vực bên trong vòng tròn ghi trên được gọi là vùng

điều chế tuyến tính hoặc vùng dưới điều chế. Như thấy trong hình 3.6, vùng giữa

phía trong vòng tròn và phía ngoài vòng tròn của hình lục giác gọi là vùng điều chế

phi tuyến hay vùng quá điều chế. Khái niệm trong hoạt động của vùng điều chế

tuyến tính và phi tuyến phụ thuộc vào chỉ số điều chế, gián tiếp phản ánh về khả

năng sử dụng của chỉnh lưu.

Hình 3.6: Miêu tả vùng dưới điều chế và quá điều chế trong vector không gian.

3.3.2. Nguyên lý của Space Vector PWM

Một hệ thống ba pha chính xác có thể được biểu diễn bởi một vector không

gian. Ví dụ như, cho một tập hợp điện áp ba pha, một vector không gian có thể được

2π

4π 3 ]

xác định bởi:

3 +Vc(t)ej

(3.20) V⃗⃗ (t) = [Va(t)ej0 +Vb(t)ej

Khi Va(t), Vb(t), và Vc(t) là ba điện áp hình sin có biên độ và tần số bằng nhau nhưng lệch pha nhau ±1200. Vector không gian ở tại bất kỳ thời điểm nào

cũng duy trì biên độ của nó. Khi thời gian tăng, góc của vector gian tăng lên, làm

vector quay với tần số bằng dạng sóng sin đó. Khi điện áp ngõ ra của ba pha sáu -

bước của chinh lưu được chuyển đổi sang vector không gian và vẽ trên mặt phẳng

phức, vector không gian tương ứng chỉ mất trên 1 phần sáu góc riêng biệt nhưng

thời gian tăng. Để trọng tầm của SVPWM là để tạo ra tín hiệu PWM để vector với

góc mong muốn có thể được tạo ra.

SVPWM là một dạng của PWM đưa ra vào giữa những năm 1980 nó hiệu

quả hơn so với PWM tự nhiên và thường xuyên lấy mẫu cho PWM. Trong điều chế

vector không gian, inverter ba pha hai bậc có thể điều khiển 8 trạng thái chuyển

mạch nơi mà inverter có sáu trạng thái hoạt động (1 – 6) và hai trạng thái zero (0 và

7).

Một chỉnh lưu hai bậc điển hình có 6 khóa công suất (S1 đến S6) nó tạo điện

áp một chiều ngõ ra. Sơ đồ chi tiết của chỉnh lưu cầu ba pha được trình bày trong

hình 3.7. Mạch có cấu trúc cầu toàn phần với ba chân chỉnh lưu, gồm mỗi hai khóa

công suất.

Hình 3.7: Chỉnh lưu cầu ba pha

Thiết bị sáu khóa công suất có thể được xây dựng bằng cách sử dụng BJTs,

GTOs, IGBTs, . . . Chọn các thiết bị chuyển mạch dựa trên mức công suất hoạt

động mong muốn, yêu cầu tần số chuyển mạch, và tổn thất công suất chỉnh lưu có

thể chấp nhận. Khi một khóa transistor ở trên bậc, thì tương ứng khóa transistor ở

dưới tắt. Vì thế, trạng thái bậc và tắt của transistor ở trên là S1, S3, S5 có thể xác

định điện áp ra hiện tại. Trạng thái bậc và tắt của các thiết bị công suất phía dưới là

bổ sung cho những khóa ở trên. Hai khóa trên cùng nhánh không thể đóng hoặc mở

cùng lúc.

Nguyên tắc cơ bản của SVPWM được dựa trên tám tổ hợp chuyển mạch của

một chỉnh lưu ba pha. Việc kết hợp chuyển mạch có thể được thể hiện như mã nhị

phân tương ứng đến nhóm khóa S1, S3, S5 của bộ chỉnh lưu như trình bày trong hình

3.7.

Các cực điện áp được tạo là một trong hai Vdc/2 hoặc –Vdc/2. Ví dụ như, khi

khóa S1, S6, và S2 đóng, tương ứng cực điện áp là Vao= Vdc/2, Vbo= -Vdc/2, và Vco = -

Vdc/2. Trạng thái này được ký hiệu là (1,0,0) và theo phương trình (3.20), có thể

được mô tả như vector không gian V⃗⃗ (t) = [Vdcej0]. Lập lại quy trình này, ta có thể

tìm thấy các trạng thái hoạt động và không hoạt động còn lại thể hiện trong hình

3.8.

Do đó, nghịch lưu ba pha được điều khiển bởi sáu khóa và tám trạng thái.

Tám trạng thái của nghịch lưu có thể được chuyển đổi thành tám vector không gian

tương ứng. Trong mỗi cấu hình, xác định vector sử dụng mức 0 đại diện cho điện áp

âm và mức "1" đại diện điện áp dương. Mối quan hệ giữa vector không gian và các

trạng thái chuyển mạch tương ứng được trình bày trong bảng 3.1 và hình 3.7. Ngoài

ra, các khóa trong một nhánh của nghịch lưu được điều khiển bổ sung cho phù hợp

(1 nếu khóa bậc và 0 nếu nó tắt). Do đó,

S1 + S4 = 1;

S3 + S6 = 1;

S5 + S2 = 1;

Chúng ta sử dụng trục tọa độ vuông góc để biểu diễn cho chỉnh lưu ba pha

hai bậc trong sơ đồ. Tám trạng thái chỉnh lưu có thể tạo ra tám vector không gian.

π 3 if k = 1, 2, 3, 4,5,6

Đây được đưa ra bởi biểu thức vector phức:

Vdcej(k-1) (3.21) V⃗⃗ k= { 0 if k = 0, 7

Hình 3.8: Hình dạng tám khóa của chỉnh lưu ba pha

Toàn bộ không gian được chia làm sáu phần bằng nhau tương ứng mỗi phần

600. Mỗi vector được giới hạn bởi hai vector hoạt động. V⃗⃗ 0 và V⃗⃗ 7 là hai vector điện áp với biên độ bằng không nằm ở gốc của hình lục giác. Tám trạng thái vector hoạt

động và không hoạt động được vẽ trong hình 3.9.

Hình 3.9: Vector không gian của chỉnh lưu cầu ba pha.

Bảng 3.1: Vector không gian, trạng thái chuyển mạch và trạng thái đóng khóa.

Vector không gian Trạng thái chuyển Trạng thái đóng Xác định vector

mạch khóa

[000] S4, S6, S2 V⃗⃗ 0

[100] S1, S6, S2 V⃗⃗ 1 V⃗⃗ 1 = Vdcej0

π Vdcej 3

[110] S1, S3, S2 V⃗⃗ 2 V⃗⃗ 2 =

2π 3

[010] S4, S3, S2 V⃗⃗ 3 V⃗⃗ 3 = Vdcej

3π 3

[011] S4, S3, S5 V⃗⃗ 4 V⃗⃗ 4 = Vdcej

4π 3

[001] S4, S6, S5 V⃗⃗ 5 V⃗⃗ 5 = Vdcej

5π 3

[101] S1, S6, S5 V⃗⃗ 6 V⃗⃗ 6 = Vdcej

[111] S1, S3, S5 V⃗⃗ 7 V⃗⃗ 7 = Vdcej0 𝑉⃗ 0 = 0 2 3 2 3 2 3 2 3 2 3 2 3 2 3

Vector điện áp tham chiếu V⃗⃗ ref quay trong khong gian với một vận tốc góc ω = 2πf, trong đó f là tần số cơ bản của điện áp ngõ vào chỉnh lưu. Khi điện áp

tham chiếu vượt qua mỗi sector, đặt các khóa khác nhau trong bảng 3.1 sẽ được bật

hoặc tắt. Kết quả là, khi vector điện áp tham chiếu xoay quanh một trục trong không

gian ngõ ra của chỉnh lưu thay đổi theo chu kỳ thời gian. Tần số ngõ vào của chỉnh

lưu trùng với tốc độ quay của vector điện áp tham chiếu. Vector zero (V⃗⃗ 0 và V⃗⃗ 7) và vector hoạt động (V⃗⃗ 1 đến V⃗⃗ 6) không di chuyển trong không gian. Chúng được xem như những vector tĩnh. Hình 3.9 trình bày vector tham chiếu V⃗⃗ ref trong sector đầu tiên.

Sáu vector không gian điện áp hoạt động được trình bày cùng trên đồ thị với biên độ bằng nhau là 2Vdc/3 và dịch pha 600. Các chỉnh lưu không thể tạo ra trực tiếp một vector điện áp như mong muốn. Nó có thể phân tích vector tham chiếu bên

trong các vector mà nằm trên hai vector hoạt động liền kề và hai vector không, mà

được đặt tại tâm của hình lục giác.

