Luận văn Thạc sĩ Khoa học: Nghiên cứu đề xuất bộ dao động nội cho máy thu tín hiệu truyền hình quảng bá qua vệ tinh Vinasat - 1

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI TRƯỜNG ĐẠI HỌC KHOA HỌC TỰ NHIÊN   

Nguyễn Thị Thảo NGHIÊN CỨU ĐỀ XUẤT BỘ DAO ĐỘNG NỘI CHO MÁY THU TÍN HIỆU TRUYỀN HÌNH QUẢNG BÁ QUA VỆ TINH VINASAT - 1 LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC

Hà Nội – 2011

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI TRƯỜNG ĐẠI HỌC KHOA HỌC TỰ NHIÊN   

Nguyễn Thị Thảo

NGHIÊN CỨU ĐỀ XUẤT BỘ DAO ĐỘNG NỘI CHO MÁY THU TÍN HIỆU TRUYỀN HÌNH QUẢNG BÁ QUA VỆ TINH VINASAT - 1

Chuyên ngành: Vật lý vô tuyến và điện tử Mã số: 60 44 03

LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC:

PGS.TS Bùi Trung Hiếu

Hà Nội – 2011

MỤC LỤC

Lời mở đầu………………………………………………………...…………………...1

Chương 1: Giới thiệu………………………………………………..………………...3

1.1. Khái quát hệ thống truyền hình vệ tinh, máy thu vệ tinh…………..………….3

1.1.1. Hệ thống truyền hình vệ tinh……………………………….…………….3 1.1.2. Máy thu truyền hình vệ tinh…………………………………..…………..8

1.2. Đối tượng và mục đích đề tài…………………………………………..……….10

1.3. Cấu trúc luận văn………………………………………………………..……...11

Chương 2: Một số mô hình bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh..12

2.1. Bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh………...………………...12

2.1.1. Các vấn đề chung về tạo dao động………………….…………………..12

2.1.2. Bộ dao động trong máy thu truyền hình………………………………...14

2.2. Các tham số đặc trưng……………………………………………………….….16

2.2.1. Ổn định biên độ dao động và tần số dao động……………………….….16

2.2.1.1. Ổn định biên độ dao động……………………………………...16

2.2.1.2. Ổn định tần số dao động……………………………………….17

2.2.2. Tiêu hao trong khung cộng hưởng và sự biến đổi trở kháng……………18

2.2.3. Sự khởi động…………………………………………………………….19

2.3. Mô hình dao động riêng………………………………………………………...22

2.3.1. Bộ dao động cặp ghép chéo và bộ dao động Colpitts…………………...22

2.3.2. Bộ dao động tụ điện nối chéo…………………………………………...25

2.4. Mô hình dao động cầu phương…………………………………………………27

2.4.1. Một số vấn đề về ghép cầu phương……………………………………..27

2.4.2. Mô hình triển khai của bộ dao động cầu phương……………………….35

Chương 3: Bộ dao động cầu phương cho máy thu truyền hình quảng bá qua VINASAT-1…………………………………………………………………………..40

3.1. Vệ tinh VINASAT-1……………………………………………………………..40

3.1.1. Giới thiệu………………………………………………………………..40

3.1.2. Các tham số đặc trưng…………………………………………………..41

3.1.3. Yêu cầu đối với máy thu tín hiệu truyền hình từ VINASAT-1…….…...43

3.2. Đề xuất mô hình bộ dao động cầu phương…………………………………….43

3.2.1. Tính toán một số phần tử……………………………………………….46

3.2.2. Bộ đệm………………………………………………………………….48

3.2.2.1. Các mô hình bộ đệm tín hiệu nhỏ……………………………...49

3.2.2.2. Các bộ đệm thực tế…………………………………………….53

3.2.3. Điện cảm………………………………………………………………..54

3.2.4. Điều chỉnh tần số……………………………………………………….56

3.3. Bộ dao động cầu phương đề xuất cho máy thu tín hiệu truyền hình qua VINASAT-1…………………………………………………………………………..61

3.3.1. Sơ đồ bộ dao động…………………………………………………..…..61

3.3.2. Các tham số cơ bản…………………………………………………..….63

Kết luận………………………………………………………………………………66

DANH MỤC HÌNH VẼ

Hình 1.1: Truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống DBS……………..……………………...4

Hình 1.2: Một vệ tinh GEO điển hình được triển khai cho các dịch vụ DBS……….....6

Hình 1.3: Cấu trúc bộ chuyển tiếp sóng mang RF trên vệ tinh GEO…………………..6

Hình 1.4: Một anten thu điển hình và bộ thu giải mã tích hợp (IRD: Integrated Receiver Decoder) tại nhà khách hàng…………………………………………………….……...7

Hình 1.5. Sơ đồ khối đầu cuối thu DBS TV/FM……………………………………….8

Hình 2.1: Sơ đồ tổng quát của mạch dao động……………………………………..…12

Hình 2.2: Mạch cộng hưởng LC cơ bản với các dạng sóng cho dòng điện ban đầu xác định……………………………………………………………………………………15 Hình 2.3: Biến đổi điện trở nối tiếp thành song song………………………….……..18

Hình 2.4: Tách bộ dao động để xác định tỉ lệ khởi động……………………….……..19

Hình 2.5: Các phần tử là nguồn nhiễu trong bộ dao động LC………………….……..20

Hình 2.6: Phác họa lý tưởng hóa của các vùng nhiễu pha thường có trong hầu hết các bộ dao động tích hợp, loại trừ nhiễu biên độ………………………………………….21

Hình 2.7: Sơ đồ của bộ dao động cặp ghép chéo (a) và bộ dao động Colpitts (b)…..23

Hình 2.8: Sơ đồ và mạch tương đương của bộ dao động tụ điện nối chéo……………25

Hình 2.9: Sự phụ thuộc của pha thay đổi dựa trên thời điểm đưa vào của xung dòng điện…………………………………………………………………………………….28

Hình 2.10: Phác họa của một liên kết cầu phương lý tưởng dựa trên một bộ truyền động xung dòng điện được dịch pha 90o bắt nguồn từ đỉnh của điện áp lối vào……………29

Hình 2.11: Mô tả nhiễu lấy trung bình như một hàm của cường độ liên kết………….31

Hình 2.12: Sơ đồ tóm tắt của một liên kết cầu phương lý tưởng dựa trên các loạt xung dòng điện dịch pha 90o xuất phát từ các đỉnh điện áp khác nhau. Các mũi tên cho biết sự chuyển giao thông tin về pha giữa hai khung cộng hưởng…………………………32

Hình 2.13: Sơ đồ của một bộ dao động cặp ghép chéo được liên kết cầu phương……35

Hình 2.14: Sơ đồ của một bộ dao động Colpitts được liên kết cầu phương…………..36

Hình 2.15: Sơ đồ của một CCO liên kết cầu phương………..………………………..37

Hình 2.16: Khung cộng hưởng không bao gồm phần tử tích cực cho thấy hai nút liên kết có thể xảy ra………..…....……………………………………………………...…37

Hình 3.1: Sơ đồ phân cực và tần số băng C………….……………………………..…42 Hình 3.2: Sơ đồ phân cực và tần số băng Ku…………..……………………………..43 Hình 3.3: Mô hình khối thu vệ tinh Zero-IF………………………………………….44

Hình 3.4: Mô tả phổ hạ tần theo hai sơ đồ khác nhau. Các khối hình chữ nhật……….45

Hình 3.5: Sự chuyển mạch của bộ dịch pha để nhận được cả hai băng tần bên trên và bên dưới……….…………………………………………………………………………..47

Hình 3.6: sơ đồ (a) và mô hình tín hiệu nhỏ (b) của một bộ đệm nguồn chung……...49

Hình 3.7: Sơ đồ của một bộ đệm nguồn chung/bộ đổi điện 3 tầng………….………51

Hình 3.8: Sơ đồ (bên trái) và mô hình tín hiệu nhỏ (bên phải) của một bộ đệm lặp nguồn………………………………….……………………………………………….52

Hình 3.9: Độ tự cảm và Q so với tần số cho một điện cảm với đường kính trong 10 m [1]…………………..………………………….……………………..…………55

2m điốt biến dung……………………………….58

Hình 3.10: Đường cong C-V của 1

)nm



Hình 3.11: Đường cong C-V của một điốt biến dung có kích thước tối thiểu (120 60 ……………………………...……………………………………….58

Hình 3.12: Sơ đồ thể hiện kết nối điốt điện dung…………………………………….59

Hình 3.13: Sơ đồ thể hiện kết nối điện dung thay thế…………………………………59

Hình 3.14: Sơ đồ mạch Colpitts lấy tín hiệu I từ bộ cộng hưởng……………………..62

Hình 3.15: Sơ đồ mạch Colpitts lấy tín hiệu Q từ bộ cộng hưởng …………………..62

Hình 3.16: Sơ đồ của nguồn chung 3 tầng không đối xứng/bộ đệm đảo……………...63

Hình 3.17: Tín hiệu 4 đầu ra của bộ dao động ở tần số 11.7GHz…………………..…65

DANH MỤC BẢNG

Bảng 3.1: So sánh các cấu trúc liên kết khác nhau của bộ dao động [1]……………...63

Bảng 3.2: Điện dung được tính cho mỗi bộ phát đáp băng – Ku của Vinasat – 1…….64

CHỮ VIẾT TẮT

ADC Analog-to-Digital Converter Bộ chuyển đổi tương tự-số

AGC Automatic Gain control Tự động điều chỉnh độ lợi

CCO Crossed-Capacitor Oscillator Bộ dao động tụ điện nối chéo

DBS Direct Broadcast Satellite Vệ tinh quảng bá trực tiếp

EPG Electronic Program Guide Hướng dẫn chương trình điện tử

FEC Forward Error Correction Chuyển tiếp sửa lỗi

FoM Figure of Merit Hệ số phẩm chất

GEO Geostatinary Earth Orbit Quỹ đạo địa tĩnh

IDU In Door Unit Khối trong nhà

IF Immediate Frequency Trung tần

IRD Integrated Receiver Decoder Bộ thu giải mã tích hợp

IRR Image - Rejection Ratio Tỉ lệ loại bỏ tần số ảnh

ISF Impulse Sensitivity Function Hàm độ nhạy xung

LHC Left-Hand Circular Phân cực tròn trái

LNA Low Noise Amplifier Khối khuếch đại tạp âm nhỏ

LNB Low Noise Block Khối tạp âm nhỏ

LNC Low Noise Converter Khối biến đổi tạp âm nhỏ

LSB Least Significant Bit Bít ít quan trọng nhất

LO Local Oscillator Bộ dao động nội

ODU Out Door Unit Khối ngoài trời

PLL Phase Locked Loop Vòng khóa pha

PSD Power Spectral Density Mật độ phổ công suất

QPSK Quadrature Phase Shift Keying Khóa dịch pha cầu phương

RHC Right-Hand Circular Phân cực tròn phải

SFD Saturated Flux Density Mật độ thông lượng bão hòa

S/N Signal/noise Tín hiệu/ nhiễu

SSB Single-Sideband Dải đơn biên

TWT Travelling Wave Tube Bộ khuếch đại đèn sóng chạy

UHF Ultra High Frequency Tần số siêu cao

VCO Voltage-Controlled Oscillator Bộ dao động điều khiển bằng điện áp

VHF Very High Frequency Tần số rất cao

W/L Width/Length Độ rộng/Độ dài

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Lời mở đầu

Năm 2008 nước ta đã có vệ tinh riêng VINASAT-1. Đây là vệ tinh viễn thông

nhưng các dịch vụ quảng bá được cung cấp khá nhiều đặc biệt là dịch vụ truyền hình

vệ tinh. Đối với máy thu vệ tinh nói chung và máy thu truyền hình quảng bá nói riêng

thì viêc tạo sóng mang sử dụng cho quá trình trộn tần đóng vai trò hết sức quan trọng

trong việc quyết định chất lượng máy thu.

Mặc dù chất lượng hình ảnh từ bộ thu tín hiệu truyền hình vệ tinh hiện nay là

khá tốt nhưng giá thiết bị tương đối đắt. Hơn nữa khối tạp âm thấp (LNB) và bộ giải

mã thường được tách ra thành hai phần quen thuộc là khối ngoài trời (ODU) và khối

trong nhà (IDU). Hai thành phần này được nối với nhau bằng cáp có tổn hao. Cáp

thường dùng để cấp điện một chiều cho LNB, đòi hỏi phải có thêm đường dây cấp điện

cho bộ giải mã. Vì những lý do đó mà bộ thu vệ tinh đắt hơn nhiều khi sản xuất và lắp

đặt so với bộ chọn sóng trong TV thông thường.

Hiện nay, quy trình CMOS đã thu hẹp độ dài transistor và độ mỏng của oxit cực

cửa hơn bao giờ hết, tạo ra các bộ chuyển đổi tương tự số (ADC) nhanh hơn và chính

xác hơn. Vậy nên sự chuyển đổi trực tiếp hoàn toàn băng Ku được lựa chọn. Không có

các tầng IF trung gian, các hệ số hiệu suất bộ dao động hơi thấp có thể được cho phép

và làm cho việc chuyển đổi hoàn toàn RF thành băng gốc trong một chip CMOS có

kích thước hợp lý được lựa chọn. Với giải pháp bộ thu tín hiệu vệ tinh CMOS một

chíp, giá thành sản phẩm và lắp đặt sẽ giảm đáng kể, tính linh hoạt tăng.

Trọng tâm của luận văn là đề xuất một bộ dao động có thể điều khiển bằng số

tích hợp. Đối với sự biến đổi trực tiếp đòi hỏi một bộ dao động cầu phương khóa vào

một tinh thể thạch anh bên ngoài bởi cách thức của một vòng khóa pha (PLL).

Hiệu suất của 3 loại bộ dao động cầu phương LC được so sánh: Bộ dao động

Colpitts, bộ dao động cặp ghép chéo và bộ dao động tụ điện chéo. Luận văn cũng so

sánh bộ dao động cầu phương và bộ dao động đơn. Mặc dù bộ dao động cặp ghép chéo

1

có thể đạt được FoM cao nhất và bộ dao động tụ điện chéo có thể đạt được IRR cao

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

nhất, bộ dao động Colpitts được đề xuất, do hiệu suất IRR hợp lý và khả năng hoạt

động ở điện thế cung cấp cao hơn bộ dao động cặp nối chéo, cho phép hiệu suất nhiễu

pha ổn định.

Luận văn tính toán những tần số và điện dung varicap phù hợp với từng kênh

đường xuống trong băng Ku của Vinasat-1.

Do thời gian thực hiện luận văn có hạn, kiến thức còn hạn chế nên luận văn

không tránh khỏi những thiếu sót, em rất mong nhận được những đóng góp quý báu

2

của các thầy cô để hoàn thiện hơn luận văn của mình.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Chương 1: Giới thiệu

1.1. Khái quát hệ thống truyền hình vệ tinh, máy thu vệ tinh

1.1.1. Hệ thống truyền hình vệ tinh

Thông tin vệ tinh đã trở thành một phương tiện truyền thông rất phong phú và

đa dạng. Thể hiện từ các hệ thống thông tin vệ tinh toàn cầu kết nối số liệu và lưu

lượng thoại lớn cho đến các vệ tinh quảng bá cho các chương trình truyền hình.

