zunia.vn

Tuyển sinh 2024 dành cho Gen-Z

zunia.vn

» Kỹ Thuật - Công Nghệ

» Điện - Điện tử

Sử dụng giải thuật di truyền để giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới

Chia sẻ: ViAmman2711 ViAmman2711 | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:9

Báo xấu

60
lượt xem 3
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Bài viết này đề xuất một kỹ thuật điều chế với chu kỳ chuyển mạch thay đổi để giảm sóng hài cho nghịch lưu mà không làm tăng tổn hao chuyển mạch dùng giải thuật di truyền. Tính hiệu quả của kỹ thuật đề nghị được khẳng định bằng việc so sánh kết quả với các phương pháp tần số chuyển mạch thay đổi hiện nay

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Sử dụng giải thuật di truyền để giảm sóng hài cho nghịch lưu nối lưới

Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) 16 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh SỬ DỤNG GIẢI THUẬT DI TRUYỀN ĐỂ GIẢM SÓNG HÀI CHO NGHỊCH LƯU NỐI LƯỚI USING A GENETIC ALGORITHM TECHNIQUE TO REDUCE HARMONICS IN GRID-CONNECTED INVERTERS Trần Quang Thọ1, Trương Việt Anh1, Lê Minh Phương2 1 Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. Hồ Chí Minh 2 Trường Đại học Bách Khoa – Đại học Quốc gia Tp. Hồ Chí Minh Ngày tòa soạn nhận bài 29/01/2016, ngày phản biện đánh giá 28/02/2016, ngày chấp nhận đăng 10/03/2016 TÓM TẮT Sự phổ biến của các nguồn điện phân tán (DG) sử dụng năng lượng tái tạo như gió, mặt trời trong hệ thống điện ngày càng tăng. Để hạn chế sóng hài của các DG này, các tiêu chuẩn nối lưới được ban hành ngày càng nghiêm ngặt nhằm ổn định hệ thống điện. Việc tăng tần số chuyển mạch trong nghịch lưu nối lưới của DG để giảm sóng hài là một phương pháp phổ biến nhưng cũng làm tăng tổn hao chuyển mạch (THCM). Bài báo này đề xuất một kỹ thuật điều chế với chu kỳ chuyển mạch thay đổi để giảm sóng hài cho nghịch lưu mà không làm tăng tổn hao chuyển mạch dùng giải thuật di truyền. Tính hiệu quả của kỹ thuật đề nghị được khẳng định bằng việc so sánh kết quả với các phương pháp tần số chuyển mạch thay đổi hiện nay. Từ khóa: nguồn điện phân tán (DG); khử hài lựa chọn (SHE); điều chế độ rộng xung sin (SPWM); tổn hao chuyển mạch; độ méo hài toàn phần (THD); giải thuật di truyền (GA). ABSTRACT The penetration of distributed generation (DG) using renewable energy sources - solar and wind power - into grid systems is rapidly increasing worldwide. To limit harmonics of DGs, the increasingly stringent grid standards are imposed by utility companies to maintain grid stability. Increasing the switching frequency of SPWM in inverters is a popular method used in practice for reducing total harmonic distortion (THD); however, this increases switching losses. This paper proposes an SPWM technique with variable switching cycle for reducing the harmonics but without any increase in switching loss using a genetic algorithm technique. To validate the performance of the proposed technique, the results generated by the proposed technique are compared to those of the existing variable switching frequency methods. Keywords: distributed generation (DG); genetic algorithm (GA); selective harmonic elimination (SHE); sinusoidal pulse-width modulation (SPWM); switching loss; total demand distortion (TDD); total harmonic distortion (THD). 1. GIỚI THIỆU Các DG sử dụng năng lượng tái tạo mạch trong các kỹ thuật SPWM [4-7] được như gió, mặt trời ngày càng nhiều vì tính bền sử dụng rất phổ biến để giảm sóng hài. Nhưng vững và thân thiện với môi trường trong khi điều này lại làm tăng THCM [8] và gây tăng tiềm năng vô cùng lớn. Nhưng nghịch lưu nối nhiệt độ của linh kiện. lưới trong DG lại phát sóng hài đáng kể vào Kỹ thuật SPWM với tần số chuyển hệ thống điện và ảnh hưởng đến chất lượng mạch thay đổi trong [9] để giảm THCM đòi điện năng của hệ thống điện. Nhu cầu giảm hỏi phải có mô hình nhiễu hài chính xác của sóng hài trong nghịch lưu ngày càng tăng để nghịch lưu. Ngoài ra, tính toán phức tạp làm thỏa mãn các tiêu chuẩn nối lưới [1-3] ngày cho đáp ứng động kém và thiếu bền vững. càng nghiêm ngặt. Việc tăng điện cảm bộ lọc Hơn nữa, dãi tần số chuyển mạch cao (16-90 để giảm sóng hài sẽ làm tăng kích thước và kHz) không phù hợp với linh kiện công suất chi phí của thiết bị. Việc tăng tần số chuyển thực tế của nghịch lưu. Kỹ thuật dựa vào độ