Mối quan hệ giữa vector chuyển biến [S1, S3, S5] và vector điện áp dây

[Vab,Vbc,Vca] được trình bày trong phương trình (3.20). Khi transistor phía trên hoặc

phía dưới của một pha bậc, tín hiệu chuyển mạch của pha đó là '1' hoặc '-1', và khi

transistor phía trên hoặc phía dưới tắt, thì tín hiệu chuyển mạch là '0'. Kết hợp và từ

ngõ ra điện áp dây và áp pha trong điều kiện của điện áp nguồn DC là:

] [ ] (3.22) ] =Vdc [ Vab Vbc [ Vca S1 S3 S5 1 0 -1 -1 1 0 0 -1 1

Chọn điểm trung tính tải n, ta có:

{ (3.23)

Va0 = Van +Vn0 Vb0 = Vbn +Vn0 Vc0 = Vcn +Vn0 Van + Vbn+ Vcn= 0

Từ phương trình (3.22) và (3.23), điện áp ngõ ra của biến tần phụ thuộc vào

quan hệ giữa các biến chuyển mạch [S1,S3,S5] và điện áp DC như sau:

Vdc 3

] [ ] = ] (3.24)

Van Vbn [ Vcn S1 S3 S5 2 [ -1 -1 -1 -1 -1 2 2 -1

Theo phương trình (3.22) đến (3.24), tám vector chuyển mạch ngõ ra điện áp

pha và ngõ ra điện áp dây trong điều kiện kết nối điện áp DC được cho trong bảng

3.2 cùng với tám vector điện áp nghịch lưu (V⃗⃗ 0 đến V⃗⃗ 7).

Vector không gian cũng có thể được biểu diễn trong một hệ quy chiếu với hai

trục vuông góc (α và β). Ta cho rằng α là trục nằm ngang và β là trục thẳng đứng.

Sau đó, vector điện áp ba pha abc cho trong phương trình (3.20) có thể chuyển đổi

thành một vector với trục tọa độ α-β. Vector α-β được sử dụng tìm các sector của

mặt phẳng α-β mà hướng vector điện áp tham chiếu. Điện áp pha tương ứng với tám

kiểu chuyển mạch có thể được chiếu vào trục tọa độ α-β:

Bảng 3.2: Các vector, các vector chuyển mạch, điện áp pha và điện áp dây

như một chức năng của DC bus điện áp Vdc.

Các Các vector Điện áp pha Điện áp dây

vector chuyển

điện áp mạch

a b c Vab Vbc Vca Van Vcn Vbn

0 0 0 0 0 0 0 0 0 V0

1 0 0 V1 Vdc 0 −Vdc − −

1 1 0 0 V2 Vdc −Vdc −

0 1 0 0 V3 −Vdc Vdc − −

0 1 1 0 V4 −Vdc Vdc −

0 0 1 V5 0 −Vdc Vdc − −

1 0 1 0 V6 Vdc −Vdc − 2Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 2Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 2Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 2Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 2Vdc 3 Vdc 3 Vdc 3 2Vdc 3

2π

2π 3 )

1 1 1 0 0 0 0 0 0 V7

3 + Vce-j

(3.25) V⃗⃗ ref = Vα+ jVβ = (Va+ Vbej

)) )) + j Vα+ jVβ = (Va+ Vbcos ( ) + Vccos ( (Vbsin ( ) - Vccos ( 2 3 2π 3 2 3 2π 3 2π 3 2π 3

2π

Tương đương phần thực và phần ảo, ta có:

2π

)) (3.26) Vα= (Va+ Vbcos ( ) + Vccos (

)) (3.27) Vβ= (Vbsin ( ) - Vccos (

Viết dưới dạng ma trận, phương trình trở thành:

2 √3

2 - √3 2

- - ] [ ] = ] (3.28) V⃗⃗ ref = [ Vα Vβ 1 [ 0 Va Vb Vc

Giá trị của Vα và Vβ trong bảng 3.3 gọi là thành phần α và β của vector

không gian, và cột cuối cùng trong bảng 3.3 trinh bày vector không gian tham

chiếu. Các điện áp Vα và Vβ trở thành ngõ vào để tính thời gian trong SVPWM và

được sử dụng tính độ lớn vô hướng của điện áp tham chiếu |V⃗⃗ ref|.

Bảng 3.3: Các vector điện áp, vector chuyển mạch, α và β.

Vector điện áp Vector a b c Vβ Vα

0 0 0 0 0 0 V0

1 0 0 0 V1 V0o

1 1 0 V2 V60o 2Vdc 3 Vdc 3

0 1 0 V3 V120o − Vdc 3 Vdc √3 Vdc √3

0 1 1 0 V4 V180o

0 0 1 V5 V240o − − 2Vdc 3 Vdc 3

1 0 1 V6 V300o − Vdc 3 Vdc √3 Vdc √3

1 1 1 0 0 0 V7

3.3.3. Phương thức thực hiện của điều chế độ rộng xung vector không gian 2

bậc

Phương pháp SVPWM là phức tạp hơn so với phương pháp SPWM thông

thường. Nó yêu cầu xác định của một sector, tính toán của một đoạn vector, và nó

liên quan đến việc xác định vùng dựa trên các chỉ số điều chế và tính toán khoảng

thời gian chuyển mạch. Một sơ đồ đơn giản hóa cho việc thực hiện các thuật toán

SVPWM được trình bày trong hình 3.5.

Hình 3.10: Theo sơ đồ cho SVPWM đầy đủ.

Thủ tục để thực hiện đầy đủ SVPWM hai bậc có thể tóm tắt như sau:

1. Tính toán góc θ và vector điện áp tham chiếu V⃗⃗ ref cơ bản trên thành

phần điện áp ngõ vào.

2. Tính toán chỉ số điều chế và xác định nó trong vùng quá điều chế.

3. Tìm sector mà V⃗⃗ ref nằm trong đó, và gần kề vector không gian của V⃗⃗ k

và V⃗⃗ k+1 trên cơ sở góc của sector θ.

4. Tìm khoảng thời gian Ta, Tb,và T0 trên cơ sở của Ts, và góc θ.

5. Xác định thời gian điều chế cho các trạng thái chuyển mạch khác.

3.3.3.1. Góc và vector điện áp tham chiếu.

Trong SVPWM, vector điện áp ngõ ra ba pha được miêu tả bởi một vector

tham chiếu đó quay tại một vận tốc góc ω = 2πf. SVPWM sử dụng tập hợp của các

khóa chuyển mạch đến gần với vector tham chiếu V⃗⃗ ref. Một vector điện áp tham chiếu V⃗⃗ ref quay với vận tốc góc ω trong mặt phẳng αβ đại diện cho ba dạng sóng sin với tần số góc ω trong hệ trục tọa độ abc. Mỗi điện áp ngõ ra kết hợp trong bảng 3.3

tương ứng với một vector không gian điện áp khác nhau. Điện áp ba pha đối xứng

cho bởi liên hệ:

(3.29) Va(t) = Vrefcos (ωt)

(3.30)

(3.31 Vb(t) = Vrefcos (ωt - 2π/3) Vc(t) = Vrefcos (ωt +2π/3)

Đối với bất kỳ hệ thống ba pha ba dây và tải cân bằng, ta có:

(3.32) Va(t) +Vb(t) +Vc(t) = 0

Điện áp ba pha có thể mô tả với chỉ hai thành phần α và β , trong một mặt

phẳng hai chiều. Biên độ của mỗi vector hoạt động là 2Vdc/3. Các vector hoạt động cách nhau 600 và mô tả một đường biên hình lục giác. Quỹ tích của vòng tròn ước

lượng bởi không gian vector tham chiếu 𝑉⃗ 𝑟𝑒𝑓 phụ thuộc V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 4, V⃗⃗ 5, V⃗⃗ 6, V⃗⃗ 7

(3.33) V⃗⃗ ref= [Va+aVb+a2Vc]

Khi a = ej2π/3. Biên độ của vector tham chiếu là:

2 2+Vβ

(3.34) |V⃗⃗ ref| =Vα

Góc pha được ước lượng từ:

Vβ Vα

(3.35) ) θ = tan-1 (

trong đó θ ∈ [0,2π].

3.3.3.2. Chỉ số điều chế của phương thức điều chế

Trong vùng tuyến tính, vector tham chiếu quay vẫn luôn trong hình lục giác.

Biên độ điện áp ngõ ra lớn nhất là bán kính của vòng tròn lớn nhất nó có thể được

ghi trong hinh lục giác. Điều này có nghĩa rằng các vùng tuyến tính kết thúc khi

điện áp tham chiếu bằng bán kính của vòng tròn ghi trong hình lục giác.