Trước đây, khi chưa có truyền hình vệ tinh, để xem các sự kiện lớn trên khắp thế

giới khán giả truyền hình phải chờ chuyển băng hình theo đường hàng không đến chậm

cả tuần. Ngày nay, với truyền hình vệ tinh chúng ta có thể xem ngay khi sự kiện đang

diễn ra với chất lượng hình ảnh tốt.

Truyền hình vệ tinh thực chất là một hệ thống sử dụng đường truyền vô tuyến

qua vệ tinh, được sử dụng để cung cấp các chương trình truyền hình tới người xem trên

toàn thế giới. Các tín hiệu truyền hình trong hệ thống truyền hình vệ tinh quảng bá

thường được nén kỹ thuật số, cho phép nhiều chương trình được chuyển tiếp từ một bộ

phát đáp đơn trên vệ tinh.

Về mặt kĩ thuật, một hệ thống truyền hình vệ tinh quảng bá trực tiếp (DBS: Direct

Broadcast Satellite) có 3 thành phần chính:

- Trạm phát tín hiệu vệ tinh/đường lên

- Vệ tinh chuyển tiếp trên quỹ đạo địa tĩnh GEO (Geostatinary Earth Orbit)

- Thiết bị thu truyền hình vệ tinh tại nhà khách hàng

Trạm phát tín hiệu vệ tinh: Giống như các hình thức khác của thông tin vệ tinh, tín hiệu

dịch vụ DBS bắt nguồn từ mặt đất. Các kênh cơ bản của dịch vụ DBS thông thường

được truyền đến thiết bị liên kết vệ tinh thông qua kết nối cáp của mạng mặt đất. Các

tín hiệu liên kết vệ tinh cũng có thể được sử dụng để cung cấp nội dung chương trình

cho các nhà cung cấp dịch vụ truyền hình khác (như các công ty truyền hình vệ tinh

hoặc truyền hình cáp). Ngày càng nhiều các nhà cung cấp dịch vụ DBS để cung cấp

3

các kênh truyền hình vệ tinh. Các anten trạm phát vệ tinh đường lên thường khá lớn,

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

thông thường có đường kính (9m  12m). Điều này đóng một vai trò quan trọng trong

việc tập trung năng lượng và cung cấp cường độ tín hiệu cao hơn cho các vệ tinh trên

quỹ đạo. Các tần số liên kết với vệ tinh nằm ở một dải tần số riêng phù hợp với bộ phát

đáp vệ tinh. Hình 1.1 dưới đây cho thấy tổng quan về quá trình truyền dẫn tín hiệu

trong hệ thống DBS.

Hình 1.1: Truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống DBS.

Nhìn chung, nội dung thông tin nhận bởi thiết bị đường lên không bị thay đổi.

Tuy nhiên, thiết bị đường lên không cung cấp một số chức năng quan trọng. Những

chức năng này bao gồm sự điều chỉnh và tái đồng bộ của tín hiệu đến. Trong trường

hợp nội dung được ghi lại trước, điều này cũng liên quan đến việc kiểm soát chất lượng

4

và các chức năng phát lại. Nội dung chương trình cũng được sao chép từ các băng chủ

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

và được lưu trữ trên các máy chủ video phát sóng trên kênh vệ tinh phù hợp theo lịch

trình/hướng dẫn chương trình điện tử (EPG: Electronic Program Guide). Truy cập có

điều kiện tạo nên một phần rất quan trọng của mô hình kinh doanh dịch vụ DBS và các

nhà cung cấp dịch vụ DBS cần phải làm thế nào đó để khách hàng sử dụng và trả tiền

cho dịch vụ này.

Thiết bị phát sóng cũng cung cấp các chức năng xử lý tín hiệu quan trọng như

nén nội dung video và audio. Nội dung chương trình thường được nén (từ khoảng 270

Mb/s) thành khoảng 1  10 Mb/s trước khi truyền. Điều này giúp tăng cao số lượng các

kênh trên một băng thông nhất định. MPEG là chuẩn mã hóa phổ biến nhất được sử

dụng trong khi khóa dịch pha cầu phương (QPSK: Quadrature Phase Shift Keying) là

sơ đồ điều chế phổ biến nhất được sử dụng bởi dịch vụ DBS.

Các vệ tinh quảng bá GEO: Việc quảng bá tín hiệu từ đường lên DBS được thực hiện

bởi bộ phát đáp RF thích hợp (một phần của bộ chuyển tiếp dịch tần số) trên vệ tinh.

Hầu hết các vệ tinh viễn thông chỉ đơn giản là các trạm chuyển tiếp vô tuyến với nhiều

bộ phát đáp ở trên vệ tinh. Mỗi bộ phát đáp có băng thông vài chục MHz.

Hoạt động đặc trưng của một bộ phát đáp thường được xem như bộ chuyển tiếp vô

tuyến bởi vì thực tế các tín hiệu đường lên thường được khuếch đại và dịch tới một tần

số khác (được gọi là đổi tần) để tránh giao thoa với tín hiệu đường lên trước khi được

5

gửi trở lại đường xuống.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 1.2: Một vệ tinh GEO điển hình được triển khai cho các dịch vụ DBS

Các vệ tinh GEO sử dụng cho dịch vụ DBS có xu hướng giống với các vệ tinh

được sử dụng cho việc truyền dẫn thông tin truyền thống (hình 1.2). Từ giữa những

năm 1990, các vệ tinh được triển khai cho các dịch vụ DBS tăng đột biến về cả kích

thước và trọng lượng. Tuy nhiên việc tăng kích thước và trọng lượng này mang đến

nhiều lợi ích cho các dịch vụ DBS. Những tấm panel pin mặt trời lớn ở hai bên cho

phép tạo ra công suất DC lớn hơn và các anten lớn hơn tạo điều kiện định hướng các

chùm sóng đường xuống tốt hơn.

6

Hình 1.3: Cấu trúc bộ chuyển tiếp sóng mang RF trên vệ tinh GEO.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Như được biểu diễn ở hình 1.3, một vệ tinh DBS bao gồm các bộ chuyển tiếp

dịch tần số. Máy thu băng thông rộng để nhận tín hiệu đường lên và chuyển đổi thành

tần số đường xuống (bộ khuếch đại tạp âm nhỏ và đổi tần: LNB). Sau đó là các bộ phát

đáp với mỗi phát đáp gồm: Một bộ khuếch đại tự động điều chỉnh độ lợi (AGC:

Automatic Gain Control) và một bộ khuếch đại đèn sóng chạy (TWT: Travelling Wave

Tube) công suất cao. Mỗi bộ khuếch đại TWT thường có mức công suất tối đa 240W.

Thiết bị thu truyền hình vệ tinh tại nhà khách hàng: Thiết bị điển hình được khách

hàng sử dụng để thu và giải mã tín hiệu DBS được minh họa trong hình 1.4. Thiết bị

này bao gồm một anten thu có mặt phản xạ hình parabol được sử dụng để phản xạ tín

hiệu vệ tinh tới loa thu. Tiếp theo loa thu được đặt tại tiêu điểm của anten và nằm phía

trước của ống dẫn sóng được sử dụng để đưa tín hiệu thu tới bộ khuếch đại tạp âm nhỏ

và đổi tần (LNB). Tại đó tín hiệu được chuyển đổi xuống IF, băng L: (950  1450)

MHz.

Hình 1.4: Một anten thu điển hình và bộ thu giải mã tích hợp (IRD: Integrated Receiver

Decoder) tại nhà khách hàng.

LNB nhận điện áp DC cấp qua cáp đồng trục, cáp được sử dụng để cung cấp tín

hiệu trung tần cho bộ thu giải mã tích hợp (IRD: Integrated Receiver Decoder). Bộ IRD

7

bao gồm các thành phần chức năng quan trọng cần thiết cho dịch vụ DBS. Đó là bộ

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

giải điều chế QPSK, bộ tái tạo tín hiệu truyền hình, bộ chọn kênh IF, bộ giải mã FEC,

bộ phân kênh dòng, bộ giải mã (để truy cập có điều kiện), và bộ giải mã MPEG

(video/audio).

Theo quy định, truyền hình quảng bá trực tiếp đến máy thu TV gia đình được thực

hiện trong băng tần Ku (12 GHz). Dịch vụ này được gọi là dịch vụ vệ tinh quảng bá

trực tiếp DBS. Tùy thuộc vào vùng địa lý ấn định băng tần có thể thay đổi.

1.1.2. Máy thu truyền hình vệ tinh

Hình 1.5 cho thấy các khối chính trong một hệ thống thu DBS của đầu thu người

dùng. Tất nhiên cấu trúc này sẽ thay đổi trong các hệ thống khác nhau, nhưng sơ đồ

này sẽ cung cấp các khái niệm cơ sở về máy thu truyền hình tương tự (FM). Hiện nay

truyền hình số trực tiếp đến gia đình đang dần thay thế các hệ thống tương tự, nhưng

các khối ngoài trời vẫn giống nhau cho cả hai hệ thống.

8

Hình 1.5. Sơ đồ khối đầu cuối thu DBS TV/FM [3].

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Khối ngoài trời

Khối này bao gồm một anten thu tiếp sóng trực tiếp cho tổ hợp khuếch đại tạp

âm nhỏ/ biến đổi hạ tần.

Băng tần đường xuống dải từ 12,2 GHz đến 12,7 GHz có độ rộng 500 MHz cho

phép 32 kênh truyền hình với mỗi kênh có độ rộng là 24 MHz. Tất nhiên các kênh cạnh

nhau sẽ phần nào chồng lấn lên nhau, nhưng các kênh này được ấn định phân cực tròn

trái (LHC: Left-Hand Circular) và phân cực tròn phải (RHC: Right – Hand Circular)

đan xen để giảm nhiễu đến mức cho phép. Sự phân bố tần số như vậy được gọi là đan

xen phân cực. Loa thu có bộ lọc phân cực được chuyển mạch đến phân cực mong

muốn dưới sự điều khiển của khối trong nhà.

Loa thu tiếp sóng cho khối biến đổi tạp âm nhỏ (LNC: Low Noise Converter)

hay khối kết hợp khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA: Low Noise Amplifier) và biến đổi (gọi

chung là LNA/C). Khối kết hợp này được gọi là LNB (Low Noise Block: khối tạp âm

nhỏ). LNB đảm bảo khuếch đại tín hiệu băng 12 GHz và biến đổi nó vào dải tần số

thấp hơn để có thể sử dụng cáp đồng trục giá rẻ nối đến khối trong nhà. Dải tần tín hiệu

sau hạ tần là 950-1450 MHz (hình 1.5). Cáp đồng trục hoặc đôi dây xoắn được sử dụng

để cấp nguồn một chiều cho khối ngoài trời. Ngoài ra còn có các dây điều khiển

chuyển mạch phân cực.

Khuếch đại tạp âm nhỏ cần được thực hiện trước đầu vào khối trong nhà để đảm

bảo tỷ số tín hiệu trên tạp âm yêu cầu. Ít khi bộ khuếch đại tạp âm nhỏ được đặt tại

phía đầu vào khối trong nhà vì nó có thể khuếch đại cả tạp âm của cáp đồng trục. Tất

nhiên khi sử dụng LNA ngoài trời cần đảm bảo nó hoạt động được trong điều kiện thời

tiết khắc nghiệt.

Khối trong nhà cho TV tương tự

Tín hiệu cấp cho khối trong nhà thường có băng tần từ 950 đến 1450 MHz.

Trước hết nó được khuếch đại rồi chuyển đến bộ lọc bám để chọn kênh cần thiết (hình

9

1.5). Như đã nói, đan xen phân cực được sử dụng vì thế khi thiết lập một bộ lọc phân

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

cực ta chỉ có thể thu được một nửa số kênh. Điều này giảm nhẹ hoạt động của bộ lọc

bám vì bây giờ các kênh đan xen được đặt cách xa nhau hơn.

Sau đó kênh đã chọn được biến đổi hạ tần: Thường từ dải 950 MHz vào 70

MHz, tuy nhiên cũng có thể chọn các tần số trong dải VHF. Bộ khuếch đại 70 MHz

khuếch đại tín hiệu đến mức cần thiết cho giải điều chế. Sự khác biệt chính giữa DBS

và TV thông thường ở chỗ DBS sử dụng điều tần còn TV thông thường sử dụng điều

biên (AM) ở dạng đơn biên có nén (VSSB: Vestigal Single Sideband). Vì thế cần giải

điều chế FM sóng mang 70 MHz và sau đó điều chế AM để tạo ra tín hiệu VSSB trước

khi cung cấp cho các kênh VHF/UHF của máy thu TV tiêu chuẩn.

Máy thu DBS còn cung cấp nhiều chức năng không được thể hiện trên hình 1.5.

Chẳng hạn các tín hiệu Video và Audio sau giải điều chế ở đầu ra V/A có thể cung cấp

trực tiếp cho các đầu V/A của máy thu hình. Ngoài ra để giảm nhiễu người ta còn bổ

sung vào sóng mang vệ tinh một dạng phân tán năng lượng và máy thu DBS có nhiệm

vụ loại bỏ tín hiệu này. Các đầu cuối cũng có thể được trang bị các bộ lọc IF để giảm

nhiễu từ các mạng truyền hình mặt đất, ngoài ra có thể phải sử dụng bộ giải ngẫu nhiên

hóa (giải mã) để thu một số chương trình.

1.2. Đối tượng và mục đích đề tài

Đối với máy thu vệ tinh nói chung và máy thu truyền hình quảng bá nói riêng thì

việc tạo sóng mang sử dụng cho quá trình trộn tần đóng vai trò hết sức quan trọng

trong việc quyết định chất lượng máy thu.

Các bộ dao động hoạt động ở dải tần số siêu cao (băng Ku) thường gặp nhiều vấn

đề về độ ổn định tần số, ghép nối tín hiệu ra cũng như khả năng điều chỉnh tần số chính

xác để tạo sóng mang phù hợp. Do đó việc nghiên cứu đề xuất bộ dao động sử dụng

cho các máy thu truyền hình dân sinh là hết sức cần thiết.

Trọng tâm của luận văn này là nghiên cứu đề xuất một bộ dao động khả chỉnh. Đối

10

với sự biến đổi trực tiếp, đòi hỏi một bộ dao động cầu phương, nó khóa vào một tinh

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

thể thạch anh bên ngoài theo phương thức của một vòng khóa pha (PLL). Luận văn đưa

ra được sơ đồ, các thông số của bộ dao động đề xuất, tính toán điện dung của varacap

phù hợp với từng kênh dải tần băng Ku của Vinasat-1.

1.3. Cấu trúc luận văn

Luận văn được tổ chức như sau:

Chương 2 giới thiệu một số mô hình bộ dao động nội trong máy thu truyền hình

vệ tinh.

Bộ dao động cầu phương dùng cho máy thu truyền hình vệ tinh qua VINASAT-1

được trình bày trong chương 3.

Phần kết luận tóm tắt các kết quả đạt được của luận văn và trình bày hướng nghiên

11

cứu tiếp theo.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Chương 2: Một số mô hình bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh

2.1. Bộ dao động nội trong máy thu truyền hình vệ tinh

2.1.1. Các vấn đề chung về tạo dao động

Các mạch tạo dao động sử dụng trong hệ thống thông tin có dải tần hoạt động

tới hàng chục GHz. Để tạo dao động có thể sử dụng các phần tử tích cực như trasistor,

các bộ khuếch đại thuật toán, diode tunel… Các bộ dao động dùng khuếch đại thuật

toán khi tần số yêu cầu thấp và trung bình, khi tần số yêu cầu cao transistor, đặc biệt

các transistor trường (JFET, MOSFET), được sử dụng.

Có thể tạo dao động điều hòa bằng mạch khuếch đại có hồi tiếp dương hoặc bằng

mạch tích hợp.

Xét mạch khuếch đại có hồi tiếp dương (hình 2.1):

Hình 2.1: Sơ đồ tổng quát của mạch dao động.

K K e  kj



.

ht



K e  j .

Giả sử, khối khuếch đại (A) có hệ số khuếch đại: và khối hồi tiếp (B)

htK

X



K X .

v

r

X



' r

K X . ht

r

  X

.

.

' r

K K X ht

v

có hệ số truyền đạt: khi đó:

1

.

1

.

htK K  biên độ dao động tăng; khi

htK K  biên độ dao động ổn định,

Khi

X

X

v

' r

, nghĩa là lúc đó ta có thể nối điểm a và a’ và tín hiệu lấy ra từ mạch hồi tiếp

được đưa trở lại đầu vào (mạch điện không có tín hiệu vào mà có tín hiệu ra).

12

Vậy điều kiện để mạch dao động ổn định là:

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

X

K K .

' r

  X v

ht

 1

(

j

)

k

ht

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

.



1

(2.1)

htK K e   .

Hay là:

Trong đó:

K: Hệ số khuếch đại biên độ

k : Góc dịch pha của bộ khuếch đại

ht : Góc dịch pha của mạch hồi tiếp

1



K K .

(1)

Kht: Hệ số hồi tiếp biên độ







 2 n

(2)

 ht       k ht

n   

0, 1, 2,...

Từ (2.1)

Với

: Tổng dịch pha của bộ khuếch đại và của mạch hồi tiếp, biểu thị sự dịch pha

’ và Xv.

giữa Xr

Biểu thức (1): Điều kiện cân bằng biên độ, cho biết mạch chỉ có thể tạo ra dao

động có biên độ ổn định khi hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại bù được hoàn toàn tổn

hao do mạch hồi tiếp gây ra.

Biểu thức (2): Điều kiện cân bằng pha, cho thấy dao động chỉ có thể phát sinh khi

tín hiệu hồi tiếp về đồng pha với tín hiệu vào.

Về mặt vật lý, hệ tự dao động khi phần tử khuếch đại K bù đủ năng lượng tổn

hao trong vòng hồi tiếp (điều kiện cân bằng biên độ) và bù pha (điều kiện cân bằng

pha). Nếu điều kiện cân bằng pha chỉ đúng ở một tần số f0 thì dao động tạo ra sẽ là dao

động hình sin có tần số f0.

Quá trình tạo dao động hình sin gồm ba giai đoạn như sau:

Khi ta đóng nguồn một chiều cho mạch thì ở đầu vào của mạch khuếch đại sẽ xuất

hiện rất nhiều các thành phần hài do đột biến nguồn. Chúng được khuếch đại và qua

13

mạch hồi tiếp dương để trở lại đầu vào. Lúc này các thành phần có biên độ rất nhỏ.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Thành phần tần số thoả mãn điều kiện cân bằng pha sẽ được tăng dần về biên độ . Giai

đoạn này gọi là giai đoạn tự kích hay phát sinh dao động .

Giai đoạn thứ hai là giai đoạn thiết lập dao động : biên độ của dao động tăng dần.

Trong giai đoạn này biên độ và tần số của dao động dần tiến về giá trị ổn định. Đây là

quá trình quá độ diễn ra trong mạch.

Giai đoạn thứ ba là giai đoạn xác lập dao động , biên độ và tần số của dao động có

giá trị ổn định.

* Đặc điểm của mạch dao động

- Mạch dao động cũng là một mạch khuếch đại có hồi tiếp dương. Năng lượng tự

dao động lấy từ nguồn cung cấp một chiều.

- Mạch phải thỏa mãn điều kiện cân bằng biên độ và pha.

- Mạch phải chứa ít nhất một phần tử tích cực làm nhiệm vụ biến đổi năng lượng

một chiều thành xoay chiều.

- Mạch phải chứa một phần tử phi tuyến hay một khâu điều chỉnh để đảm bảo cho

biên độ dao động không đổi ở trạng thái xác lập.

2.1.2. Bộ dao động trong máy thu truyền hình

Bộ dao động là khối xây dựng cơ bản cho máy phát và máy thu thông tin. Mục

đích của bộ dao động là cung cấp sóng mang cho quá trình xử lý ở máy phát và máy

thu. Bộ dao động với tần số cố định thường được sử dụng như bộ dao động chuẩn gốc,

trong khi đó bộ dao động khả chỉnh là một phần của bộ tổng hợp tần số để điều khiển

bộ trộn.

Bộ dao động có thể được chia thành các loại khác nhau, dạng sin và không sin,

hoặc khả chỉnh và không khả chỉnh. Các bộ dao động dạng sin thường sử dụng các

mạch lọc tần RC, LC và tinh thể. Các bộ dao động không phải dạng sin thường sử dụng

14

hồi tiếp phi tuyến như bộ dao động tích thoát và bộ dao động vòng. Các bộ dao động

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

khả chỉnh chủ yếu sử dụng mạch cộng hưởng với các điốt điện dung điều khiển điện

áp.

Về cơ bản có hai loại bộ dao động, bộ dao động RC, như các bộ dao động vòng, và

bộ dao động LC (các tinh thể trong thực tế được coi như bộ cộng hưởng LC). Vì bộ

dao động RC có tần số thấp, kém ổn định nên không được đề cập trong luận văn.

 u U

sin(

)

   t u

i



Isin(

)

o    t i

o

Mạch cộng hưởng LC làm việc theo nguyên lý được minh họa trong hình 2.2.

Hình 2.2: Mạch cộng hưởng LC cơ bản với các dạng sóng cho dòng điện ban

đầu xác định.

Khi cung cấp dòng điện hoặc điện áp cho mạch, tụ điện sẽ được tích điện cho đến

e

 

L

khi nào đầy nó sẽ phóng điện qua L. Ban đầu dòng điện tăng gây ra hiện tượng tự cảm

di dt

với . Suất điện động tự cảm làm chậm sự phóng điện của tụ điện, và khi tụ

điện hết điện tích thì dòng tự cảm lại nạp điện cho tụ điện, làm cho tụ điện lại được tích

điện nhưng theo chiều ngược lại. Sau đó, tụ điện lại phóng điện. Hiện tượng sẽ lặp đi

15

lặp lại tạo thành dao động điện từ trong mạch.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

 

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

0 1/ LC

Ở tần số cộng hưởng , trở kháng của mạch LC song song trở thành vô

2

hạn (tương đương, trở kháng của mạch nối tiếp bằng 0), năng lượng được dự trữ trong

Cu ) thành năng lượng dòng trong

1 2

2

mạch chuyển từ năng lượng thế trong tụ điện (

Li ) và ngược lại, với điện áp và dòng điện có dạng hình sin vuông pha

1 2



L C /

cuộn dây (

V I 0/ 0

với nhau và tỉ số biên độ điện áp và dòng điện là . Bằng cách cung cấp

dòng điện hoặc điện áp, các mạch điện có thể hoạt động ở một tần số được điều khiển

một cách chính xác bằng cách điều chỉnh giá trị các thành phần của mạch cộng hưởng.

2.2. Các tham số đặc trưng

2.2.1. Ổn định biên độ dao động và tần số dao động

2.2.1.1. Ổn định biên độ dao động

Khi mới đóng mạch, nếu điều kiện cân bằng pha được thỏa mãn tại một tần số

nào đó, đồng thời KKht>1 thì mạch phát sinh dao động ở tần số đó. Ta nói mạch ở trạng

thái quá độ. Ở trạng thái xác lập, biên độ dao động không đổi ứng với KKht=1.

Để đảm bảo biên độ ở trạng thái xác lập, có thể thực hiện các biện pháp sau đây:

- Hạn chế biên độ điện áp ra bằng cách chọn trị số điện áp nguồn cung cấp một chiều

thích hợp.

- Dịch chuyển điểm làm việc trên đặc tuyến phi tuyến của phần tử tích cực nhờ thay đổi

điện áp phân cực đặt lên cực điều khiển của phần tử khuếch đại.

- Dùng mạch hồi tiếp phi tuyến hoặc dùng phần tử hiệu chỉnh. Ví dụ điện trở nhiệt, điện

trở thông của diode.

16

Tùy vào mạch điện cụ thể có thể áp dụng một trong biện pháp trên.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

2.2.1.2. Ổn định tần số dao động

Vấn đề ổn định tần số dao động liên quan chặt chẽ đến điều kiện cân bằng pha.

Khi dịch pha giữa điện áp hồi tiếp đưa về và điện áp ban đầu thay đổi sẽ dẫn đến thay







 2 n

đổi của tần số dao động.

   k ht

n

  

0

Điều kiện cân bằng pha:

  ht

k

 0

Cho

k phụ thuộc vào tham số m của mạch khuếch đại và

ht phụ thuộc tham

Giả sử

,k

ht  phụ thuộc tần số 

     )

n ( ,

m ,

(

k

ht

số n của mạch hồi tiếp, đồng thời

 ) 0

Từ đó ta có:

dn



dm

 d



(2.2)

k

    ht k   m n     ht     

Vi phân toàn phần và biến đổi biểu thức trên ta nhận được biểu thức:

Từ biểu thức (2.2) ta suy ra các biện pháp nâng cao độ ổn định tần số:

1. Thực hiện các biện pháp nhằm giảm sự thay đổi tham số của mạch hồi tiếp (dn) và

mạch khuếch đại (dm)

- Dùng nguồn ổn áp.

- Dùng các phần tử có hệ số nhiệt nhỏ.

- Giảm ảnh hưởng của tải đến mạch dao động bằng cách mắc thêm tầng đệm ở đầu ra

của tầng dao động.

- Dùng các linh kiện có sai số nhỏ.

2. Dùng các biện pháp nhằm giảm tốc độ thay đổi góc pha theo tham số của mạch, nghĩa

 k  m

 ht  n

17

là giảm và bằng cách chọn mạch dao động thích hợp.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

    ht ,k    

3. Thực hiện các biện pháp làm tăng tốc độ thay đổi góc pha theo tần số, tức là tăng

xung quanh tần số dao động bằng cách sử dụng các phần tử có phẩm chất cao, ví dụ thạch anh.

2.2.2. Tiêu hao trong khung cộng hưởng và sự biến đổi trở kháng

Trong thực tế, các thành phần kháng lý tưởng không tồn tại, luôn có hao phí,

thường được thể hiện như một điện trở nối tiếp. Điện trở nối tiếp này gây ra trở kháng

 ( )



R

 ( )



jX

 ( )

tZ

nên trở kháng tổng được viết như sau: và độ phẩm chất Q phụ

Q

 ( )



X

  ( R )

) /

(

thuộc vào tần số theo công thức sau: .

Có thể hợp nhất tất cả các hao phí thành một điện trở. Với phép biến đổi trở

kháng, nếu chỉ xem xét các tín hiệu băng hẹp thì điện trở nối tiếp Rs của các thành phần

kháng có độ phẩm chất cao có thể chuyển đổi thành các điện trở song song Rp, như

2

(2.3)

 R Q R s

p

được minh họa trong hình 2.3. Trong cả hai trường hợp, phần điện cảm và điện dung

Các điện trở song song này sau đó dễ dàng được kết nối thành một điện trở tổng song

song tương đương RT. Sự biến đổi trở kháng là rất cần thiết để làm đơn giản phép phân

tích các bộ dao động có độ phẩm chất cao/nhiễu thấp ở tần số cỡ GHz.

18

Hình 2.3: Biến đổi điện trở nối tiếp thành song song.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Điện trở tổng được bù trừ bởi một “điện trở âm” làm cho dao động được duy trì ở

tần số mong muốn. Một điện trở song song lớn đòi hỏi bù trừ ít hơn (dòng điện được

đưa vào ít hơn) và do đó thích hợp hơn. Nói cách khác, điện trở song song càng lớn thì

độ phẩm chất của khung cộng hưởng càng cao, độ phẩm chất của khung cộng hưởng

Q



(2.4)

h

R T L C /

được xác định như sau:

2.2.3. Sự khởi động

Điều quan trọng là bộ dao động phải hoạt động và nếu nó hoạt động ta sẽ biết được

giới hạn của nó. Với mục đích này, ta tách bộ dao động thành phần tích cực và phần

thụ động (hình 2.4).

a. Mạch nối tiếp b. Mạch song song

Hình 2.4: Tách bộ dao động để xác định tỉ lệ khởi động.

Để thuận lợi trong phân tích, điện cảm được lựa chọn thuộc phần thụ động, điện

dung được đưa sang phần tích cực. Tỉ lệ khởi động tương ứng đối với mạch nối tiếp và

19

mạch song song được cho bên dưới.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

active

m



(2.5)

 R R

p sive as

Tỉ lệ khởi động (nối tiếp)



R

p sive as

m



(2.6)

R

active

Tỉ lệ khởi động (song song)

Thông thường tỉ lệ khởi động lớn hơn 1, nhưng trong những bộ dao động mới thường tỉ

lệ khởi động lớn hơn 2.

2.2.4. Nhiễu pha

Cả điện trở song song (tương đương) RT và khối phần tử tích cực bù trừ tổn hao đều

sinh ra nhiễu. Khối phần tử tích cực thường cũng bù tổn hao do điện trở lối ra Rds sinh

ra. Điều này được mô tả trong hình 2.5.

Hình 2.5: Các phần tử là nguồn nhiễu trong bộ dao động LC.

4.



4.

 f . .

.



Các điện trở và khối phần tử tích cực sinh ra nhiễu nhiệt, thường là nhiễu trắng



f

 và 2 i ds

k T . B

.B k T R

khác nhau qua với mật độ dòng nhiễu tương ứng là 2 i R

20

các quá trình, nhưng thông thường được giả định là 2/3. Ngoài ra, các thiết bị CMOS

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

nhỏ đóng góp lượng nhiễu 1/f đáng kể. Hàm truyền dòng nhiễu của bộ dao động LC chứa thêm nhiễu 1/f2 đối với các dải biên [7] và các bộ đệm lối ra sinh ra một tầng nhiễu trắng phẳng. Điều này làm tăng 3 vùng nhiễu pha, 1/f3, 1/f2 và các vùng phẳng

(được xác định sau độ độ dốc), trong phổ tần gần tần số dao động, được minh họa trong

hình 2.6 đối với trạng thái không có nhiễu biên độ. Chú ý rằng theo nguyên lý, phổ này

đối xứng xung quanh tần số dao động đối với các phân nhánh nhỏ (nhiễu pha đúng

bằng nhau để gây ra cả biến đổi tần số âm và dương).

Hình 2.6: Phác họa lý tưởng hóa của các vùng nhiễu pha thường có trong hầu hết

các bộ dao động tích hợp, loại trừ nhiễu biên độ [12].

Mối quan hệ giữa phổ mật độ công suất của bộ dao động (PSD: Power Spectral

S



f

f





X



(2.7 )

 L f



c P s

Density) và phổ nhiễu pha dải đơn biên (SSB: Single-Sideband) được cho như sau [8]:

Trong đó fc là tần số dao động tính bằng Hz, SX(fc + f) là mật độ phổ công suất của

bộ dao động tính theo đơn vị W/Hz tập trung xung quanh tần số dao động (bỏ qua

nhiễu biên độ), và Ps là công suất toàn phần trong phổ. Trong [8] đề xuất tính toán công

21

suất toàn phần như sau:

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

f

c

3 2

S

(2.8)



 f df

P s

X

 

f

c

1 2

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Công thức này cho phép chuyển đổi dễ dàng từ công suất đo được trên một bộ

phân tích phổ (hoặc thiết bị khác) thành nhiễu pha dải đơn biên.