Thành phần cơ bản của dạng sóng điện áp được trình bày trong hình 3.11. Từ

phân tích chuỗi Fourier, biên độ điện áp cơ bản được cho bởi:

π [∫ 3 0

Vdc 3

2Vdc 3

π 2 sinθdθ + ∫ π 3

sinθdθ ] Vmax-síxstep=

4Vdc 3π

= [(-cos +1) + (-2cos +2cos )]

4Vdc 3π

= [1+cos ]

2Vdc π

= (3.36)

Vmaxsixstep

VAN

4𝜋 3

5𝜋 3 𝜋 2𝜋

𝜔𝑡 𝑉𝑑𝑐 𝜋 3 2𝜋 3 2 3

Hình 3.11: Cơ bản của dạng sóng điện áp.

Tỉ số giữa vector tham chiếu 𝑉⃗ 𝑟𝑒𝑓 và giá trị đỉnh cơ bản của sóng vuông điện

áp pha (2Vdc/π) được gọi là chỉ số điều chế. Chế độ hoạt động được xác định bởi chí

số điều chế (MI). Trong vùng tuyến tính này, MI có thể biểu diễn như:

V⃗⃗ ref Vmax-sixstep

(3.37) MI =

Từ hình 3.6, chỉ số điều chế lớn nhất đạt được khi 𝑉⃗ 𝑟𝑒𝑓 bằng bán kính của

đường tròn nội tiếp.

(3.38) V⃗⃗ ref(max) = Vdccos (π/6)

)

π 6

2 3

Cho nên,

Vdc cos( 2Vdc π

(3.39) = 0.907 MImax=

3.3.3.3. Xác định Sector

Nó cần phải biết trong đó sector nào nằm trong ngõ ra tham chiếu để xác

định thời gian chuyển mạch và liên tục. Việc xác định các sector nơi mà các vector

tham chiếu được đặt đơn giản. Điện áp pha tương đương với tám trạng thái chuyển

mạch: sáu vector khác không và hai vector không tại gốc. Phụ thuộc vào điện áp

tham chiếu Vα và Vβ, góc của vector tham chiếu có thể sử dụng xác định sector như

phần bảng 3.4.

Sector Độ

6 0 < θ ≤ 600 600 < θ ≤ 1200 1200 < θ ≤ 1800 1800 < θ ≤ 2400 2400 < θ ≤ 3000 3000 < θ ≤ 3600

Bảng 3.4: Xác định sector theo góc của vector tham chiếu.

3.3.3.4. Lượng thời gian Ta, Tb, T0

Việc tính toán chu kỳ làm việc được thực hiện cho mỗi sector tam giác hình

thành bởi hai vector trạng thái. Biên độ của mỗi vector trạng thái chuyển mạch là

2Vdc/3 và độ lớn của vector đến trung điểm của đường lục giác từ một đỉnh đến đỉnh

khác là Vdc/√3 . Trong vùng dưới điều chế, chỉ số điều chế có thể lớn nhất là 0,907

như thấy được trước đây.

Vector tham chiếu quay và dời qua sector khác của mặt phẳng phức như tăng

thời gian. Trong mỗi chu kỳ PWM, vector tham chiếu V⃗⃗ ref được lấy mẫu tại một tần số lấy mẫu ngõ vào nhất định fs. Trong thời gian này, sector được xác định và

π 3

vector điều chế V⃗⃗ ref được ánh xạ lên hai vector liền kề. Vector khác không có thể được mô tả bởi:

(3.40) V⃗⃗ k= Vdcej(k-1)

cho k = 1, 2, 3, 4, 5, 6.

kπ

Vì vậy, vector khác không cho V⃗⃗ k và V⃗⃗ k+1 trở thành, 2 ] + jsin(k-1) V⃗⃗ k= Vdc [cos(k-1)

π 3 =

] + jsin V⃗⃗ k+1= Vdcejk Vdc [cos

Do tính đối xứng trong mô hình sáu sector, tính tích phân có thể thực hiện

+Ta

+Ta+Tb

T0 4

chỉ một nửa chu kỳ của điều chế độ rộng xung (Ts/2).

Ts ∫ V⃗⃗ refdr = ∫ V⃗⃗ 0dr + 2 0

+Ta+Tb

T0 4 ∫ T0 4

T0 V⃗⃗ kdr + ∫ 4 T0 +Ta 4

Ts 2 ∫ T0 4

(3.41) V⃗⃗ k+1dr + V⃗⃗ 7dr

Điện áp không được ứng dụng trong khoảng trạng thái bằng không:

T0 ∫ V⃗⃗ 0dr = 4 0

+Ta+Tb

Ts 2 ∫ T0 4

(3.42) = 0 V⃗⃗ 7dr

+Ta

+Ta+Tb

Sau đó phương trình 3.41 trở thành:

Ts ∫ V⃗⃗ refdr = 2 0

+Ta

T0 4 ∫ T0 4

T0 V⃗⃗ kdr + ∫ 4 T0 4

(3.43) V⃗⃗ k+1dr

Vì vậy, kết quả của vector điện áp tham chiếu V⃗⃗ ref và Ts/2 bằng tổng của điện áp nhân với khoảng thời gian của các vector không gian được chọn. Vector điện áp

tham chiếu V⃗⃗ ref có thể giống như chức năng của V⃗⃗ k và V⃗⃗ k+1 như

Ts 2

V⃗⃗ ref = V⃗⃗ kTa+V⃗⃗ k+1Tb

(3.44) V⃗⃗ ref =Vα+ jVβ

Mà Ta và Tb là thời gian cần thiết có nghĩa của vector trạng thái hoạt động 𝑉⃗ 𝑘 và V⃗⃗ k+1 trong mỗi chu kỳ lấy mẫu, và k là số sector có nghĩa xác định tham chiếu. Tính toán thời gian Ta và Tb ứng dụng cho các khóa chuyển mạch để tạo SVPWM

dựa vào kiểu chuyển mạch trên mỗi sector. Thời gian chuyển mạch được sắp xếp

theo nửa đầu của chu kỳ chuyển mạch trong khi nửa còn lại là một sự phản ánh hình

thành một mô hình đối xứng (hình 3.12). T0 và T7 là thời gian của vector trạng thái

bằng không trong hình 3.12.

Nếu V⃗⃗ ref nằm chính xác ở giữa hai vector, ví dụ như giữa V⃗⃗ 1 và V⃗⃗ 2 với một góc π/6, Ta cho V⃗⃗ 1 sẽ bằng Tb cho V⃗⃗ 2. Nếu V⃗⃗ ref gần với V⃗⃗ 2 hơn V⃗⃗ 1, thì nghĩa là Tb sẽ lớn hơn Ta. Nếu V⃗⃗ ref trùng với V⃗⃗ 2, thì Ta sẽ bằng 0. Nếu giữ tham chiếu làm một vòng quỹ đạo bên trong hình lục giác, thì T0 lớn hơn 0, điện áp ngõ ra sẽ là một dạng

sóng sin trong vùng dưới điều chế.

(k-1)π

kπ

Nếu giả sử rằng điện áp tham chiếu và vector điện áp V⃗⃗ k và V⃗⃗ k+1 là hằng số trong mỗi chu kỳ điều chế độ rộng xung Ts và tách điện áp tham chiếu V⃗⃗ ref bên trong thành phần thực và thành phần ảo (Vα và Vβ) cho kết quả sau:

3 kπ

Ts 2

2Vdc 3

3 (k-1)π

cos cos [ ] ]) = (Ta [ ] + Tb [ Vα Vβ sin sin

(k-1)π

kπ

hoặc

3 (k-1)π

3 kπ

cos cos ] [ ] (3.45) = Vdc [ Ta Tb sin sin

Những phương trình này tính toán đòi hỏi liên quan đến hàm lượng giác, Từ

kπ

phương trình (3.45), ma trận nghịch đảo được sử dụng để tính toán Ta và Tb như:

3 (k-1)π

sin -cos [ [ ] [ ] (3.46) ] = √3Ts 2Vdc Vα Vβ Ta Tb -sin cos

SVPWM tạo thiết lập cân bằng của điện áp ba pha với độ lớn V⃗⃗ ref và tần số

góc ω, cho bởi:

2π

(3.47) Va= Vrefcos(ωt)

4π

) (3.48) Vb= Vrefcos (ωt -

) (3.49) Vc= Vrefcos (ωt -

Tương ứng với điện áp tham chiếu vector không gian có thể được biểu diễn

như:

(3.50) V⃗⃗ ref = |V⃗⃗ ref|ejωt = |V⃗⃗ ref|(cos ωt + jsin ωt)

kπ

Phương trình (3.50) thì trở thành:

3 (k-1)π

sin -cos [ [ ] [ ] (3.51) ] = √3Ts|V⃗⃗ ref| 2Vdc Ta Tb cos nωTs sin nωTs -sin cos