Tính toán chính xác phổ nhiễu pha dải đơn biên là rất khó khăn nên trong luận văn

sử dụng phép xấp xỉ bậc một. Mặc dù đã đòi hỏi tối đa ứng dụng một cách trực quan

nhưng những phương pháp gần đây vẫn bị hạn chế, đặc biệt cho các nguồn nhiễu màu

như nhiễu 1/f từ các MOSFET. Bề ngoài, rất khó để biết được mạch chỉ bao gồm hai

thành phần: Khối phần tử tích cực và một nguồn nhiễu màu.

Trong các tài liệu thường sử dụng hệ số phẩm chất FoM (FoM – Figure of Merit),

có đơn vị dB, FoM càng lớn càng tốt. FoM được xác định theo công thức đưa ra bên

o là tần số góc của dao động,  là độ dịch tần số ở một nơi nào đó

dưới, trong đó

   L

20.log

10.log

FoM

(2.9)





 



10

10

d sP is mW 1

  

  

  

  o    Do định nghĩa,  được lựa chọn trong vùng 1/f2 cho phép so sánh khá tốt về hiệu

trong vùng nhiễu pha 1/f2 và Pdiss là tổng công suất tiêu hao.

suất giữa các bộ dao động khác nhau. Trong nghiên cứu này, đây không phải là phép đo tuyệt đối của công suất, bởi vì vùng 1/f3 có thể giới hạn hiệu suất của bộ dao động,

nó được xác định bằng cách tích phân nhiễu pha của vòng khóa pha toàn phần trên các

nhiễu không mong muốn, trong trường hợp này đó là các kênh gần kề trong chính băng

Ku.

2.3. Mô hình dao động riêng

2.3.1. Bộ dao động cặp ghép chéo và bộ dao động Colpitts

Có hai cách phổ biến để bù hao phí trong hộp cộng hưởng. Cách thứ nhất là ghép

22

chéo các cực cổng và cực máng của một cặp transistor khác nhau với hộp cộng hưởng.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Phương pháp này gần giống với các tính chất nhất thời của điện trở âm lý tưởng. Cách

thứ hai để bù những hao phí này là cung cấp một cách định kì một lượng điện tích vào

trong khung cộng hưởng. Cấu trúc liên kết bộ dao động này rất giống bộ dao động

Colpitts. Cả bộ dao động cặp ghép chéo (XCP) lẫn bộ dao động Colpitts vi sai được

minh họa trong hình 2.7.

Hình 2.7: Sơ đồ của bộ dao động cặp ghép chéo (a) và bộ dao động Colpitts (b).

Nhiều nghiên cứu đã đi vào các cấu trúc liên kết của bộ dao động này, và các giải

pháp dạng đóng cho các hệ thống xử lý CMOS của cả hai bộ dao động đã đạt được thể

L





10log



(2.10)



 

 

 1

 x p

air

.

2 

k T . B 2 2  . N A C . tan

k

R . T

  

  

2

L





10 log

.





(2.11)



 

colpitts

2

2

2

  (1

n

n

)

(1

1  n

)

n R g . . t mT 2  n (1 )

4.

.

.

 



2 

  

  

2 N I R C . B

3 T

k T . B  . 1

2  /14 .

   

   

23

hiện qua công thức: (2.10) và (2.11).

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

 và ) 

(

 )

x pL



air (

L colpitts

Trong đó, là các mật độ nhiễu pha trong vùng 1/f2 (do

nhiễu nhiệt) ở độ lệch tần số góc  lần lượt đối với bộ dao động cặp ghép chéo và bộ

dao động Colpitts. Bk là hằng số Boltzmann, T là nhiệt độ tuyệt đối, N = 2 đối với một

bộ dao động vi sai, Atank là biên độ dao động, C là điện dung của khung cộng hưởng,

RT là tổng điện trở tương đương song song với khung, IB là dòng điện cuối (dùng cho

bộ dao động có nguồn dòng cuối),  là một nửa góc dẫn của các transistor Colpitts

(thường có giá trị khá nhỏ),  là thành phần nhiễu của MOSFET được miêu tả bên

là độ dẫn nạp của nguồn phân cực nhiễu. Đối trên, n là tỉ số bộ chia điện dung, và mTg

  , đúng với các MOST kênh dài, và khi không có nguồn phân cực nhiễu, giá trị

2 3

với

tối ưu của n có thể xấp xỉ bằng 0.3. Điều này đã được xác định bằng mô phỏng, cũng

sử dụng cho thiết bị kênh ngắn trong các bộ dao động Colpitts vi sai đơn.

Bộ dao động Colpitts chống lại dao động lớn hơn trước khi các oxit cực cửa bị phá

vỡ, khi đó các transistor không được nối với đất. Ngoài ra, các liên kết cầu phương

trong hai bộ dao động không cần thiết phải giống nhau và bộ đệm có thể có ảnh hưởng

khác nhau với các dạng sóng khác nhau. Nhiễu nhiệt của bộ dao động cặp ghép chéo đã

được mô phỏng (không có nguồn dòng cuối nhiễu, nó không có lợi trong quá trình này

do trở kháng lối ra thấp) và phù hợp với 1dB của công thức cho độ dài kênh danh định

tối ưu 120nm (Atank = 1V, C = 175fF, Q = 25 hiệu suất -100dBc/Hz ở 100kHz), với cấu

trúc liên kết Colpitts cho hiệu suất kém hơn một chút ở cùng một điện áp cung cấp.

Một chi tiết đáng chú ý đó là độ phẩm chất của bộ dao động cặp ghép chéo tối ưu đối

với điện áp cung cấp khoảng 0.8V.

Lợi thế của việc sử dụng quy trình CMOS với chiều dài cực cửa tối thiểu nhỏ hơn

đó là gm tương tự có thể được chế tạo ở điện dung lối vào (kí sinh) thấp hơn, dẫn đến

phạm vi điều chỉnh bộ dao động rộng hơn. Tất nhiên rds kí sinh có ưu thế hơn (thấp

hơn) cho các thiết bị kênh ngắn, nhưng điều này dường như chỉ có hại cho cấu trúc liên

24

kết cặp ghép chéo, trong khi bộ dao động Colpitts có lợi thế là nửa góc dẫn  nhỏ

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

(xuất hiện trong (2.11), nhưng không có trong (2.10)) do fT của những thiết bị như vậy

cao.

2.3.2. Bộ dao động tụ điện nối chéo

Trong bộ dao động tụ điện nối chéo (Crossed-Capacitor CCO), điện trở âm

được tạo ra bởi bộ đệm nguồn chung vi sai, lối vào của nó được nối chéo điện dung với

lối ra, như được thể hiện trong hình 2.8, cùng với mô hình tín hiệu nhỏ. rout tính toán

cho tổng điện trở lối ra, bao gồm điện trở cực máng rd và điện trở kênh kí sinh rds của

transistor. Chú ý rằng các điện trở này được tách rời khỏi khung cộng hưởng và điện

trở song song tương đương được thể hiện như là một sự biến đổi trở kháng từ một

mạng nối tiếp bao gồm hai điện trở ra và cả hai tụ điện chéo. Việc tách riêng các điện

trở kí sinh này giải thích hiệu suất nhiễu pha vượt trội của cấu trúc này.

25

Hình 2.8: Sơ đồ và mạch tương đương của bộ dao động tụ điện nối chéo.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

V  

V   

Để đơn giản phép phân tích, đầu tiên ta loại bỏ điện trở ra. Với mục đích này,

C



C



' L

L

inV 2

inV 2

1 j r

out

chúng ta thay . Sử dụng và , các dòng điện ở nút lối













V



(



V

)

g V . m

'  j C V . L

 out

 out

 j C V g

 out

  j C V c



g

.











m

' L

 out

 out

 out

V in 2

V in 2

V in 2

 C V  c 

 C V  g 

  

   

 j C V  .  

  



 C C c

g

.

   V out





V n 2

g m  j ' C C C L

c

g





 C C c

g

g m  j

  

(2.12)

V out   V in

C C C







L

c

g

   1  j r

out

ra âm được liên hệ như sau:

Như vậy kết quả này vẫn chưa hữu ích, nhưng có thể được sử dụng để tìm ra trở





I





V



(

V

)

 in

 out

 out









   I in

g

c

g

c

 out

   j C V g   C C V

 J C V c 

  C C V

  j 

 



1

V    I in



 C C g c

 C C c

g





g m  j

  

  





g







C C C c

L

g

1  j r

out

    j C C c   

     







C C C c

L

g

1  j r

out







g

1   j C C c







 C C c

g

  j C C g c



g m  j

  

  

  

  



C





 C C L c

g

g











(2.13)



C C g



.

1 

g

g

c

m

g

c L  C C c

g

1   j C C c



 

 

  j C C  c



C C C  

26

kháng vào của cấu trúc này:

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Kết quả cho thấy rằng các điện dung nối chéo cần phải lớn hơn các điện dung cực

cửa để đạt được trở kháng vào âm (số hạng thứ hai). Điện dung cực cửa tương đối lớn,

bởi vì tín hiệu lớn, Gm nhỏ hơn, và do đó điện trở âm lớn hơn các cấu trúc liên kết của

bộ dao động khác có cùng W/L (Width/Length). Thêm vào điện dung chéo thậm chí

lớn hơn trong số hạng thứ nhất, điều này dẫn đến một điện dung cố định lớn. Điện

dung lối vào âm giải thích tại sao bộ dao động này có phạm vi điều chỉnh tương đối

nhỏ so với các cấu trúc liên kết khác. Nếu điện dung tụ nối được chọn có ưu thế hơn,

2

Z



(2.14)

in d ferential

, if

 g

m

giá trị gần đúng của trở kháng vào vi sai trong (2.14) có giá trị:

Kết quả này có thể cũng tính được một cách trực quan từ mạch tương đương trong

hình 2.8, nếu điện dung tải và điện trở ra không đáng kể. Không có dòng điện chạy

trong các nhánh, trừ dòng điện từ độ hỗ dẫn. Vậy điện trở vào âm của mỗi nhánh bằng

với 1/gm, nó tăng gấp đôi cho phép tính vi phân.

2.4. Mô hình dao động cầu phương

2.4.1. Một số vấn đề về ghép cầu phương

Mặc dù nhiều nghiên cứu đã được công bố về các bộ dao động LC cầu phương,

loại bộ dao động này vẫn chưa được miêu tả một cách rõ ràng. Một trong rất ít các

đường dẫn thiết kế được đưa ra trong [14], ở đó người ta giả thiết rằng nếu hai hộp

cộng hưởng được nối một cách chính xác thành cầu phương, nhiễu pha cuối cùng tốt

hơn một bộ dao động đơn, bởi vì độ phẩm chất Q tăng.

Một cách nhìn khác đã được đưa ra bởi Sander Gierking [18]. Nếu nối cầu phương cơ bản là một bộ dịch pha 90o không nhiễu thì bộ dao động cầu phương về ý nghĩa có

thể được xem như hai bộ dao động song song, hoặc một bộ dao động đơn có hai yếu tố

cùng độ rộng. Bộ dao động này tạo ra nhiễu pha ít hơn 3dB so với bộ dao động đơn và

27

tiêu thụ gấp hai lần dòng điện ở cùng một độ phẩm chất.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Có thể đưa ra giả thiết về cách nhìn trực quan khác về liên kết cầu phương, từ đó

nhiều kỹ thuật nối liên quan đến transistor liên kết nhiễu và một bộ dịch pha liên kết đúng bằng 90o là không thể thực hiện được. Giả thiết này bao gồm sự ghép nối không

cân xứng của các tần số tự nhiên trong khung cộng hưởng trong các bộ dao động LC

nối cầu phương, ghép không cân xứng giữa các mạng liên kết các khung cộng hưởng

và sự lựa chọn độ lớn liên kết.

Đánh giá sự ảnh hưởng nhiễu của transistor liên kết ở những thời điểm khác nhau

là rất hữu ích để chỉ ra lý thuyết hàm độ nhạy xung (ISF – Impulse Sensitivity

Function), Hajimiri và Lee [7] đã chỉ ra rằng hàm độ nhạy xung tương ứng với độ nhạy

tức thời của pha bộ dao động cho dòng điện xung nhiễu loạn duy nhất được đưa vào

một giao điểm của bộ dao động. Trong bộ dao động LC, giao điểm này là giao điểm

của khung cộng hưởng và hình dạng của hàm độ nhạy xung là dạng hình sin dịch pha 90o so với điện áp của khung cộng hưởng. Nói cách khác, pha bộ dao động là nhạy

nhất ở những điểm giao nhau tại điểm không, và hoàn toàn không bị ảnh hưởng bởi các

nhiễu ở đỉnh. Trạng thái này được minh họa trong hình 2.9. Ngoài ra có thể nhìn thấy

được rằng một xung dòng điện được đưa vào ngay trước đỉnh của xung điện áp gây ra

sự tăng pha và cùng xung như vậy gây ra sự giảm pha nếu nó được đưa vào ngay sau

đỉnh điện áp.

Hình 2.9: Sự phụ thuộc của pha thay đổi dựa trên thời điểm đưa vào của xung

28

dòng điện.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Điều này ta có thể miêu tả theo phép giải tích, nếu ta xác định hàm nhiễu  .

Chúng ta có thể miêu tả sự dịch pha tạo thành  của khung cộng hưởng LC như tích

phân trên một chu kì của hàm độ nhạy xung được nhân với hàm nhiễu (phép nhân chập

trực tiếp), với điều kiện là  nhỏ hơn chu kì của bộ dao động rất nhiều. Biểu thức

 2

  



   ( ). ( )



d

(2.15)

F



0

dq /d

được chọn là:

F là hàm độ nhạy xung được định nghĩa bằng với

Trong đó .

Hình 2.10 miêu tả liên kết không cân bằng của hai khung cộng hưởng. Ở đỉnh biên

độ của bộ dao động (cosin) thứ nhất, một xung được kích thích đưa vào bộ dao động (sin) thứ hai với độ dịch pha 90o, để nó đến một cách chính xác đỉnh biên độ của bộ

dao động thứ hai. Giả định rằng cả hai hộp cộng hưởng được điều chỉnh để có cùng tần

số.

Hình 2.10: Phác họa của một liên kết cầu phương lý tưởng dựa trên một bộ truyền động xung dòng điện được dịch pha 90o bắt nguồn từ đỉnh của điện áp lối vào.





k

.

(2.16)

 



 2

    

  

29

Đối với trường hợp này, ta định nghĩa:

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Ta biết rằng nếu dạng sóng của bộ dao động thứ hai là dạng sin thì hàm độ nhạy

xung của nó là dạng cosin. Bây giờ ta có thể giải tích phân không phụ thuộc vào độ lớn

 2

  

. os

k .

  

k c 





 2

    . 

 d   

0

 3 2

 

k

.sin

k .

d

(2.17)

  

    .











 2

chính xác của các hằng số.

Vì vậy ngay cả đối với transistor liên kết nhiễu (được phân bố theo cách thông thường k ), một liên kết xung dịch pha 90o sẽ không đưa thêm vào nhiễu pha. Nếu cả

1 và

2 , vào lúc bắt đầu của chu kì

hai bộ dao động có các sai số pha xác định,

 2





. os

 

k .