Chỉ số điều chế được định nghĩa trong phương trình (3.37) là tỉ số của biên

độ đỉnh cơ bản mong muốn đến ngõ ra cơ bản tối đa trong kiểu sáu bước:

πVref 2Vdc

|V⃗⃗ ref| Vmax-sixstep

MI= = (3.52)

hoặc

(3.53) |V⃗⃗ ref|= MI Vdc

Thay phương trình này vào phương trình trên để Ta và Tb dẫn khoản thời

kπ

gian sau:

3 (k-1)π

MI√3Ts π

sin -cos [ ] [ ] = ] (3.54) Ta Tb cos nωTs sin nωTs [ -sin cos

Từ tổng của 2Ta và 2Tb nên được ít hơn hoặc bằng Ts, biến tần để ở trong

trạng thái không cho phần còn lại của chu kỳ. Thời gian của vector bằng không là

vẫn còn thời gian trong chu kỳ chuyển mạch. Từ,

(3.55) Ts = T0 + 2( Ta + Tb )

Lúc khoảng thời gian để vector điện áp không là:

(3.56) T0 = Ts - 2( Ta + Tb )

Thời gian chuyển mạch được bố trí đối xứng xung quanh tâm của chu kỳ

chuyển mạch như trình bày trong hình 3.12. Vector zero 𝑉⃗ 7(1, 1, 1) là nơi tại trung

tâm của chu kỳ chuyển mạch, và vector zero 𝑉⃗ 0(0, 0, 0) tại nơi bắt đầu và kết thúc, và tổng chu kỳ cho vector zero được chia đều cho hai vector không.

Trong vùng dưới điều chế, như tăng chỉ số điều chế, vector điện áp tham

chiếu phát triển ra ngoài trong biên độ. nếu đạt đến vòng tròn nội tiếp của hình lục

giác và T0 sẽ giảm đến 0 bất kỳ khi nào đỉnh của vector điện áp tham chiếu là trên

hinh lục giác. Nếu chỉ số điều chế tăng thêm, thì T0 trở thành âm và vô nghĩa. Vì

vậy, chỉ số điều chế sẽ tiến đến cực đại của 0,907 trong vùng dưới điều chế tuyến

tính.

Giá trị tính toán của Ta và Tb trong giới hạn của Ts/Vdc cho cả sáu sector

được liệt kê trong bảng 3.5. Khoảng thời gian của hai vector khác không liền kề

trong mỗi sector được tính toán cơ bản trên độ lớn và pha của điện áp tham chiếu.

Từ hình 3.12, vector trạng thái 0 được ứng dụng theo với hai vector hoạt động liền

kề trong nửa của chu kỳ chuyển mạch. Nửa tiếp theo của chu kỳ chuyển mạch thì

đối xứng với nửa chu kỳ đầu.

Bảng 3.5: Khoảng thời gian Ta và Tb cho mỗi sector

Sector θ Ta Tb

1 0 < θ ≤ 600 − 0Vα + 3Vα 4 √3Vβ 4 √3Vβ 2

2 600 < θ ≤ 1200 + + 3Vα 4 √3Vβ 4 −3Vα 4 √3Vβ 4

3 1800 < θ ≤ 2400 − 0Vα + √3Vβ 2 −3Vα 4 √3Vβ 4

4 1200 < θ ≤ 1800 −3Vα + 0Vα − √3Vβ 4 4 √3Vβ 2

5 2400 < θ ≤ 3000 −3Vα − − √3Vβ 4 4 3Vα 4 √3Vβ 4

6 3000 < θ ≤ 00 + 0Vα − √3Vβ 2 3Vα 4 √3Vβ 4

Để tạo ra các tín hiệu mà kết quả các vector quay, một phương trình cần thiết

xác định khoảng thời gian cho mỗi sector. Hình 3.13 trình bày kiểu phát xung bởi

vector không gian PWM trong sector 1.

Hình 3.12: Cấu trúc của kiểu xung đối xứng cho ba pha.

Ví dụ như, khi V⃗⃗ ref ở trong sector 1 như trình bày trong hình 3.12 và 3.13, vector V⃗⃗ 1 ứng dụng đến nghịch lưu trong khoảng Ta, và do đó vector V⃗⃗ 2 được ứng dụng trong khoảng T2. Chu kỳ PWM được chia giửa V⃗⃗ 1 và V⃗⃗ 2 cho khoảng thời gian Ta và Tb, tương ứng, và vector zero V⃗⃗ 0 và V⃗⃗ 7 cho một khoảng thời gian T0. Chuỗi chuyển mạch được cho bởi V⃗⃗ 0 − V⃗⃗ 1 − V⃗⃗ 2 − V⃗⃗ 7 − V⃗⃗ 7 − V⃗⃗ 2 − V⃗⃗ 1 − V⃗⃗ 0 trong hai nửa chu kỳ lấy mẫu. Dạng sóng SVPWM được tạo ra là đối xứng với giữa mỗi chu kỳ

PWM. Tần số chuyển mạch giống như tần số lấy mẫu của nghịch lưu. Một ví dụ của

dạng sóng vector không gian PWM đối xứng được trình bày trong hình 3.12 mà nó

được giả định rằng điện áp tham chiếu trong sector hình thành bởi vector V⃗⃗ 1 và V⃗⃗ 2 với góc 0 < θ ≤ 600. Trong hình 3.12, trạng thái chuyển mạch được yêu cầu thay đổi từ một trạng thái kế tiếp. Tiến trình của các trạng thái chuyển mạch từ trái sang

phải của hình đó với theo các bước:

Khi hình dạng mạch ở trong trạng thái 𝑉⃗ 0 (khoảng thời gian là T0/2), cả nhóm các khóa (S1, S3, và S5) của hình 3.2 mở.

Khi nó ở trong trạng thái V⃗⃗ 1 ( với khoảng thời gian Ta), khóa S1 đóng. Khi nó ở trong trạng thái V⃗⃗ 2 ( với khoảng thời gian Tb), khóa S3 đóng (S1 vẫn đóng).

Khi nó ở trong trạng thái V⃗⃗ 7 ( với khoảng thời gian T0/2), khóa S5 đóng (S1 và S3 vẫn đóng).

Sau nửa chu kỳ chuyển mạch đầu tiên thực hiện, kết hợp chuyển mạch ngược

lại. Tất cả các khóa đóng cho T0/2 tiếp theo trước khi kết hợp mạch được quay lại từ V⃗⃗ 2, đến V⃗⃗ 1, và V⃗⃗ 0 với khoảng thời gian tương ứng của Tb, Ta, và T0/2. Sau một quá trình tương tự, chu kỳ chuyển mạch được xác định cho năm vector còn lại.

Từ bảng 3.1 và 3.2 cho ví dụ này, biên độ của tất cả các vector không gian là

2Vdc/3 và điện áp pha là Van = 2Vdc/3, Vbn = - Vdc/3, Vcn = -Vdc/3 và điện áp dây là

Vab= Vdc, Vbc= 0, Vca= -Vdc.

Hình 3.13: V⃗⃗ ref đặt vào sector 1

3.3.3.5. Tính toán thời gian chuyển mạch cho mỗi khóa Transistor (S1 – S6)

Nó cần thiết để sắp xếp thứ tự chuyển đổi sao cho tần số chuyển mạch của mỗi

chân nghịch lưu được giảm đến mức thấp nhất. Có rất nhiều kiểu chuyển mạch có

thể được sử dụng để thực hiện SVPWM. Để giảm tối thiểu cho tổn thất chuyển

mạch, chỉ có hai vector hoạt động liền kề và hai vector không được sử dụng trong

một sector. Để đáp ứng điều kiện tối ưu này, mỗi chu kỳ chuyển mạch bắt đầu với

một vector không và kết thúc bằng vector không khác trong thời gian lấy mẫu

bawngsfquy luật này thường được áp dụng cho nghịch lưu ba pha như là một chuỗi

chuyển mạch. Vì vậy, chu kỳ chuyển mạch của điện áp ngõ ra là gấp đôi thời gian

lấy mẫu, và hai dạng sóng điện áp ngõ ra trở thành đối xứng trong Ts. Bảng 3.6 trình

bày một trình tự chuyển mạch đối xứng.

Đề cập đến bảng này, biểu diễn nhị phân của hai vector cơ bản liền kề khác

nhau chỉ một bit, do đó chỉ một khóa transistor trên được đóng khi kiểu chuyển

mạch chuyển từ một vector đến một cái liền kề. Hai vector có thời lượng trong một

chu kỳ lấy mẫu Ts để tạo ra điện áp ngõ ra mong muốn.