   .

 d

 

    2

2,

new

k c 

  2



   1



 2

  

  

0

 3 2

k

.sin

 

k .

d

 





    2



  2



      . 1





  

 2 k k .  

   2

1

 

 



(2.18)

    2  1

.sin 

 2

k k .  

k k .  

  . 1

tích phân thì ta có:

Vì vậy chỉ cần liên kết là một xung được dịch pha 90o thì không có thêm nhiễu.

Đối với nhiễu pha, phép tính gần đúng này dẫn đến (2.19), ở đó kinter biểu thị tích của

hai thành phần liên kết k và k . Đặc biệt đối với bộ dao động Colpitts, điện trở âm của

bộ dao động cơ bản có thể xấp xỉ một xung dòng điện có chu kì lý tưởng. Trong trường

hợp lý tưởng, liên kết cầu phương có thể được xem như một “dòng điện trở âm” được

đưa vào từ bên ngoài, trong khi các transistor bên trong cung cấp thêm dòng điện bên

trong. Đối với biên độ khung cộng hưởng bằng nhau và sự tiêu thụ điện năng bằng

30

nhau, tổng biên độ xung bên trong và biên độ của xung được đưa vào từ bên ngoài phải

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

k

  1

k

là hằng số. Ta có thể mô tả biên độ xung bên trong bởi kintra, mối quan hệ của nó với

int

er

int

ra

xung được đưa vào: . Trong thực tế, tổng của hai thành phần này sẽ nhỏ

hơn một trong hai, khi các biên độ xung được kết hợp với các hao phí hữu hạn trong

2



E



2   ,2,

new

2,

new



 

khung cộng hưởng LC.



2

2

k





k

.

E



.

E

k 2.

.

E









   2

2 int

ra

2 int

er

   1

int

ra

k . int

er

     . 1 2







k



k



k .

 E .

(2.19)



 2  .  ,1

2 int

2  .  ,2

2 int

er

ra

k 2. int

ra

int

er

     . 1 2

1 và

2 được giả định là không

Trong phần còn lại của phép phân tích này,

tương quan, dẫn đến số hạng cuối cùng trong (2.19) bằng không, và các khung cộng

2 2    ,2 ,1 

hưởng được xem như bằng nhau, tức là . Trong trường hợp đó, nếu kinter đúng

bằng một nửa, những đóng góp nhiễu của hai khung cộng hưởng được thêm bình

phương và sau đó được chia cho 2. Do đó, nhiễu trong hai khung cộng hưởng là trung

bình, dẫn đến giảm 3dB nhiễu pha so với khung cộng hưởng đơn. Khái niệm này được

minh họa trong hình 2.11.

Hình 2.11: Mô tả nhiễu lấy trung bình như một hàm của cường độ liên kết.

Đây là điểm mà lý thuyết hàm độ nhạy xung bắt đầu thiếu sót để mô tả liên kết cầu

phương, như là thông tin về pha bị thay đổi liên tục giữa hai khung cộng hưởng.

31

Trường hợp này được minh họa trong hình 2.12. Do đó, miễn là kinter không bằng

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

không mà cũng không thuần nhất, thông tin về pha sẽ luôn luôn được phân bố giữa hai

khung cộng hưởng khi thời gian tiến về vô cực. Trong trường hợp kinter bằng không

(không liên kết), các khung cộng hưởng có thể được phân tích riêng biệt, và trong

trường hợp kinter bằng vô cùng (các xung liên kết lớn vô cùng gây ra từ các đỉnh của

điện áp), pha của khung cộng hưởng này sẽ luôn được truyền hoàn toàn tới khung cộng

hưởng kia, lúc này không có giá trị trung bình của thông tin về pha xuất hiện.

Trong [5] liên kết vô cùng bền vững giữa các khung cộng hưởng (tương đương với

kinter = 1, nếu ta coi kinter/kintra = Iinter/Iintra = m, trong đó m là định nghĩa chung của liên

kết được xác định như tỉ số giữa dòng điện liên kết và dòng điện do điện trở âm hoạt

động bên trong) gây ra như trường hợp tối ưu, kết quả này khác với phép phân tích

trước đó. Sự khác nhau có thể do hoặc là giả thiết ở trên rằng nhiễu trong hai khung

cộng hưởng không tương quan với nhau hoặc là sự loại trừ dữ liệu mà các tổn hao

trong khung cộng hưởng giới hạn tổng của kinter và kintra. Trong thực tế, liên kết mạnh

mẽ làm cho nhiễu pha của các transistor liên kết chiếm ưu thế, gây ra sự khó khăn để

loại bỏ cả hai giả thuyết dựa trên các kết quả từ một mạch thực tế. Trong bất kì trường hợp nào, cả hai quan điểm đều mang lại một góc liên kết tối ưu 90o [14].

Hình 2.12: Sơ đồ tóm tắt của một liên kết cầu phương lý tưởng dựa trên các loạt xung dòng điện dịch pha 90o xuất phát từ các đỉnh điện áp khác nhau. Các mũi tên cho biết

32

sự chuyển giao thông tin về pha giữa hai khung cộng hưởng.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Nếu chúng ta giả định các mô hình được trình bày ở trên là đúng, ảnh hưởng nhiễu

của transistor liên kết là kinter lệch một chút khỏi ½. Điều này có nghĩa là phép cộng

không hoàn toàn là bình phương. Độ lệch này đối xứng xung quanh ½, vì vậy liên kết

sẽ vẫn không được thiết kế với bất kì khác biệt nào do những thiếu sót như vậy. Nói

tóm lại, nhiễu hoặc các transistor liên kết khác nhau thiết lập một giới hạn trên về chất

lượng của việc lấy trung bình nhiễu bằng cách gây ra tính bất đối xứng ngẫu nhiên

trong phép cộng nhiễu bình phương do các thay đổi so với cường độ liên kết ở điều

kiện thuận lợi nhất. Trước đây, thành phần giới hạn quan trọng duy nhất thường được

cho là độ chính xác của góc liên kết.

Trong trường hợp góc liên kết không hoàn toàn là 90o, lệch chút ít so với giá trị

này, nếu độ lệch ban đầu  tăng lên. Điều này sẽ thay đổi góc vuông, trừ khi liên kết

ngược cũng không hoàn hảo như vậy. Trong trường hợp đó, tần số bộ dao động toàn

phần sẽ khác với các tần số của khung cộng hưởng “tự nhiên”. Các hằng số sẽ xuất

hiện trong các tích phân tạo thành, làm cho các transistor liên kết có thêm nhiễu pha.

Góc vuông có thể cũng thay đổi do sự không phù hợp giữa hai mạng liên kết, và do đó

cũng sẽ dẫn đến nhiễu pha nhiều hơn do các transistor liên kết.

Tương tự như vậy, ta có thể tìm hiểu điều gì sẽ xảy ra khi liên kết được thực hiện bởi hai xung được đặt cách nhau một cách đối xứng khoảng 90o ở những khoảng cách

 2





. os

.







     

    2

2,

new

k c 

2

k . 

D 1

    1

D 2

    1



 2

 2

  

    

  

       

 d   

0

 3 2

.sin(

    ). k

.









    2

k 

2



D 1

      1

D 2

   

      d 1





 2



sin



k k .  

D 1

D 2



 

 

2.



(2.20)

 

    2   1 2.  2

 . sin  k k .  

       2 1 k k D . .   1

   . 1

k k .  

       2 1 2 D

33

nhỏ D1 và –D2.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Như có thể thấy, nếu D1 và D2 nhỏ và bằng nhau sẽ không có nhiễu pha. Bởi vì có

hai xung, cường độ liên kết tối ưu trở thành một thành phần của hai xung nhỏ hơn.

Điều này có nghĩa là đối với bất kì hình dạng nào của dòng điện liên kết, chỉ cần nó được đặt gần nhau và đối xứng khoảng 90o sẽ không có nhiễu pha tăng thêm và chỉ cần

tích phân của dạng dòng điện đưa vào có giá trị như vế phải thì trung bình nhiễu sẽ vẫn

gần như hoàn hảo. Tất nhiên, trong thực tế biên độ của hai xung thường khác nhau do

các transistor có nhiễu, có nghĩa là nó thậm chí thích hợp hơn để có các giá trị nhỏ của

D1 và D2, nghĩa là một gần đúng tốt hơn của hàm xung.

Trong một bộ dao động thực tế, liên kết thường chỉ được thực hiện thông qua hài

bậc nhất. Đối với dòng điện liên kết với các hài bậc cao hơn, một hàm truyền thực tế với hồi tiếp pha không lý tưởng sẽ dẫn đến tính không đối xứng 90o của dòng điện liên

kết. Bây giờ ta đã biết lý do tại sao bất kì một sự chênh lệch nào khỏi hài bậc nhất được dịch 90o sẽ ảnh hưởng đến nhiễu pha: sẽ có tính không đối xứng 90o và đỉnh liên kết sẽ lệch khỏi 90o, cho phép nhiễu từ transistor liên kết được chuyển trực tiếp vào nhiễu

pha.

Đối với bộ dao động đơn, sự cải thiện nhiễu pha từ liên kết cầu phương ở

11,7GHz trong thực tế chỉ có thể thực hiện cho hai khung cộng hưởng LC cân xứng.

Giới hạn thực tế được hình thành bằng cách kết hợp hữu hạn các tần số khung cộng

hưởng tự nhiên, để liên kết có khả năng bù trừ, do đó làm cho nhiễu của các transistor

liên kết chiếm ưu thế. Sự khác biệt về nhiễu pha đối với các khung cộng hưởng phù

hợp hoàn toàn và chưa phù hợp trong một thiết kế bộ dao động cặp ghép chéo là rất lớn

(tương ứng -102 so với -85 dBc/Hz ở 100kHz; trong tài liệu tham khảo, một bộ dao

động cặp ghép chéo đơn tạo ra -100 dBc/Hz ở 100kHz). Để đạt được sự cải thiện nhiễu

pha từ liên kết cầu phương đối với một bộ dao động đơn, dòng điện liên kết phải có giá

trị rất nhỏ (W/L của transistor liên kết là 0.12/1). Do đó, ta phải xem xét sự hiệu chuẩn

34

kết hợp tần số.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Tóm lại, góc liên kết tối ưu của dòng điện liên kết đối với điện áp điều khiển của khung cộng hưởng LC là 90o. Cách nhìn trực quan về sự đóng góp nhiễu của các

transistor liên kết cũng được đưa ra trong mục này. Sự bất đối xứng của các tần số liên

kết tự nhiên, bất đối xứng giữa các mạng liên kết và sự lựa chọn không đúng độ lớn

liên kết giữa hai khung cộng hưởng được nhận biết một cách trực quan như những lý

do tại sao nhiễu pha từ mạng liên kết có thể làm giảm giá trị toàn bộ hiệu suất nhiễu

pha của một bộ dao động LC cầu phương.

2.4.2. Mô hình triển khai của bộ dao động cầu phương

Có nhiều phương pháp liên kết cầu phương đã được công bố, trong luận văn này

chỉ thảo luận một vài phương pháp liên kết cầu phương chính.

Mỗi cấu trúc liên kết trong ba cấu trúc liên kết bộ dao động chính có một ưu thế

nhất định khi được sử dụng trong cầu phương. Những phương pháp liên kết tốt nhất

cho mỗi cấu trúc liên kết được biểu diễn trong hình 2.13 (cặp ghép chéo), hình 2.14

(Colpitts), và hình 2.15 (tụ điện nối chéo). Bộ dịch pha cho bộ dao động cặp ghép chéo

(sự suy giảm nguồn RC song song của transistor liên kết) và điện trở bảo vệ quá áp cho

Colpitts (sự suy giảm nguồn điện trở) không được biểu diễn.

35

Hình 2.13: Sơ đồ của một bộ dao động cặp ghép chéo được liên kết cầu phương.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 2.14: Sơ đồ của một bộ dao động Colpitts được liên kết cầu phương.

Đối với cấu trúc liên kết của bộ dao động cặp ghép chéo, phương pháp liên kết tối

ưu giống với một phương pháp trong [10]. Về cơ bản, mạng RC dịch chuyển pha của dòng điện liên kết gần tới 90o, dẫn đến sự liên kết tốt hơn ở giá trị một điện áp mở nào

đó đối với transistor liên kết. Một cách dễ dàng để xem xét mạch này là xem xét bộ dao

động cơ bản đầu tiên và xem trở kháng giữa hai nút mạch là vô cùng (LC song song

khi cộng hưởng, điện trở âm và dương triệt tiêu lẫn nhau). Điều này làm đơn giản đáng

kể phép phân tích tín hiệu nhỏ, khi đó sự dịch pha của dòng điện liên kết đối với điện

áp đầu vào chỉ được xác định bởi các thành phần mạch trong chính nhánh đó. Đối với

hai cấu trúc liên kết còn lại, liên kết được thực hiện ngoài khung cộng hưởng. Do đó, Q

của khung cộng hưởng không bị giảm nhiều do Rds kí sinh. Sự dịch pha và các tính

chất phù hợp của mỗi cấu trúc liên kết khác nhau, vì vậy phép phân tích của một trong

36

hai mạch sẽ được nghiên cứu riêng.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 2.15: Sơ đồ của một CCO liên kết cầu phương.

Trong mô hình lý tưởng, bỏ qua độ hỗ dẫn của các transistor trung tâm (giả sử rằng

điện trở dương và âm triệt tiêu lẫn nhau), trở kháng của transistor liên kết là vô cùng,

giống như trường hợp của cấu trúc liên kết bộ dao động cặp ghép chéo. Điều này có thể

được xem xét với sơ đồ mạch đơn giản trong hình 2.16. Ở cả điểm A và điểm B trở

kháng là vô cùng ở tần số cộng hưởng.

Hình 2.16: Khung cộng hưởng không bao gồm phần tử tích cực cho thấy hai nút liên

37

kết có thể xảy ra.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Trong bộ dao động, tần số cộng hưởng được xác định từ nửa mạch, vì vậy dễ dàng

C







(2.21)

' n C n . , 2

' ' C C . 1 2 ' '  C C 1 2

' C 1 '  C C 1

' 2

hơn để viết L thay vì L/2. Tổng điện dung lý tưởng là:

Nhân tố n này giống như trong [15]. Trở kháng cực máng từ transistor liên kết ở





Z



 j L



(2.22)

d

r out

1 '  j C 2

1 '  j C 2

  

  

điểm B:

0 

1

2  0





Z



.

j

d

r out

  LC n C  0

  







(2.23)

r out

r out

 n   j C  0  n n  j C j C   0 0

Đặt , dẫn đến:

Do đó mạch lý tưởng cũng có thể cộng hưởng từ sự phối kết hợp của transistor liên

kết. Tuy nhiên, các transistor trung tâm có thể được xem như các mạch cascot cho transistor liên kết, gây ra sự dịch pha của dòng điện khoảng 90o. Ngoài ra, các điện trở

cực máng của các transistor trung tâm được nối với đất thay vì trực tiếp song song với

cuộn cảm, vì vậy độ chênh lệch về điện dung của khung cộng hưởng do các cực cửa

của transistor là không lớn.

Đối với cấu trúc liên kết CCO, các điện dung liên kết có cùng độ lớn như các điện

dung cực cửa của các transistor của bộ dao động trung tâm, giảm sự chênh lệch về điện

dung khung cộng hưởng do điện dung cực cửa khoảng 1/4. Ngoài ra, cường độ liên kết

có thể được tạo ra lớn mà không làm giảm đáng kể Q của khung cộng hưởng. Kết quả là dòng diện dịch pha đúng bằng 90o.

Nói tóm lại, cấu trúc liên kết Colpitts và CCO không có các điện dung cực máng

38

của các transistor trực tiếp song song với khung cộng hưởng LC, gây ra sự bất đối

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

xứng trong khung cộng hưởng nhỏ hơn. Ngoài ra, người ta đã chỉ ra rằng bộ dao động

Colpitts không đòi hỏi các thành phần bổ sung để đạt được sự dịch pha liên kết cầu

phương mong muốn. Tất cả các cấu trúc liên kết có thể đáp ứng yêu cầu nhiễu pha -85

dBc/Hz ở 100kHz.

*Tổng kết chương

trưng của bộ dao động: Độ ổn định biên độ dao động và tần số dao động, tiêu hao trong khung

cộng hưởng và sự biến đổi trở kháng, sự khởi động và nhiễu pha. Tác giả cũng giới thiệu các

mô hình bộ dao động nội dùng trong máy thu tín hiệu truyền hình vệ tinh: Bộ dao động

Colpitts, bộ dao động cặp ghép chéo và bộ dao động tụ điện chéo. Một số vấn đề về ghép cầu

phương và mô hình triển khai của bộ dao động cầu phương cũng được thảo luận trong chương

này.

39

Trong chương 2, tác giả trình bày lý thuyết cơ bản về dao động và các tham số đặc

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Chương 3: Bộ dao động cầu phương cho máy thu truyền hình quảng bá qua

VINASAT-1

3.1. Vệ tinh VINASAT-1

3.1.1. Giới thiệu

Vinasat-1 là vệ tinh viễn thông địa tĩnh đầu tiên của Việt Nam được phóng vào vũ

trụ lúc 22 giờ 16 phút ngày 18 tháng 4 năm 2008 (giờ UTC). Dự án vệ tinh Vinasat-1

đã khởi động từ năm 1998 với tổng mức đầu tư là khoảng hơn 300 triệu USD. Việt

Nam đã tiến hành đàm phán với 27 quốc gia và vùng lãnh thổ để có được vị trí 132 độ

Đông trên quỹ đạo địa tĩnh.

Vệ tinh Vinasat-1 đã được phóng lên quỹ đạo bởi tên lưa đẩy Ariane 5 của Hãng

Ariane Space (Pháp) từ bãi phóng Kourou, quốc gia Trung Mỹ French-Guiana.

Vệ tinh Vinasat-1 sử dụng cấu trúc khung model A2100, một trong những model

hiện đại nhất do Hãng LockHeed Martin sản xuất chế tạo. Vệ tinh Vinasat-1 có 20 bộ

phát đáp, trong đó 12 bộ băng tần Ku và 08 bộ băng tần C mở rộng với băng thông

36Mhz/1 bộ.

Vùng phủ sóng của vệ tinh, với băng Ku: Việt Nam, Lào, Campuchia, Thái Lan và

một phần Myanmar với mức công suất bức xạ cao lên tới 55 dBW rất phù hợp cho các

dịch vụ quảng bá; Với băng C mở rộng: Việt Nam, Lào, Campuchia, Đông Nam Á,

đông Trung Quốc, Triều Tiên, Ấn Độ, Nhật Bản, Australia và quần đảo Hawaii với

mức công suất bức xạ lên tới hơn 44 dBW đảm bảo chất lượng truyền dẫn cho các

mạng viễn thông.

Vệ tinh Vinasat-1 có tuổi thọ hoạt động tối thiểu là 15 năm và hệ thống có hệ số

phẩm chất hoạt động rất cao là 82% ở năm hoạt động thứ 15 của vệ tinh.

Vinasat-1 sẽ phủ sóng toàn bộ lãnh thổ Việt Nam, ngoài ra Vinasat-1 còn phủ sóng

ở Nhật Bản, miền đông Trung Quốc, bán đảo Triều Tiên, Ấn Độ, các nước Đông Nam

Á, Úc, biển Đông và một phần Myanma. Vinasat-1 là một vệ tinh viễn thông địa tĩnh,

40

sau khi phóng lên có thể cung cấp dịch vụ đường truyền vệ tinh để phát triển các dịch

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

vụ ứng dụng như dịch vụ thoại, truyền hình, thông tin di động, truyền số liệu, Internet,

các dịch vụ đào tạo và y tế từ xa, truyền tin cho ngư dân trên biển, dự báo thời tiết, đảm

bảo an ninh quốc phòng... Đặc biệt cung cấp đường truyền thông tin cho các trường

hợp khẩn cấp như thiên tai, bão lụt, đường truyền cho các vùng sâu, vùng xa, hải đảo

mà các phương thức truyền dẫn khác khó vươn tới được.

Ngoài ý nghĩa kinh tế, việc phóng vệ tinh Vinasat-1 còn khẳng định chủ quyền của

Việt Nam trong không gian và nâng vị thế của Việt Nam trên trường quốc tế. Nhờ đó,

Việt nam trở thành nước thứ 93 trên thế giới và nước thứ 6 trong khu vực đông nam Á

có vệ tinh riêng bay vào quỹ đạo.

3.1.2. Các tham số đặc trưng - Vị trí quỹ đạo: quĩ đạo địa tĩnh 132oE (cách trái đất 35768Km)

- Tuổi thọ vệ tinh Vinasat-1 theo thiết kế: tối thiểu 15 năm

- Độ ổn định vị trí kinh độ và vĩ độ: +/-0,05 độ

- Hoạt động ổn định trong suốt thời gian sống của vệ tinh

- Dùng 2 băng tần là băng tần C mở rộng và băng Ku

Băng tần C mở rộng:

Số bộ phát đáp: 08 bộ (36 MHz/bộ)

- Đường lên:

Tần số phát Tx: 6.425-6.725 MHz

Phân cực: Vertical, Horizontal

- Đường xuống:

Tần số thu Rx: 3.400-3.700 MHz

Phân cực: Horizontal, Vertical

- Mật độ thông lượng bão hòa (SFD): -85 dBW/m2

Vùng phủ sóng bao gồm: Việt Nam, Đông Nam Á, Trung Quốc, Triều Tiên, Ấn Độ,

41

Nhật Bản và Australia.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 3.1: Sơ đồ phân cực và tần số băng C

Băng tần Ku:

Số bộ phát đáp: 12 bộ (36 MHz/bộ)

- Đường lên :

Tần số phát Tx: 13.750-14.500 MHz

Phân cực: Vertical

- Đường xuống:

Tần số thu Rx: 10.950-11.700 MHz

Phân cực: Horizontal

- Mật độ thông lượng bão hòa (SFD): -90 dBW/m2

42

Vùng phủ sóng bao gồm: Việt Nam, Lào, Campuchia, Thái Lan và một phần Mianma

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 3.2: Sơ đồ phân cực và tần số băng Ku

GHz

3.1.3. Yêu cầu đối với máy thu tín hiệu truyền hình từ VINASAT-1



- Độ lợi: 65dB

- Tỷ lệ loại bỏ tần số ảnh: 30dB

- Tần số đầu vào: 10.9 11.9

- Nhiễu pha: -85dBc/Hz ở 100kHz - Độ ổn định tần số: 15.10-6

3.2. Đề xuất mô hình bộ dao động cầu phương

Trọng tâm luận văn là một bộ dao động, sử dụng trong hệ thống thu vệ tinh. Sơ đồ hệ thống được biểu diễn trong hình 3.3. Khối LO, bao gồm bộ dịch pha 90o, là mục tiêu

43

của luận văn.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 3.3: Mô hình khối thu vệ tinh Zero-IF [12].

Cấu trúc Zero-IF đòi hỏi hai ADC cho từng nhánh tín hiệu nhưng yêu cầu độ rộng

băng tần của các ADC chỉ rộng bằng một nửa so với ADC trong giải pháp Low-IF.

Điều này được minh họa trong hình 3.4.

Các bộ dao động đã là bộ phận của các máy thu RF từ khi Armstrong sáng chế

ra máy thu đổi tần vào năm 1919. Từ đó, các bộ dao động thạch anh đã được đánh giá

và nhiều bộ dao động hiện nay dựa vào các tinh thể thạch anh để ổn định tần số. Do các

tinh thể thạch anh chỉ cộng hưởng ở một dải tần số rất hạn chế, các máy thu thường

được xây dựng sử dụng một bộ dao động vòng hoặc LC tần số cao điều khiển bằng

điện áp (VCO), được nối qua một bộ chia tần và một vòng khóa pha (PLL) với dao

động thạch anh. Phương pháp này kết hợp tính linh hoạt của các mạch dao động

44

vòng/LC với các đặc tính độ trôi/nhiệt độ tốt của tinh thể thạch anh.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 3.4: Mô tả phổ hạ tần theo hai sơ đồ khác nhau. Các khối hình chữ nhật biểu

diễn phổ tín hiệu băng Ku, mũi tên là tần số LO, và các đường chấm là các bộ lọc

chống nhiễu đặt trước bộ ADC.

Đối với máy thu vệ tinh, sự thuần khiết phổ là cần thiết để đáp ứng các đặc điểm

kỹ thuật (theo kinh nghiệm, tạp âm pha -85dBc/Hz ở 100kHz hoặc tốt hơn là cần thiết

đối với VCO - PLL) và vì thế một LNB thông thường sử dụng một bộ dao động cộng

hưởng điện môi thực hiện rất tốt, nhưng khá đắt để chế tạo và hiệu chỉnh so với giải

pháp tích hợp. Vấn đề luận văn này giải quyết là tạo ra một bộ dao động bằng vi mạch

được làm bằng CMOS tích hợp mật độ cao.

Như có thể thấy trong hình 3.3, bộ dao động không nằm trực tiếp trên đường tín

hiệu của máy thu vệ tinh. Tuy nhiên, các đặc tính của nó có ảnh hưởng rất lớn lên chất

lượng của tín hiệu đưa vào ADC, do bất kì tạp nhiễu nào trong tần số, pha hoặc biên độ

sẽ được chuyển vào tín hiệu trong tầng trộn. Đặc biệt trong hệ thống Zero-IF, bộ dao

45

động rất quan trọng, do tính trực giao có thể hạn chế chất lượng của máy thu.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

3.2.1. Tính toán một số phần tử

Việc phân tích các đầu ra tín hiệu hạ tần cầu phương, đối với cả độ lệch tần số âm

v cos( ).cos( )

u



cos

 u v



cos

 u v

(3.1)









 

 

1 2

và dương, sử dụng đồng nhất lượng giác.

Các xấp xỉ có giá trị nếu tín hiệu ra được lọc thông thấp, có nghĩa là các thành

cos

t .

 

 . t

.cos

t .



cos



 t .



t .

 

 . t









 cos 2



  0

  0

 0

 

 



cos



 t .

(3.2)





cos

t .

 

 . t

.cos

t .



cos



 . t



t .

 

 . t









  0

 0

 0

 2

1 2 1 2  2

 2

1 2

  

  

  

 cos 2  

  

  

  

  



cos



 . t



(3.3)

1 2

 2

  

  

cos

t .

 

 . t

.cos

t .



cos



 t .



t .

 

 . t









 cos 2



  0

  0

 0

 

 



cos



 t .

(3.4)





cos

t .

 

 . t

.cos

t .





cos



 . t





t .

 

 . t





  0

 0

 0

1 2 1 2  2

1 2

 2

 2

  

  

  

  

 cos 2  

  

  

  



cos



 . t



(3.5)

1 2

 2

  

  

phần xung quanh hai lần tần số dao động được loại bỏ.

(3.6) và (3.7) là kết quả tín hiệu ra I và Q đối với các tín hiệu đầu vào tương ứng

với các độ lệch tần số dương và âm so với tần số LO. Chú ý rằng, về nguyên tắc, không

có gì khác nếu tín hiệu vuông góc (khó khăn để đạt được trên một băng tần rộng với hệ



 :

I



cos



 . t

Q



cos



 . t



,

(3.6)





1 2

1 2

 2

,





:

I



cos



 . t

Q



cos



 . t



(3.7)





1 2

1 2

 2

     

     

46

số tạp âm mong muốn) hoặc bộ dao động cầu phương.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo



Do đó đơn giản chỉ còn thực hiện một bộ dịch pha 90o để phân biệt giữa độ lệch

 2

tần số dương và âm. Nếu tín hiệu Q được dịch pha và cộng vào tín hiệu I, tín hiệu

với độ lệch tần số dương sẽ được chuyển và tín hiệu với độ lệch tần số âm sẽ được cộng vào phiên bản dịch 180o của nó, dẫn đến lối ra bằng không. Điều ngược lại xảy ra

 ở nhánh Q hoặc dịch pha

 ở nhánh I. Giải pháp sau dễ dàng

 2

 2

đối với dịch pha

thực hiện bởi biến áp Hilbert, nó có thể được chuyển giữa các nhánh I và Q. Nguyên lý

này được minh họa trong hình 3.5. Các bộ dịch pha được thực hiện dễ dàng bằng mạch

số, ở đó chúng có thể được sử dụng song song, như vậy toàn bộ băng tần có thể được

thu cùng lúc.

Hình 3.5: Sự chuyển mạch của bộ dịch pha để nhận được cả hai băng tần bên trên

47

và bên dưới.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Tất nhiên góc 90o giữa các lối ra bộ dao động khác nhau trong thực tế không hoàn

hảo và cũng sẽ có một độ lệch biên độ xác định giữa các lối ra bộ dao động khác nhau.

Điều này có nghĩa là một lượng rò rỉ xác định có thể xảy ra từ độ lệch tần số âm tới độ

lệch tần số dương và ngược lại, gây ra sự biến dạng của tín hiệu mong muốn bởi một

tần số ảnh không mong muốn. Chất lượng của góc vuông và độ lệch biên độ xác định

tham số gọi là tỉ lệ loại bỏ tần số ảnh (Image-Rejection Ratio: IRR). Nó được xác định

như sau [9], trong đó є là độ lệch biên độ tương đối và là độ lệch pha khỏi góc vuông

IRR







(3.8)

2

4 2  є 

P sig out , P im out ,

2 A im in , 2 A si

g in ,

hoàn hảo theo rađian.

Trong thực tế, các bộ trộn được hạn chế, làm cho các đầu ra chỉ phụ thuộc vào các

điểm giao với điểm không của các đầu vào, loại trừ độ lệch biên độ và do đó làm cho

IRR phụ thuộc hoàn toàn vào . Theo kinh nghiệm, mục tiêu IRR 30dB (tương ứng

với độ chính xác góc vuông tốt hơn 3,62o) được thiết lập.

3.2.2. Bộ đệm

Các bộ dao động tương đối nhạy với các thành phần kí sinh. Các điện dung tải biến

đổi sẽ gây ra sự biến đổi về tần số, có thể làm xáo trộn PLL, và các tải có Q-thấp sẽ

tăng nhiễu pha hoặc thậm chí ngăn bộ dao động khởi động. Tất cả các hiệu ứng như

vậy phải được loại trừ và do đó bộ đệm phải là phần tích phân của bộ dao động bởi vì

nếu không có phần điện cảm trong bộ đệm, sự tiêu thụ năng lượng của nó có thể khá

lớn so với bản thân bộ dao động. Phương pháp bộ đệm phổ biến nhất là nối cổng của

một MOSFET với bộ dao động, nó cung cấp điện áp một chiều giữa bộ dao động và lối

ra. Trong phương pháp này, MOSFET có thể được nối như một bộ khuếch đại nguồn

chung hoặc một bộ lặp nguồn mà không có sự khuếch đại điện dung Miller từ đầu vào

48

tới đầu ra. Cả hai cấu hình sẽ được miêu tả với các mô hình tín hiệu nhỏ trong mục

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

3.2.2.1. Thiết kế và các mô hình của các bộ đệm thực tế sẽ được trình bày trong mục

3.2.2.2.