Bảng 3.6: Bảy đoạn chuyển mạch liền kề

Sector Đoạn chuyển mạch

1 2 3 4 5 6 7

V⃗⃗ 0, [000] V⃗⃗ 1, [100] V⃗⃗ 7, [111] V⃗⃗ 2, [110] V⃗⃗ 2, [110] V⃗⃗ 1, [100] V⃗⃗ 0, [000]

V⃗⃗ 0, [000] V⃗⃗ 3, [010] V⃗⃗ 7, [111] V⃗⃗ 2, [110] V⃗⃗ 2, [110] V⃗⃗ 3, [010] V⃗⃗ 0, [000]

V⃗⃗ 0, [000] V⃗⃗ 3, [010] V⃗⃗ 7, [111] V⃗⃗ 4, [011] V⃗⃗ 4, [011] V⃗⃗ 3, [010] V⃗⃗ 0, [000]

V⃗⃗ 0, [000] V⃗⃗ 5, [001] V⃗⃗ 7, [111] V⃗⃗ 4, [011] V⃗⃗ 4, [011] V⃗⃗ 5, [001] V⃗⃗ 0, [000]

V⃗⃗ 0, [000] V⃗⃗ 5, [001] V⃗⃗ 7, [111] V⃗⃗ 6, [101] V⃗⃗ 6, [101] V⃗⃗ 5, [001] V⃗⃗ 0, [000]

V⃗⃗ 0, [000] V⃗⃗ 1, [100] V⃗⃗ 7, [111] V⃗⃗ 6, [101] V⃗⃗ 6, [101] V⃗⃗ 1, [100] V⃗⃗ 0, [000]

3.3.3.6. Các kiểu sơ đồ

Có hai kiểu hoạt động có thể cho dạng sóng PWM: Đối xứng và không đối

xứng PWM. Xung của cạnh liên kết tín hiệu bất đối xứng luôn có cùng phía liên kết

với một đầu của mỗi chu kỳ PWM. Mặt khác, xung của tín hiệu đối xứng với tâm

điểm của mỗi chu kỳ PWM. Tín hiệu PWM đối xứng thường được ưu tiên bởi vì nó

đã cho thấy có tổng méo hài thấp nhất (THD). Kiểu ngõ ra cho mỗi sector được dựa

trên một chuỗi đối xứng. Có phương án khác trong vector không gian PWM và

chúng dựa trên sự phân bố nhiệm vụ lập lại của nó. Kỹ thuật bảy đoạn được nghiên

cứu trong luận văn này và sẽ được là kỹ thuật đối xứng.

Dựa trên phương trình cho Ta, Tb, T0, T7, và theo nguyên tắc của PWM đối

xứng, chuỗi chuyển mạch trong bảng 3.7 được trình bày để khóa bên trên và bên

dưới.

Hình 3.15 trình bày kiểu chuyển mạch của cả sáu sector trong chu kỳ. Như

trình bày trong cùng dạng, vector không gian cho nguồn áp ba pha của nghịch lưu

được chia thành sáu sector dựa trên sáu vector cơ bản. Bất kỳ vector điện áp trong

không gian vector này có thể được tổng hợp dùng hai vector liền kề. Một chu kỳ

được miêu tả trong cùng dạng. Trong sector 1, như ví dụ, chuyển đổi được thực

hiện bằng cách áp dụng một vector trạng thái không theo bởi hai vector trạng thái

hoạt động liền kề trong một nửa chu kỳ chuyển mạch. Nửa chu kỳ chuyển mạch tiếp

theo là hình ảnh phản chiếu của nửa chu kỳ đầu.

Để giảm tổn thất chuyển mạch thành phần công suất của nghịch lưu, nó buộc

rằng tay mỗi thời điểm chỉ một nhánh cầu được chuyển mạch. Sau khi tổ chức lại

các trình tự chuyển mạch, một giản đồ với xung căn giữa thì thu được như trình bày

trong hình 3.9.

Kiểu xung chuyển mạch của sáu sector khác trong hình 3.16 được trình bày

cho các khóa trên và dưới của nghịch lưu ba pha. Rõ ràng là trong chuỗi trạng thái

hoạt động sector lẻ nằm trong thứ tự tăng dần - giảm dần, nhưng ngược lại, nó giảm

dần – tăng dần thứ tự trong sector chẳn. Ví dụ như:

1. Trong một sector lẻ (sector 1) chuỗi trạng thái của vector không gian là

trong thứ tự V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 0.

2. Trong một sector chẳn (sector 2) chuỗi trạng thái của vector không gian

là trong thứ tự V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 0.

Theo cùng phương thức, ta có chuỗi chuyển mạch tóm tắt trong bảng 3.8 cho

cả sáu sector.

Hình 3.14: Kiểu chuyển mạch trong sáu sector

Hình 3.15: Kiểu chuyển mạch của sáu sector trong chu kỳ

Bảng 3.7: Kiểu xung chuyển mạch ba pha cho mỗi sector

Sector Khóa bên trên: S1, S3, S5 Khóa bên dưới: S4, S6, S2

1 S1=Ta+Tb+T0/2 S4=T0/2

S3=Tb+T0/2 S6=Ta+T0/2

S5=T0/2 S2=Ta+Tb+T0/2

2 S1=Ta+T0/2 S4=Tb+T0/2

S3=Ta+Tb+T0/2 S6=T0/2

S5=T0/2 S2=Ta+Tb+T0/2

3 S1=T0/2 S4=Ta+Tb+T0/2

S3=Ta+Tb+T0/2 S6=T0/2

S5=Ta+T0/2 S2=Ta+T0/2

4 S1=T0/2 S4=Ta+Tb+T0/2

S3=Ta+T0/2 S6=Tb+T0/2

S5=Ta+Tb+T0/2 S2=T0/2

5 S1=Tb+T0/2 S4=Ta+T0/2

S3=T0/2 S6=Ta+Tb+T0/2

S5=Ta+Tb+T0/2 S2=T0/2

6 S1=Ta+Tb+T0/2 S4=T0/2

S3=T0/2 S6=Ta+Tb+T0/2

S5=Tb+T0/2 S2=Tb+T0/2

Bảng 3.8: Chuỗi chuyển mạch cho kỹ thuật ba pha PWM

Sector Chuỗi chuyển mạch của điều chế ba pha

3 V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 0 V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 2, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 0 V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 4, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 4, V⃗⃗ 3, V⃗⃗ 0

6 V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 5, V⃗⃗ 4, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 4, V⃗⃗ 5, V⃗⃗ 0 V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 5, V⃗⃗ 6, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 6, V⃗⃗ 5, V⃗⃗ 0 V⃗⃗ 0, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 6, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 7, V⃗⃗ 6, V⃗⃗ 1, V⃗⃗ 0

Hình 3.16: Chuỗi chuyển mạch của cả sáu Sector

Chương 4. MÔ HÌNH MÔ PHỎNG MẠCH CHỈNH LƯU

4.1. Mô hình mô phỏng mạch công suất.

Hình 4.1. Sơ đồ mạch công suất chỉnh lưu PWM

4.2. Mô hình mô phỏng mạch điều khiển kiểu SPWM.

Dựa vào các bước giải thuật ta sẽ xây dựng mô hình mô phỏng bằng phần

mềm Matlab:

Trong phần điều khiển SPWM sẽ bao gồm 4 khối chính:

 Khối (abc to dq) có nhiệm vụ chuyển đổi tín hiệu xoay chiều thành

một chiều.

 Khối (Khoi PI) có nhiệm vụ tính toán giữa Vref với Vdc phản hồi về

để hiệu chỉnh thành phần thực ud.

 Khối (dq to abc) có nhiệm vụ chuyển đổi ngược trở về thành phần

xoay chiều abc.

 Khối PWM đây là khối điều chế độ rộng xung sẽ so sánh thành phần

xoay chiều abc với sóng mang sung tam giác để điều khiển sáu khóa

công suất S1, S2, S3, S4, S5, S6 đóng/ mở cấp điện cho tải.

4.2.1. Khối chuyển đổi abc sang dq

4.2.1.1. Khối chuyển đổi hệ tọa độ ba pha (abc) sang hệ tọa độ hai pha (α–β).

Từ ma trận chuyển đổi

2 √3

2 - √3 2

- - [ ] [ ] ] =√2 3 iα iβ 1 [ 0 ia ib ic

Function [iα, iβ ] = fcn(ia, ib, ic)

i(alpha) = sqrt(2/3)*(u(1)-(u(2)*u(4))-(u(3)*u(4)))

i(beta) = sqrt(2/3)*((u(2)*u(5))-(u(3)*u(5)))

4.2.1.2. Xác định sin_cos(gamma)

Trong khối tính sin – cos:

 Xác định điện áp hai pha alpha – beta từ điện áp trong hệ ba pha.

v(alpha) = sqrt(2/3)*(u(1)-(u(2)*u(4))-(u(3)*u(4)))

v(beta) = sqrt(2/3)*((u(2)*u(5))-(u(3)*u(5)))

 Xác định sin – cos từ hệ hai pha alpha – beta.

sin(gamma) = u(2)/sqrt((u(1))^2+(u(2)^2))

cos(gamma) = u(1)/sqrt((u(1))^2+(u(2)^2))

4.2.1.3. Khối chuyển đổi hệ tọa độ hai pha (α – β) sang hệ tọa độ (d – q).

id = ((u(1)*u(4))+(u(2)*u(3)))

iq = ((-u(1)*u(3))+(u(2)*u(4)))

4.2.2. Khối chuyển đổi hệ tọa độ (d – q) sang hệ tọa độ ba pha (abc).

4.2.2.1. Khối chuyển đổi d_q sang alpha_beta

Khối chuyển đổi dq sang abc phải thực hiện hai bước:

 Chuyển đổi từ hệ tọa độ d – q sang hệ tọa độ alpha – beta.