3.2.2.1. Các mô hình bộ đệm tín hiệu nhỏ

* Bộ khuếch đại nguồn chung

Sơ đồ mạch và mô hình tín hiệu nhỏ đối với bộ khuếch đại nguồn chung tải điện

dung được cho trong hình 3.6.

a. b.

Hình 3.6: sơ đồ (a) và mô hình tín hiệu nhỏ (b) của một bộ đệm nguồn chung.



V

 

.

(3.9)

out

g V . m in

r out

1 j C

L

  

  

Trong mô hình tín hiệu nhỏ, đầu ra được liên hệ với đầu vào như sau:

L

 

g

.

 

g

.

(3.10)

m

m

1



V out V in

r out  j r C out

L

2 r   j C r out out 2 2 2  1 r  C L out

49

Suy ra:

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Đối với bộ đệm của bộ dao động, sự dịch pha không được quan tâm lắm. Tuy

nhiên điều đáng quan tâm đó là độ khuếch đại giảm khi điện dung tải tăng. Điều này

cũng có nghĩa là hệ số nhân Miller giảm và do đó điện dung đầu vào bị giảm khi điện

dung tải tăng. Trong các mô hình: khi tải 30fF tăng một vài phần trăm, tần số của bộ

j C r

1

dao động tăng vài trăm kHz.

 , đạt được dễ dàng với các

L out

Trường hợp đáng quan tâm khác là khi

điện dung tải lớn ở 10GHz. Trong trường hợp đó, dòng điện qua điện dung cực cửa có

gd

I



 j C

.



V



 j C

.

1





.

 j C



(3.11)



in

 V in

out

gd

gd

V in

gd

g m  j C

g C . m C

L

L

  

  

  

  

 V  in 

  

thể được viết như sau (các điện dung cực cửa tới đất được loại bỏ cho đơn giản)

Đối với các tần số cao, độ hỗ dẫn và điện dung tải hình thành một điện trở song

1







(3.12)

V in I

1  j C

in

gd

C L g C . m gd

 j C



gd

g C . m gd C L

song với điện dung đầu vào, độ lớn của nó được cho bởi công thức:

gd



 j C

gd

 j







(3.13)

1 2 

V in I

2 gd

gd

L

gd

in



2 

C





2 

C

2 gd

gd

g C . m C

C C gd g

g C . m C L 2 g C . m 2 C L

L

m

2 g C . m 2 C L

Hoặc tương đương (dạng nối tiếp)

Điều này trực tiếp làm giảm Q của khung cộng hưởng và do đó hiệu ứng này sẽ bị

giảm đến mức tối thiểu. Ở một điểm xác định, giảm độ hỗ dẫn cũng làm tăng điện trở

2



R

(1



C

/

C

)

song song. Một lựa chọn khác là sử dụng một điện dung ghép, nó làm biến đổi điện trở

R tr

ans

formed

gd ff ,e

coupling

thành , nhưng điều này cũng làm giảm độ lợi. Trong

thực tế, điện dung Miller có ảnh hưởng lớn, và từ đó nó phụ thuộc trực tiếp vào điện

dung tải – tần số dao động sẽ phụ thuộc vào điện dung tải, làm cho bộ đệm cung cấp

50

hiệu suất lưới chắn kém.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Có một cách khác thực hiện bộ khuếch đại này, như được minh họa trong hình 3.7.

Đó là một bộ đổi điện 3 tầng, với các bộ phận NMOS và PMOS không đối xứng.

Chúng được làm lệch lần lượt ở xấp xỉ 800mV và 400mV, để đạt được một mg lớn hơn

mà không cần các oxit cổng. Giải pháp này có lợi thế là điện dung lối vào nhỏ hơn.

Một lợi ích quan trọng của loại hình bộ đệm này là sự tiêu thụ điện năng thấp so với

các cấu trúc liên kết khác.

Hình 3.7: Sơ đồ của một bộ đệm nguồn chung/bộ đổi điện 3 tầng.

* Bộ lặp nguồn

Khi dao động của bộ dao động khá lớn, thậm chí lớn hơn điện áp cung cấp, không

có độ lợi lớn hơn độ lợi yêu cầu, vì vậy một bộ lặp nguồn cũng là bộ đệm tốt. Khi độ

lợi không đảo, phép nhân Miller không được thực hiện và không có sự thay đổi của

điện trở đầu vào, ngoại trừ điện trở lối ra biến đổi điện dung. Sơ đồ mạch điện và mô

51

hình tín hiệu nhỏ đối với bộ lặp nguồn tải điện dung được đưa ra trong hình 3.8.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

a. b.

Hình 3.8: Sơ đồ (a.) và mô hình tín hiệu nhỏ (b.) của một bộ đệm lặp nguồn.



V

 

g

.

.



V





out

m

r out

V in

out

1  j C

L

  

  



g

.

m

r out

1  j C

  

  

(3.14)

V out   V in



1



g

.

m

r out

L 1  j C

L

  

  

Trong mô hình tín hiệu nhỏ, lối ra liên hệ với lối vào như sau:

Rõ ràng là khi gm đủ lớn, độ lợi tiến gần tới đơn vị. Trong trường hợp đó, điện

dung cực nguồn cũng trở thành không đáng kể, khi đó không có dòng điện chạy qua tụ

điện giữa các điểm giao đẳng thế. Điều này là rất tốt cho Q của khung cộng hưởng, khi

điện trở đầu ra của bộ lặp nguồn không “chịu ảnh hưởng” mạnh bởi khung cộng hưởng

của bộ dao động.

Trên thực tế, ở tần số hoạt động khoảng 10 GHz, gm tự động đủ lớn để tránh sự ảnh

52

hưởng từ tải lên sự điều chỉnh tần số. Do đó trở kháng lối vào của bộ lặp nguồn thu

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

được bên dưới (như đối với tầng nguồn chung, những điện dung từ cực cửa tới các nút

I





V



 j C



in

  j C V gs in

out

gs

V . in

1



g r . m out   j C r . L out

g r . m out

  1 

  

Z





(3.15)

in

V in I

 1 j C 

.  j C r L out   1



in

 g r . m out j C r  . L out

gs

giao với đất được loại trừ cho đơn giản).

Rõ ràng, đối với điện dung lối vào tối thiểu và các hiệu ứng tải tối thiểu, rout sẽ rất

nhỏ và gm sẽ lớn đến mức có thể.

3.2.2.2. Các bộ đệm thực tế

Đối với việc điều chỉnh tần số ở 11,35 GHz, có thể tính toán những gì ảnh hưởng

đến sự thay đổi về điện dung lối vào bộ đệm sẽ có trong tần số dao động. Khi tần số

dao động phụ thuộc vào nghịch đảo căn bậc hai của điện dung khung cộng hưởng tác

động, sự thay đổi về tần số tương ứng với một LSB của bộ điện dung, vì vậy 1MHz, sẽ

tương đương với sự thay đổi về điện dung khung cộng hưởng 7,4aF, đã quy định độ tự

cảm của khung cộng hưởng 1nH (một đầu 500pH) [2].

trên 30fF là có ảnh hưởng đối với tần số Nếu sự thay đổi điện dung tải là 20%

nhỏ hơn một LSB của bộ biến dung, trở kháng của nó phải được bảo vệ với hệ số

khoảng 1000. Câu hỏi đặt ra là cần bao nhiêu tầng bộ lặp nguồn để đạt được sự bảo vệ

g



0.01 ,

S r



 100 ,

C



30

fF

m

out

gs

như vậy, với các giá trị hợp lý .

Đối với mục đích này, trở kháng đầu vào của bộ đệm có bộ lặp nguồn có thể được

viết lại như một điện trở nối tiếp (âm) và một điện dung lối vào. Biểu thức cuối cùng



(3.16)

R in

2 

C

gs

2 



C



3.17





C in



1



2 

2  g C r . . L out m 2 2  C C r gs L out  1 gs g r . m out

được đưa ra bên dưới [12].

 2 2 C r L out 2 2 C r L out

53

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Để điều khiển tải, gm .rout phải xấp xỉ bằng 1. Theo (3.17), nếu gm .rout hoặc bằng



15.22986

fF

không hoặc bằng vô cùng, điện dung tải sẽ không có ảnh hưởng lên điện dung lối vào.

inC



24

fF



15.55075

fF



36

fF

Thay thế những giá trị thích hợp cho tất cả các biến đổi cho ta giá trị

LC

inC

LC

đối với và đối với . Vì đây là sự sai khác 320aF,

bộ đệm một tầng chỉ cung cấp nhiều hơn một chút căn bậc hai của hệ số bảo vệ cần

thiết. Tầng đệm thứ hai có thể giải quyết vấn đề này.

Tuy nhiên, một bộ lặp nguồn tạo ra độ lợi bằng không và hạn chế biên độ, kết hợp

với sự tiêu thụ điện năng cao (thường nhiều hơn 40mW cho riêng tầng thứ nhất), nên

không phải là lựa chọn tốt. Bộ đổi điện 3 tầng không đối xứng không có kháng đầu vào

lớn, cung cấp đủ sự bảo vệ và thường tiêu thụ chỉ 24mW điện năng trong một cấu hình

cầu phương vi sai. Do đó, loại bộ đệm này được lựa chọn.

Từ những tính toán trên có thể đưa ra kết luận: Một bộ đệm có bộ đổi điện 3 tầng

không đối xứng tạo ra sự bảo vệ cần thiết giữa bộ dao động và một điện dung tải biến

thiên ở sự tiêu thụ điện năng thấp nhất. Do đó, bộ đệm được chế tạo theo cách này.

3.2.3. Điện cảm

Tạo ra các phần điện cảm lớn dành cho các ứng dụng audio đã trở nên khá đơn

giản, khi kích thước của dây dẫn thông thường có thể bỏ qua so với diện tích cuộn dây,

các điện dung kí sinh rất nhỏ, và được quấn nhiều vòng, giảm các hiệu ứng biên.

Tạo ra phần điện cảm phẳng cho các tần số hoạt động vài GHz là không quá phức

tạp. Các điện dung kí sinh có thể dễ dàng làm giảm tần số cộng hưởng nội của cuộn

dây tới các giá trị không mong muốn và các giá trị độ tự cảm không thể được tính toán

một cách dễ dàng từ diện tích được quấn quanh bởi cuộn dây, do một vài nguyên nhân.

Để lựa chọn thiết kế phần điện cảm thích hợp, các mô hình chung hiện nay có thể

miêu tả một cách chính xác thiết kế phần điện cảm phẳng xác định vận hành như thế

54

nào.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Trong [12] chỉ ra rằng một điện cảm 400pH hình bát giác, Q và tần số cộng hưởng

sẽ được tối ưu trong thiết kế hai vòng với độ rộng đường 8 m và khoảng cách giữa các

đường là 10 m . Trong trường hợp đó, Q = 26 ở 10GHz và tần số cộng hưởng vào

khoảng 40GHz. Cộng hưởng được chọn cách xa tần số hoạt động, bởi vì các đỉnh điện

cảm có ảnh hưởng ở ngay bên dưới tần số cộng hưởng. Điều này có thể dẫn đến ảnh

hưởng không kiểm soát được trên đường cong điều chỉnh và các hiệu ứng không mong

muốn khác, vì vậy nó thích hợp hơn để có một độ dốc của điện cảm xung quanh tần số

hoạt động vừa phải hơn. Đối với điện cảm được lựa chọn, đồ thị của điện cảm và Q so

với tần số được biểu diễn trong hình 3.9.

Hình 3.9: Độ tự cảm và Q so với tần số cho một điện cảm với đường kính trong

55

10 m [12].

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Điện cảm càng nhỏ thì càng nhạy hơn với các ký sinh, đặc biệt là điện trở liên kết,

 7

L



ln



0, 75



 2 10

l

ln



0, 75

3.18









 l 0  2

l 2 r

l 2 r

  

  

  

  

  

  

  

  

nó cũng nhạy với các độ tự cảm ký sinh. Điện cảm được tính theo công thức sau [18]:

Trong đó l là độ dài dây và r là bán kính, khi dây được giả định là hình trụ. Trong

thực tế, biểu thức cũng hữu ích cho việc xấp xỉ những dây không phải hình trụ, khi độ

dài là yếu tố quan trọng nhất, hình dạng mặt cắt ngang chính xác thực sự không quá

quan trọng. Trong một nghiên cứu khác, người ta đã quan sát thấy rằng bỏ qua các ảnh

hưởng như vậy có thể dẫn đến sự dịch chuyển âm xung quanh 1GHz trong tần số dao

động của khung cộng hưởng LC [11].

Thậm chí gây hại hơn nữa là bao quanh diện tích A bởi một vòng dây, như bên



A 

3.19





l pL

oo

0

dưới [18]:

Ngoài độ tự cảm, bao quanh các diện tích bởi các vòng dây, thậm chí một phần các

đoạn uốn cong lớn, có thể dẫn đến ghép tương hỗ các bộ phận khác của mạch. Điều

này có thể được giảm thiểu bởi các cấu trúc bố trí “Manhattan”, ở đó các đường ngang

và dọc được vẽ trong các lớp kim loại khác nhau và các đường thẳng ngược pha chạy

song song nhau trên toàn bộ độ dài của chúng. Khi các độ tự cảm ký sinh không thể

được tách ra nhờ cách bố trí, người ta phải rất cẩn thận để không thực hiện bất kì một

chu kì dòng điện nào.

3.2.4. Điều chỉnh tần số

Nhiều thông số quá trình có một dung sai nhất định, dẫn đến sự khác biệt giữa các

mạch được thiết kế giống nhau. Điều quan trọng nhất của những khác biệt này là sự

biến đổi trong tần số dao động. Trong luận văn, ý tưởng là bù đắp cho những khác biệt

, bằng cách hiệu chuẩn khởi trong sản xuất, được dự kiến sẽ gây ra độ lệch tần số 5%

56

động và thực hiện những điều chỉnh PLL sử dụng một khối điều chỉnh tần số tốt.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Việc điều chỉnh tần số được thực hiện bằng cách sử dụng các điện dung biến đổi

được điều chỉnh bằng kỹ thuật số (các điốt biến dung) theo các mảng lớn, được gọi là

các dãy điốt điện dung. Hiệu chuẩn khởi động được thực hiện bằng cách sử dụng một

dãy điốt điều chỉnh giá trị thô và điều chỉnh vi cấp liên tục được thực hiện sử dụng một

dãy điốt điện dung điều chỉnh giá trị tinh.

Trong hình 3.10, điện dung cực cửa so với điện áp điều khiển được vẽ cho một

NMOST. Điện dung khá ổn định xung quanh 0V và điện áp lớn hơn 1,2V. Điều này có

thể được khai thác bằng cách chuyển đổi điện áp điều khiển bằng kỹ thuật số giữa hai

vùng và chắc chắn rằng dao động AC là rất nhỏ. Bằng cách này điện dung tuyến tính

hơn và ít bị biến đổi (ví dụ, đối với điện áp cung cấp không liên tục).