Valpha = ((u(1)*u(4))-(u(2)*u(3)))

Vbeta = ((u(1)*u(3))+(u(2)*u(4)))

4.2.2.2. Khối chuyển đổi alpha_beta sang abc

 Chuyển đổi từ hệ tọa độ alpha – beta sang hệ tọa độ ba pha abc.

Va = sqrt(2/3)*u(1)

Vb = sqrt(2/3)*(((-0.5*u(1))+((sqrt(3)/2)*u(2)))

Vc = sqrt(2/3)*(((-0.5*u(1))-((sqrt(3)/2)*u(2)))

4.2.3. Khối PI

Đây gồm các khối hồi tiếp PI các thông số được cài đặt bằng phương pháp

thử sai. Ở đây ta chọn P = 50 và I = 40 cho khâu so sánh điện áp đặt với điện áp

phản hồi từ tải về Vdc.

Để cosφ đạt dến giá trị lớn nhất nên đặt đặt thành phần iq =0. Khối hồi tiếp ở

khâu này ta chọn thông số P,I bằng nhau.

4.2.4. Khối PWM cấp xung kích các khóa (S1, ....., s6).

Chọn tần số sóng mang xung tam giác 2kHz

4.2.5. Kết quả mô phỏng

Vref = 400V

4.3. Mô hình mô phỏng mạch chỉnh lưu kiểu SVPWM.

4.3.1. Giới thiệu

Mạch chỉnh lưu kiểu SVPWM phần mạch công suất có cấu trúc cũng giống

như mạch chỉnh lưu kiểu SPWM, phần điều khiển cũng có một vài khối cũng có cấu

trúc giống mạch SPWM nên ở những phần này không trình bày lại mà chỉ trình bày

những khối mới chưa được đề cập đến trong những phần trước.

4.3.2. Khối SVM.

4.3.2.1. Khối chuyển đổi hệ tọa độ (d – q) sang hệ tọa độ hai pha (α – β) .

Valpha = ((u(1)*u(4))-(u(2)*u(3)))

Vbeta = ((u(1)*u(3))+(u(2)*u(4)))

4.3.2.2. Khối tính sector .

4.3.2.3. Khối tính T0, T1, T2.

 T1_1 = (((-sin(u[4]*pi/3)*cos((u[4]-1)*pi/3)*u[2] +

cos(u[4]*pi/3)*cos((u[4]-1)*pi/3)*u[3])/(cos(u[4]*pi/3)*sin((u[4]-1)*pi/3)-

sin(u[4]*pi/3)*cos((u[4]-1)*pi/3)))*(1/cos((u[4]-1)*pi/3))*(3/2)*(1/u[1]))

 T2_1 = (((sin((u[4]-1)*pi/3)*u[2] - cos((u[4]-1)*pi/3)*u[3])/(cos(u[4]*pi/3)*

sin((u[4]-1)*pi/3) - sin(u[4]*pi/3)*cos((u[4]-1)*pi/3)))*(3/2)*(1/u[1]))

 T1_2= u[1]/(u[1]+u[2])

 T2_2= u[2]/(u[1]+u[2])

4.3.2.4. Khối tính ta, tb, tc.

 ta = ((u[4]==1)*(u[1]+u[2]+u[3]))+((u[4]==2)*(u[1]+u[3]))+((u[4]==3)*

(u[1])) + ((u[4]==4)*(u[1]))+((u[4]==5)*(u[1]+u[2]))+((u[4]==6)*(u[1]+

u[2]+u[3]))

 tb = (u[4]==1)*(u[1]+u[2])+(u[4]==2)*(u[1]+u[2]+u[3])+(u[4]==3)*

(u[1]+u[2] +u[3]) +(u[4]==4)*(u[1]+u[3])+ (u[4]==5)*(u[1])+ (u[4]==6)

*(u[1])

 tc = (u[4]==1)*(u[1])+(u[4]==2)*(u[1])+(u[4]==3)*(u[1]+u[2])+(u[4]==4)*

(u[1] +u[2]+u[3])+(u[4]==5)*(u[1]+u[2]+u[3])+(u[4]==6)*(u[1]+u[3])

4.3.3. Kết quả mô phỏng

đặt Vref=400V

4.4. Mô hình mô phỏng mạch chỉnh lưu kiểu THIPWM.

4.4.1. Giới thiệu

Mạch chỉnh lưu kiểu THIPWM về cấu trúc mạch không khác gì với mạch

chỉnh lưu kiểu SPWM, phần công suất mạch hoàn toàn giống nhau, phần điều khiển

mạch cũng giống với kiểu SPWM như sẽ được cộng thêm thành phần sóng hài bậc

3 vào, như vậy thành phần xoay chiều đưa vào so sánh với sóng mang xung tam

giác không còn là dạng sóng sin, nó có biên độ đỉnh thấp hơn và độ rộng xung phần

trên sẽ phình to hơn so với dạng sóng sin.

Hình

Vì thế, khi so sánh với sóng mang xung tam giác sẽ cho thời gian đóng các

khóa dài hơn sẽ cho điện áp ngõ ra cao hơn so với phương pháp SPWM. Phương

pháp THIPWM còn có tên gọi khác là phương pháp điều chế độ rộng xung SPWM

cải biến.

4.4.2. Khối chuyển đổi dq sang abc

Trong khối này có các khối dq to alpha beta và khối alpha1_beta1 to abc1 đã

trình bày trong phần chỉnh lưu SPWM ở trên.

4.4.2.1. Khối Bộ hạn áp

4.4.2.2. Khối abc1 to Vabc

 max = [Va Vb Vc]

 min = [Va Vb Vc]

 k = 0.5

 Vz = -((1-2*k)+(k*max)+(1-k)*min)

 Va = Va + Vz

 Vb = Vb + Vz

 Vc = Vc + Vz

4.4.3. Kết quả mô phỏng

Vref =400V

Chương 5: SO SÁNH CẤU TRÚC VÀ KẾT QUẢ MÔ PHỎNG CỦA 3 KỸ

THUẬT ĐIỀU CHẾ SPWM, SVPWM VÀ THIPWM.

5.1. Cấu trúc mạch

Mạch chỉnh lưu tích cực ba pha sử dụng các kỹ thuật điều chế SPWM,

THIPWM và SVPWM, ta nhận xét cấu trúc mạch sau:

 Mạch sử dụng kỹ thuật điều chế SPWM: Dựa vào phương pháp điều chế và

mô phỏng trên phần mềm Matlab simulink ta thấy mạch có cấu trúc đơn giản

hơn so với hai kỹ thuật điều chế còn lại.

 Mạch sử dụng kỹ thuật điều chế THIPWM: Mạch có cấu trúc cơ bản là mạch

SPWM như có cộng vào một thành phần sóng hài bậc ba nhằm tăng độ lớn

sóng điều khiển cho điện áp DC ngõ ra lớn hơn.

 Mạch sử dụng kỹ thuật điều chế SVPWM: Phương pháp điều chế này được

ứng dụng tính toán cho mục đích điện áp trung bình ngõ ra trên tải hướng

đến bằng điện áp tham chiếu. Điều này có thể thực hiện trong mỗi chu kỳ

tính toán chọn đúng trạng thái trạng thái đóng cắt cho chỉnh lưu và tính toán

thời gian thích hợp cho từng trạng thái. Nên sơ đồ mô phỏng trên Matlab

simulink cho kỹ thuật này khá phức tạp hơn so với hai phương pháp trên.

5.2. Kết quả mô phỏng trên Matlab simulink

5.2.1. Điện áp ngõ ra [Vdc]

5.2.1.1. Vref lớn nhất

Qua mô phỏng cho thấy ba phương pháp điều chế thì SPWM có điện áp ngõ ra

thấp nhất ( khoảng 450VDC), kế đến là SVPWM có điện áp ngõ ra ( khoảng

500VDC) và sau cùng là THIPWM có điện áp ngõ ra cao hơn tất cả ( khoảng

550VDC).

Hình 5.1 Kết quả điện áp DC lớn nhất của ba phương pháp điều khiển.

5.2.1.2. Chọn Vref = 400V.

Để so sánh kết quả mô phỏng cho ba phương pháp điều chế, đặt cùng một

điện áp tham chiếu.

5.2.2. Độ gợn sóng điện áp ngõ ra:

 Độ gợn sóng điện áp ngõ ra của

SPWM là:

Vmax = 460V; Vmin = 275V

∆V𝑑𝑐 = Vmax − Vmin

185

∆V𝑑𝑐 = 185V

400

∆𝑉𝑑𝑐 𝑉𝑑𝑐

= × 100 = 46,25%

Hình 5.2 Sóng điện áp ngõ ra của SPWM

 Độ gợn sóng điện áp ngõ ra của

THIPWM là:

Vmax = 530V; Vmin = 290V

∆V𝑑𝑐 = Vmax − Vmin

240

∆V𝑑𝑐 = 240V

400

∆𝑉𝑑𝑐 𝑉𝑑𝑐

= × 100 = 60%

Hình 5.3 Sóng điện áp ngõ ra của THIPWM

 Độ gợn sóng điện áp ngõ ra của

SVPWM là:

Vmax = 455V; Vmin = 370V

∆V𝑑𝑐 = Vmax − Vmin

∆V𝑑𝑐 = 85V

400

∆𝑉𝑑𝑐 𝑉𝑑𝑐

= × 100 = 21,25%

Hình 5.4 Sóng điện áp ngõ ra của SVPWM

Vậy hệ số gợn sóng điện áp ngõ ra qua ba phương pháp điều chế thì phương

pháp SVPWM là thấp nhất, kế đến là SPWM và sau cùng là THIPWM.

5.2.3. Xét sóng điện áp và dòng điện ngõ vào.

Hình 5.5. Sóng điện áp và dòng điện

pha ngõ vào của SPWM

Hình 5.6. Sóng điện áp và dòng điện

pha ngõ vào của THIPWM

Hình 5.7. Sóng điện áp và dòng điện

pha ngõ vào của SVPWM

Qua quan sát dạng sóng điện áp và dòng điện ngõ vào của ba mạch chỉnh lưu

tích cực ba pha kiểu SPWM, THIPWM và SVPWM, ta nhận thấy:

 Mạch kỹ thuật điều chế SPWM có dòng và áp gần như cùng pha nhau, nên

có thể xem cosφ ≈ 1, tuy nhiên dạng sóng dòng điện không hoàn toàn sin.

 Mạch kỹ thuật điều chế THIPWM có dòng và áp cũng gần như cùng pha

nhau, tuy nhiên nó vẫn còn lệch pha so với kỹ thuật SPWM nên có thể xem

cosφ ≠ 1, tuy nhiên dạng sóng dòng điện gần sin và tốt hơn so với kỹ thuật

SPWM.

 Mạch kỹ thuật điều chế SVPWM có dạng sóng dòng và áp lệch pha với nhau

nhiều hơn so với hai kỹ thuật trên, tuy nhiên dạng sóng dòng điện cũng tốt

hơn so với dạng sóng dòng điện của kỹ thuật SPWM.

Đây là quan sát dạng sóng điện áp và dòng điện ngõ vào trên cùng một điện

áp tham chiếu Vref. Tuy nhiên sóng điện áp và dòng điện ngõ vào có thay đổi khi ta

đặt điện áp tham chiếu khác nhau. Như mạch kỹ thuật điều chế SVPWM ở điện áp

tham chiếu Vref = 400V dòng và áp không trùng pha nhau nhưng với điện áp tham

chiếu khác như Vref = 500V thì dòng và áp tiến đến cùng pha nhau.

Vref = 500V

Hình 5.8. Sóng điện áp và dòng điện pha ngõ vào của SVPWM, với Vref = 500V

5.2.4. Méo hài tổng (THD)

Trong ba kỹ thuật điều chế, đặt cùng một giá trị điện áp tham chiếu [Vref],

thì kỹ thuật điều chế SPWM có méo hài tổng là lớn nhất so với hai kỹ thuật còn lại.

Kế đến là kỹ thuật SVPWM và sau cùng là kỹ thuật THIPWM có méo hài tổng là

bé nhất. Với Vref = 400V, ta đo được:

 THDSPWM = 75,12%.

 THDSVPWM = 18,79%.

 THDTHIPWM = 7.47%.

Hình 5.9. Kết quả đo THD = 75.12% của SPWM.

Hình 5.10. Kết quả đo THD = 18.79% của SVPWM.

Hình 5.11. Kết quả đo THD = 7.4% của THIPWM.

Ngoài ra, nếu thay đổi điện áp tham chiếu đặt vào mạch chỉnh lưu ba pha qua

kết quả mô phỏng ta đo được sau:

Lấy ví dụ mạch chỉnh lưu dùng kỹ thuật THIPWM.

Vref [V] THD [%] PF

500 11.4 0.95

400 7.47 0.96

300 3.58 0.98

200 1.69 0.98

Vậy điện áp tham chiếu cho mạch chỉnh lưu càng bé thì độ méo hài tổng

càng nhỏ và không ảnh hưởng đến lưới điện.

Tóm lại, trong ba mạch chỉnh lưu tích cực ba pha với ba phương pháp điều

khiển khác nhau thì phương pháp điều khiển THIPWM có ưu điểm hơn cả:

 Có cấu trúc mạch đơn giản hơn phương pháp điều khiển SVPWM.

 Có điện áp ngõ ra DC lớn nhất.

 Có méo hài tổng bé nhất, gần đạt đến theo yêu cầu của IEEE 519 –

1992 là THD ≤ 5%.

Chương 6: KẾT LUẬN

Luận văn đã thực hiện được một số nội dung sau:

 Tìm hiểu nguyên tắc hoạt động của chỉnh lưu tích cực ba pha.

 Tìm hiểu kỹ thuật điều khiển kiểu SPWM và xây dựng mô hình mô phỏng

bằng phần mềm Matlab simulink.

 Tìm hiểu kỹ thuật điều khiển kiểu SVPWM và xây dựng mô hình mô phỏng

bằng phần mềm Matlab simulink.

 Tìm hiểu kỹ thuật điều khiển kiểu THIPWM và xây dựng mô hình mô phỏng

bằng phần mềm Matlab simulink.

Qua khảo sát lý thuyết, mô phỏng minh họa và kết quả thu được từ Matlab

cho thấy:

 Đánh giá được ưu nhược điểm của từng phương pháp điều khiển.

 Nhận thấy được sóng điện áp và dòng điện ở ngõ vào của mỗi pha cho từng

phương pháp điều khiển khác nhau qua kết quả mô phỏng trên phần mềm.

 Nhận thấy méo sóng hài tổng của dòng ngõ vào thấp hơn so với cách cổ điển

là dùng Diod hay Thyristor để chỉnh lưu.

 Nhận thấy được độ gợn sóng điện áp ở ngõ ra trên tải cho từng phương pháp

điều khiển khác nhau qua kết quả mô phỏng trên phần mềm.

 Nhận thấy được ổn định điện áp ngõ ra của mỗi phương pháp điều khiển để

đánh giá chất lượng điều khiển cho mỗi phương pháp điều khiển.

Hướng phát triển đề tài:

 Qua nghiên cứu tìm hiểu về chỉnh lưu tích cực ba pha có hai phương pháp

điều khiển cơ bản đó là điều khiển dòng điện và điều khiển công suất trực

tiếp (DPC).

 Trong phạm vi nghiên cứu chỉnh lưu chỉnh lưu tích cực ba pha của luận văn

này chỉ tìm hiểu về phương pháp điều khiển dòng điện thông qua các phương

pháp điều chế là SPWM, THIPWM và SVPWM.

 Nên, hướng đề xuất nghiên cứu phát triển đề tài:

o " Nghiên cứu chỉnh lưu tích cực ba pha" là tìm hiểu phương pháp

điều khiển công suất trực tiếp thông qua các phương pháp điều chế để

so sánh đánh giá.

o " Nghiên cứu chỉnh lưu tích cực ba pha" là tìm hiểu phương pháp điều

khiển dòng điện thì phải kéo giảm tổng độ méo toàn phần (Total

Harmonic Distortion - THD) được yêu cầu nhỏ hơn 5%. Theo IEEE

519-1992 .

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Nguyễn Phùng Quang (2006). MATLAB & Simulink. Tái bản lần 4, nhà xuất

bản Khoa học và Kỹ thuật, Hà nội.

[2] Lê Minh Phương – Phan Quốc Dũng (2011). Mô phỏng điện tử công suất

trong Matlab – Simulink. Nhà xuất bản Đại học Quốc gia Tp. Hồ Chí Minh.

[3] Nguyễn Văn Nhờ (2005). Điện tử công suất. Nhà xuất bản Đại học Quốc gia

Tp. Hồ Chí Minh.