Về nguyên tắc, mỗi điốt biến dung tương ứng với một bit điều khiển nhị phân, vì

vậy các điốt biến dung tiếp theo khác nhau về điện dung chuyển đổi bởi một cặp nhân

tố. Đối với dãy điốt biến dung điều chỉnh giá trị tinh, chuyển đổi nhị phân hoàn toàn có

thể gây ra sự không đơn điệu về dải điều chỉnh tần số, vì vậy một mã nhiệt kế được sử

dụng cho các bít quan trọng nhất, hạn chế điện dung chuyển mạch tối đa trên mỗi thành

phần tới 8 LSB. Ngoài ra, điện dung của điốt biến dung không tỉ lệ tuyến tính với diện

tích do các hiệu ứng biên. Điều này được thấy rõ ràng khi so sánh hình 3.10 và hình

3.11. Để giảm kích thước của điốt biến dung, số lượng điện dung cố định cũng tăng đối

57

với lượng biến đổi.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

2m điốt biến dung.

Hình 3.10: Đường cong C-V của 1



)nm

Hình 3.11: Đường cong C-V của một điốt biến dung có kích thước tối

58

thiểu (120 60

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

'

'

Đối với bộ dao động Colpitts, cách tự nhiên nhất để bổ sung điốt biến dung được

1C và

2C cũng có thể được chia thành 4 điện

đưa ra trong hình 3.12. Các điện dung

dung, với C3 là một điện dung biến đổi, được minh họa trong hình 3.13. Trong bộ dao

động thực, C4 sẽ thực sự là một tụ điện vi sai của một nửa điện dung quy định.

Hình 3.12: Sơ đồ thể hiện kết nối điốt điện dung

59

Hình 3.13: Sơ đồ thể hiện kết nối điện dung thay thế.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo



2

1

4





C nt C (

)



(3.20)





C in

C nt C 3

1

2

4

 

3 

1 

C C C C C C C C C 3 1 2 4  C C C C C C C C C C 2

4

1

3

2

1

3

2

4

4

Điện dung đầu vào khung cộng hưởng trong trường hợp đó:

Tỉ lệ chia điện dung n tại nút giữa C2 và C4 xác định nhiễu pha [15]. Đối với C3

2

n





(3.21)









' C 1 '  C C 1

' 2

C C 1 C C C C C C C C C C 2 4

3

2

4

4

1

2

3

1

biến thiên, nó không thể được giữ không đổi, như biểu thức được cho bên dưới:

C3 chỉ xuất hiện trong mẫu số, và ảnh hưởng của nó có thể chỉ được giảm thiểu

bằng cách lựa chọn C1 rất lớn, thông thường C4 phải đủ lớn để đạt được tỉ lệ chia là

0,3. Điều này sẽ đặt một giới hạn thấp hơn về sự thay đổi của giới hạn trong C3C4.

Để tránh sự thay đổi n, có thể thay đổi C4, nhưng điều này làm gia tăng các kí sinh

cho mạch, làm giảm nhiễu pha và IRR do những biến đổi về n. Ngoài ra, một số nghiên

cứu cho rằng 0,3 không phải lúc nào cũng là n tối ưu cho cấu hình cầu phương; trên

thực tế, sự tối ưu cho n không được xác định.

Tụ điện vi sai C4 có thể để tiếp đất là tốt nhưng sẽ ảnh hưởng đến tính đối xứng

của dạng sóng của bộ dao động vi sai. Do đó không thích hợp để thực hiện điều chỉnh

với điện dung này (như được biểu diễn trong hình 3.12), khi điện dung điều chỉnh luôn

tiếp đất. Tuy nhiên, khi phương pháp này không chuyển đổi điện trở nối tiếp âm của bộ

dao động thành các giá trị không mong muốn, trong thực tế đó là giải pháp duy nhất.

Cũng có thể kết nối điện dung điều chỉnh với khung cộng hưởng bằng phương

pháp một bộ tụ chéo phụ. Phương pháp này làm cho điện dung điều chỉnh dễ dàng

những dao động điện áp, không có điện dung song song làm giảm dao động. Tức là tụ

điện chéo phải rất nhỏ và dãy điốt điện dung cuối cùng sẽ chiếm khá lớn trong diện tích

60

chíp.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

* Điều chỉnh tuyến tính

Tần số của bộ dao động không tuyến tính với điện dung, nhưng tỉ lệ với nghịch

đảo căn bậc hai của nó. Đối với một biến đổi điện dung tương đối nhỏ  , một xấp xỉ

f





0

1 1    2

2

1  2



0

1 . L C in

1  1

. L C 0





(3.22)

  1 2

1  2

 . 1  

  

1 . L C 0

tuyến tính là hợp lệ, được coi là

Đường cong điều chỉnh không tuyến tính với lệnh điều chỉnh, nhưng sự đơn giản

hóa ở trên được sử dụng để kiểm tra nếu các bước điều chỉnh theo đúng thứ tự về độ

lớn. Lưu ý rằng, kích thước bước sẽ tăng đối với các tần số cao hơn, như sự thay đổi

liên tục về điện dung  sau đó được nhân với tần số khởi đầu lớn hơn.

3.3. Bộ dao động cầu phương đề xuất cho máy thu tín hiệu truyền hình qua

VINASAT-1

3.3.1. Sơ đồ bộ dao động

Sơ đồ bộ dao động cầu phương đề xuất được minh họa trong hình 3.14 và hình 3.15 với các kích thước transistor được ghi kèm. Các lối ra I+, I-, Q+ và Q- được đệm

bằng một bộ đệm được minh họa trong hình 3.16. Sự bổ sung các điốt kỹ thuật số đi

61

kèm không được hiển thị [12].

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 3.14: Sơ đồ mạch Colpitts lấy tín hiệu I từ bộ cộng hưởng .

62

Hình 3.15: Sơ đồ mạch Colpitts lấy tín hiệu Q từ bộ cộng hưởng.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

Hình 3.16: Sơ đồ của nguồn chung 3 tầng không đối xứng/bộ đệm đảo.

3.3.2. Các tham số cơ bản

Mặc dù bộ dao động cặp ghép chéo có thể đạt được FoM cao nhất và bộ dao

động tụ điện chéo có thể đạt được IRR cao nhất, bộ dao động Colpitts được đề xuất, do

hiệu suất IRR hợp lý và khả năng hoạt động ở điện thế cung cấp cao hơn bộ dao động

cặp nối chéo, cho phép hiệu suất nhiễu pha ổn định.

Bảng 3.1: So sánh các cấu trúc liên kết khác nhau của bộ dao động [12].

Theo (3.21) có thể giảm ảnh hưởng của C3 bằng cách lựa chọn C1 rất lớn, C4 phải

63

đủ lớn để đạt được tỉ lệ chia là 0,3. Điện dung của bộ dao động được tính theo công

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

thức (2.21). Kết quả tính toán điện dung của bộ dao động ứng với mỗi kênh truyền

xuống băng Ku của Vinasat-1 với L = 400pH như bảng bên dưới:

arvC (pF)

Kênh Tần số (MHz) C (pF)

K1 10950 1,7605 0,52814

K2 10986 1,7490 0,52469

K3 10990 1,7477 0,52431

K4 11026 1,7363 0,52089

K5 11150 1,6979 0,50937

K6 11186 1,6870 0,50609

K7 11200 1,6828 0,50483

K8 11450 1,6101 0,48302

K9 11451 1,6098 0,48294

K10 11487 1,5997 0,47992

K11 11651 1,5550 0,46650

K12 11887 1,4939 0,44816

Bảng 3.2: Điện dung được tính cho mỗi kênh băng – Ku của Vinasat – 1.

arvC , có thể phân thành 2 dãy: Dãy điều chỉnh giá trị thô bao gồm



m



0.76



m

Để điều chỉnh

các điốt điện dung 0.76 và dãy điều chỉnh giá trị tinh bao gồm các điốt

điện dung 0.14µm×0.14µm, với bước điều chỉnh tối thiểu ước tính là 500kHz. Mỗi dãy

được tạo thành bởi 63 thành phần (tương đương với 6 bít trong một sơ đồ điều khiển

nhị phân), với 7 thành phần của 8LSB, 1 thành phần của 4LSB và 3 thành phần của

1LSB. Do đó, không có thành phần nào lớn hơn 8LSB cần được chuyển mạch, để ngăn

ngừa sự không đơn điệu do không phù hợp. Điện áp đặt vào mỗi điốt biến dung có giá

64

trị thay đổi từ 0V đến 2V. Thay vì quét toàn bộ dải điện áp để chọn ra kênh mong

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

arvC ứng với từng kênh truyền xuống thì đối với mỗi giá trị

arvC ta gán cho một mã nhất định.

muốn tức là chọn ra giá trị

Dạng sóng tín hiệu đầu ra của bộ dao động thể hiện trên hình 3.17 (theo mô

phỏng của Frank Leong [12]).

Hình 3.17: Tín hiệu 4 đầu ra của bộ dao động ở tần số 11.7GHz

* Tổng kết chương

65

Chương 3, tác giả giới thiệu về vệ tinh Vinasat-1, các tham số đặc trưng của vệ tinh, đưa ra các yêu cầu đối với máy thu tín hiệu truyền hình từ Vinasat-1. Trong chương này, tác giả đi sâu phân tích và tính toán tham số cơ bản cho bộ dao động cầu phương, bộ dao động được đề xuất cho máy thu tín hiệu truyền hình vệ tinh qua Vinasat-1: Bộ đệm, điện cảm, điều chỉnh tần số; đưa ra sơ đồ và các tham số tính cho từng kênh truyền xuống băng Ku của Vinasat-1.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

KẾT LUẬN

* Kết quả đạt được của luận văn

Sau khi xem xét nhiều cách tạo ra các tín hiệu dải băng tần cơ sở khác nhau

GHz với tỷ lệ loại bỏ tần

trong máy thu vệ tinh băng Ku, có thể kết luận rằng bộ dao động LC cầu phương dạng



Colpitts được đề xuất có thể hoạt động tốt ở dải tần 10.9 11.9

số ảnh 30dB và nhiễu pha -85dBc/Hz ở 100kHz, là bộ dao động phù hợp cho máy thu

tín hiệu truyền hình từ Vinasat-1.

Với thời gian hạn hẹp luận văn chỉ giới thiệu được tổng quan về hệ thống thu vệ

tinh hiện nay; nghiên cứu các bộ dao động mới (bộ dao động cầu phương): Bộ dao

động cặp ghép chéo, bộ dao động Colpitts và bộ dao động tụ điện nối chéo phù hợp với

hệ thống thu homodyne (chuyển đổi Zero-IF); đề xuất được một bộ dao động phù hợp

với dải tần băng Ku của Vinasat-1 và đưa ra một số thông số tính toán cho bộ dao động

đề xuất. Ngoài ra, tác giả cũng đã có bước đầu thành công trong việc ứng dụng

simulink trong matlab để mô phỏng các linh kiện điện tử.

Nội dung của luận văn có thể có lợi cho việc thiết kế bộ dao động ứng dụng

trong thực tế để từng bước đưa hệ thống thu homodyne vào hoạt động tại Việt Nam.

* Hướng nghiên cứu tiếp theo

Thiết kế bộ dao động cầu phương sử dụng cho hệ thống thu homodyne để đáp ứng nhu cầu thiết thực là một vấn đề hết sức cần thiết hiện nay để truyền hình vệ tinh ngày càng trở nên phổ biến hơn. Theo hướng này, dự kiến của học viên trong tương lai là:

- Tiếp tục nghiên cứu, tính toán, thiết kế đầy đủ cho bộ dao động đã đề xuất. - Cùng nhóm nghiên cứu, thiết kế đầy đủ máy thu tín hiệu truyền hình từ Vinasat-

1.

- Mở rộng tìm hiểu, nghiên cứu về truyền dẫn vô tuyến và ứng dụng trong viễn

66

thông hiện đại, nhất là những ứng dụng ở Việt Nam.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

TÀI LIỆU THAM KHẢO

Tiếng việt

[1]. Lê Xuân Thê (2005), Dụng cụ bán dẫn và vi mạch, NXB giáo dục, Hà Nội.

[2]. Ngạc Văn An, Đặng Hùng, Nguyễn Đăng Lâm, Lê Xuân Thê, Đỗ Trung Kiên

(2006), Vô tuyến điện tử, NXB giáo dục, Hà Nội.

[3]. Nguyễn Phạm Anh Dũng (2007), Thông tin vệ tinh, Trung tâm đào tạo bưu chính

[4]. Vinasat -1: http://vi.wikipedia.org/wiki/Vinasat-1

viễn thông 1, mã số 411TVT360, Hà Nội.

Tiếng anh

[5]. Ahmad Mirzaei et al. (Sep. 2007), The Quadrature LC Oscillator:A Complete

Portrait Based on Injection Locking, IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.42, no.9,

pp.1916– 1932.

[6]. Alan W.L.Ng and Howard C.Luong (Feb. 2006), A 1V 17GHz 5mW Quadrature

CMOS VCO based on Transformer Coupling, ISSCCD ig. Of Tech. Papers, pp.711-

720.

[7]. Ali Hajimiri and Thomas H.Lee (Feb.1998), A General Theory of Phase Noise in

Electrical Oscillators, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.33, no.2, pp.179–194.

[8]. Alper Demir (Sep.2006), Computing Timing Jitter From Phase Noise Spectra for

Oscillators and Phase-Locked Loops With White and 1/f Noise, IEEE Transactions on

Circuits and Systems—I: Regular Papers, vol.53, no.9, pp.1869–1884.

[9]. Behzad Razavi (1998), RF microelectronics, Prentice Hall, Upper Saddle River,

ISBN 0-13-887571-5.

[10]. Domine M.W.Leenaerts et al. (July 2003), A 15-mW Fully Integrated I/Q

Synthesizer for Bluetooth in 0.18-µm CMOS, IEEE Journal of Solid-State Circuits,

67

vol.38, no.7, pp.1155–1162.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý

Luận văn thạc sỹ khoa học Nguyễn Thị Thảo

[11]. Edwin van der Heijden and Cicero S.Vaucher (Mar.2007), Low Phase Noise, Low

Power Ka-Band (18GHz) LC-VCOs in QUBiC4X, NXP Semiconductors Technical

Note NXP-R-TN 2007/00079, NXP Restricted.

[12]. Frank Leong (2007), Design of an oscillator for satellite reception, M.Sc. Thesis,

[13]. Lukman Sharif, Munir Ahmed, and Nauman Sharif (March 2011), Direct

Broadcast Satellite (DBS) Television Systems, International Journal of Research and

Reviews in Wireless Communication, Vol. 1, No. 1.

[14]. Pepijn van de Ven et al. (2001), An optimally coupled 5GHz quadrature LC

oscillator, Symposium on VLSI Circuits Dig. of Tech. Papers, pp.115–118.

[15]. Pietro Andreani et al. (May 2005), A Study of Phase Noise in Colpitts and LC-

Tank CMOS Oscillators, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.40, no.5, pp.1107–

1118.

[16]. Roberto Aparicio and Ali Hajimiri (Dec.2002), A Noise-Shifting Differential

Colpitts VCO, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.37, no.12, pp.1728–1736.

[17]. Sander L.J. Gierkink et al. (July 2003), ALow-Phase-Noise 5-GHz CMOS

Quadrature VCO Using Super harmonic Coupling, IEEE Journal of Solid-State

Circuits, vol.38, no.7, pp.1148–1154.

[18]. Thomas H.Lee (2004), Planar Microwave Engineering, Cambridge University

68

Press, Cambridge, ISBN0-521-83526-7.

Trường ĐH Khoa học Tự nhiên Khoa Vật lý