[4] Vladimir Blasko and Vikram Kaura, Member, IEEE (1997). A New

Mathematical Model and Control of a Three-Phase AC–DC Voltage Source

Converter. IEEE Transactions on power electronics, Vol 12.

[5] Yan Ma, Student Member, IEEE, Lingling Fan, Senior Member, IEEE,

Zhixin Miao, Senior Member, IEEE. Realizing Space Vector Modulation in

MATLAB/Simulink and PSCAD

[6] Jin-Woo Jung, Ph.D Student (2005). Space vector PWM inverter.

[7]

Department of electrical and computer engineering, The Ohio state university.

K. Vinoth Kumar, Prawin Angel Michael, Joseph P. John and Dr. S. Suresh

Kumar (2010). Simulation and comparison of SPWM and SVPWM control for

three phase inverter. ARPN Journal of Engineering and Applied Sciences.

[8] P.Manikandan, SP. Umayal A. Mariya Chithra Mary M.Ramachandran

(2013). Simulation And Hardware Analysis Of Three Phase PWM Rectifier With

Power Factor Correction. IOSR Journal of Electrical and Electronics Engineering

[9]

(IOSR-JEEE).

Meifang Xue, Mingzhi He (2013). Control of Unit Power Factor PWM

Rectifier*. Energy and Power Engineering, 2013, 5, 121-124

(http://www.scirp.org/journal/epe).

[10] Yin bo (2008). High performance control of a threephase PWM rectifier.

[11] Microsemi. Space Vector Pulse Width Modulation MSS Software

National university of Singapore.

Implementation. User Guide

[12] Saidah, M. Hery Purnomo, M. Ashari, (2012). Advanced control of active

rectifier using switch function and fuzzy logic for nonlinear Behaviour

compensation. Journal of Theoretical and Applied Information Technology.

[13] J.Lamterkati, M.Khafallah, L.Ouboubker (2014). A New DPC for Three-

phase PWM rectifier with unity power factor operation. International Journal of

Advanced Research in Electrical, Electronics and Instrumentation Engineering.

Luận văn Thạc sĩ Kỹ thuật: Nghiên cứu chỉnh lưu tích cực 3 pha

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ TP. HCM ----------

NGUYỄN THANH THẢO NGHIÊN CỨU CHỈNH LƯU

TÍCH CỰC 3 PHA

LUẬN VĂN THẠC SĨ

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện

Mã số ngành: 60520202

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ TP. HCM ----------

NGUYỄN THANH THẢO NGHIÊN CỨU CHỈNH LƯU

TÍCH CỰC 3 PHA

LUẬN VĂN THẠC SĨ

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện

Mã số ngành: 60520202

GVHD: PGS.TS. NGUYỄN THANH PHƯƠNG.

PHÒNG QLKH – ĐTSĐH

Độc lập - Tự do - Hạnh phúc

------------------------------------

-------------------------------------

LỜI CAM ĐOAN

TÓM TẮT

ABSTRACT

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT

KÝ HIỆU

DANH MỤC CÁC BẢNG

DANH MỤC CÁC HÌNH

MỤC LỤC

Có thể bạn quan tâm

Bài Giảng Kỹ thuật cơ điện - GV. Đinh Hải Lĩnh

Luận văn Thạc sĩ: Quản lý hoạt động phát triển nhận thức cho trẻ mẫu giáo ở các trường mầm non, huyện Hoàng Su Phì, tỉnh Hà Giang

Đồ án tốt nghiệp: Thiết kế cung cấp điện cho một chung cư cao tầng bài 10C STT48

Port-Hamiltonian modelling of two kinds of electrical circuits

Bài giảng Hệ thống phòng cháy chữa cháy - GV. Nguyễn Kim Hải

Đồ án môn học: Khu vườn thông minh

Hàm mục tiêu cho bài toán ước lượng trạng thái hệ thống điện khi sử dụng thuật toán tối ưu bầy đàn

Bài giảng Thiết kế máy điện - GV. Nguyễn Văn Đoài

Luận văn Thạc sĩ tóm tắt: Pháp luật về điều kiện đầu tư kinh doanh trong lĩnh vực giáo dục, đào tạo ở Việt Nam

Luận văn Thạc sĩ: Sự nghiệp nghiên cứu phê bình văn học của Hoài Thanh

Luận văn Thạc sĩ: Tiểu thuyết của Đỗ Phấn từ góc nhìn sinh thái

Luận văn Thạc sĩ: Giải pháp ứng phó với nhập cư ở Liên minh Châu Âu

Luận văn Thạc sĩ: Diễn ngôn về giới nữ trong văn xuôi nữ Việt Nam đương đại (khảo sát sáng tác của Dạ Ngân, Y Ban, Lý Lan, Nguyễn Thị Thu Huệ)

Luận văn Thạc sĩ: Xây dựng mức phát thải tham chiếu rừng khu vực huyện Bảo Lâm tỉnh Lâm Đồng

Luận văn Thạc sĩ: Đặc điểm nhân vật chính trong ba tác phẩm của Franz Kafka: Lâu đài, Vụ án, Hóa thân

Kháo luận tốt nghiệp: Vận dụng lí thuyết học tập trải nghiệm vào dạy học Thống kê - Xác suất ở lớp Hai

Luận văn Thạc sĩ: Xây dựng hệ thống điều khiển và thu nhận dữ liệu cho Robot dịch vụ

Luận văn Thạc sĩ: Thế giới nhân vật trong truyện ngắn Lê Minh Khuê sau năm 1975

Luận văn Thạc sĩ: Tác động của cấu trúc vốn đến hiệu quả hoạt động của các ngân hàng thương mại cổ phần niêm yết trên thị trường chứng khoán Việt Nam

Luận văn Thạc sĩ: Kiểm soát rủi ro tín dụng bán lẻ tại Ngân hàng Thương mại Cổ phần Đầu tư và Phát triển Việt Nam chi nhánh Thủ Thiêm

Tài liêu mới

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu xây dựng thuật toán thích nghi và học tăng cường cấu trúc Actor - Critic điều khiển bám quỹ đạo cho robot di động đa hướng mecanum

Luận án Tiến sĩ: Cơ cấu bệnh tim mạch và chất lượng cuộc sống của người cao tuổi mắc suy tim, rung nhĩ điều trị tại Bệnh viện Thống Nhất, thành phố Hồ Chí Minh

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu hiện tượng nứt dăm đê sông vùng đồng bằng sông Hồng và dự báo khả năng bị nứt của một số đoạn đê

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu xây dựng giải pháp đảm bảo an toàn thông tin cho quá trình học liên kết dựa trên mật mã

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Phát triển năng lực đánh giá công nghệ cho học sinh trong dạy học môn Công nghệ 11 ở trường trung học phổ thông

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu phân loại chi cầu diệp – Bulbophyllum Thouars (Orchidaceae) ở vùng Tây Nguyên bằng phương pháp hình thái và phân tử

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu đặc điểm phân bố và dinh dưỡng của các loài lưỡng cư ở Vườn Quốc gia Bến En và Khu bảo tồn thiên nhiên Pù Luông, tỉnh Thanh Hóa

Luận án Tiến sĩ: Tổng hợp luật dẫn và điều khiển cho một lớp tên lửa đối hải trên cơ sở ứng dụng mạng nơ ron và hệ mờ

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu tổng hợp hệ điều khiển góc Pitch tua bin gió trong điều kiện có nhiễu tác động

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu hóa học lipid của hai loài san hô thủy tức Millepora dichotoma và Millepora platyphylla ở Việt Nam

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu kiểm soát phân phối công suất kéo trên cầu chủ động của ô tô con bằng ABS

Luận án Tiến sĩ: Ứng dụng phản ứng Domino vào tổng hợp các dẫn xuất Podophyllotoxin, Pyrimidine và đánh giá hoạt tính sinh học của các chất tổng hợp được

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu thành phần hóa học và một số hoạt tính sinh học của cây chùm ngây (Moringa oleifera)

Tóm tắt Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu thành phần hóa học và ứng dụng ức chế ăn mòn cho thép của cao chiết xuất từ cây Lộc vừng thuộc họ Lecythidaceae

Luận án Tiến sĩ: Nghiên cứu hiện tượng nứt dăm đê sông vùng đồng bằng sông Hồng và dự báo khả năng bị nứt của một số đoạn đê

AI tóm tắt

Giới thiệu tài liệu

Đối tượng sử dụng

Từ khoá chính

Nội dung tóm tắt

Giới thiệu

Về chúng tôi

Việc làm

Quảng cáo

Liên hệ

Chính sách

Thoả thuận sử dụng

Chính sách bảo mật

Chính sách hoàn tiền

DMCA

Hỗ trợ

Hướng dẫn sử dụng