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 17 méo dạng nhu cầu (TDD) trong [10] để chọn của nhiễu hài từ đỉnh-đỉnh trong một chu kỳ tần số chuyển mạch. Tuy nhiên, THCM chưa chuyển mạch như (1) theo phương pháp của được xem xét và không có khả năng SHE. [15]. Dạng sóng như hình 2 với Lf là điện cảm Các nghịch lưu đa bậc [11-12] cũng bộ lọc và Ts là chu kỳ sóng mang, m là chỉ số được dùng để giảm sóng hài nhưng đòi hỏi điều chế, và w là tần số góc. nhiều linh kiện, nguồn dc, làm tăng chi phí và= Ts .Vdc ∆I 1 − m. sin (ωt )  .m. sin (ωt ) (1) điều khiển phức tạp. Kỹ thuật điều khiển bão Lf 2 3   hòa trong [13] phụ thuộc vào sai số cảm biến 1 Output current nên không bền vững. 0.5 Fundamental current (pu) 0 Bài báo này đề xuất một kỹ thuật SPWM -0.5 với tần số chuyển mạch thay đổi. Mỗi chu -1 0 0.01 0.02 (a) kỳ sóng mang trong mỗi nửa chu kỳ cơ bản 0.2 (NCKCB) được xác định bằng giải thuật di (pu) 0 truyền (GA) với hàm mục tiêu là sóng hài và -0.2 0 0.01 0.02 ràng buộc THCM không tăng so với phương (b) Time (s) pháp tần số chuyển mạch cố định. Sự can thiệp Hình 2. Dòng điện ngõ ra với m=0.97. (a) sâu vào từng chu kỳ chuyển mạch làm tăng Dòng điện cơ bản và dòng thực; (b) Nhiễu hiệu quả SHE. Việc giảm sóng hài mà không hài dòng điện làm tăng THCM giúp thỏa mãn tiêu chuẩn nối Khi đó, THD và THCM được tính như lưới, giảm kích thước và chi phí bộ lọc. sau: 2. NHIỄU HÀI DÒNG ĐIỆN 1 π ∫ ∆I p2 d (ωt ) Cả THD và THCM đều phụ thuộc vào ∆I π 0 (2) tần số chuyển mạch. Trong kỹ thuật SPWM THD = I 1 = I1 thông thường với tần số chuyển mạch cố định, π sin(ωt ) tần số chuyển mạch càng cao thì THD càng ∆Psw = C1. I1 2 ∫ d (ωt ) (3) π Ts giảm và THCM càng tăng, và ngược lại [14]. 0 Để kiểm tra kỹ thuật đề xuất, một nghịch Trong đó: I1 và DI là hiệu dụng của dòng lưu cầu H 1 pha điều chế đơn cực được sử cơ bản và nhiễu trong mỗi NCKCB tương dụng như hình 1. ứng. Trong trường hợp tần số sóng mang cố Idc định, THCM trong mỗi NCKCB tính như (3) S11 S21 với C1 là hằng số phụ thuộc vào điện áp dc. + Lf Iac Vdc Bảng 1. Tham số hệ thống thí nghiệm - Vi Cf S12 S22 Vac Parameter Symbol Value RL Inductance of filter Lf 4 mH Hình 1. Nghịch lưu cầu H một pha Resistance of Lf Rf 0.3 W Tổn hao trong linh kiện bao gồm THCM, DC voltage value Vdc 150 V tổn hao dẫn và tổn hao khác. Capacitor of filter Cf 1 µF Giả sử rằng tổn hao dẫn và tổn hao Fundamental khác không phụ thuộc tần số chuyển mạch, và f 50 Hz frequency THCM phụ thuộc tuyến tính vào tần số chuyển mạch và dòng điện tức thời cơ bản chảy qua Modulation index m 0.97 nghịch lưu trong mỗi chu kỳ chuyển mạch. Load resistance RL 32 W Dựa vào phương pháp xếp chồng, dòng điện ngõ ra nghịch lưu bao gồm dòng cơ bản Hằng số C1 tính được bằng cách dựa và nhiễu hài dòng điện. Giá trị hiệu dụng (rms) vào phương pháp của [16] với sơ đồ ở hình
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) 18 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 1 và tham số ở bảng 1. Kết quả thu được Mục tiêu của phương pháp đề nghị là C1=1.069x10-4 và THCM bằng 1.48212 W. cực tiểu THD dòng điện trong (5) bằng cách Khi tần số chuyển mạch bằng 5 kHz thì THD thay đổi chu kỳ chuyển mạch trong mỗi thu được bằng 6.14% và có hài riêng lẻ cao NCKCB với ràng buộc ∆ Psw £1.48212. Vì vậy hơn 3% như hình 3 và có thể gây nhiễu âm. hàm mục tiêu sẽ như (6), trong đó ik là dòng điện tức thời và i1k là dòng điện cơ bản tức thời chảy qua nghịch lưu tại thời điểm lấy mẫu tk. Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles 5 t k =π ∑ (i 0 Fitness = k − i1k )2 (6) -5 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 tk =0 Time (s) Fundamental (50Hz) = 4.356 , THD= 6.14% 3.2 Xác định chu kỳ chuyển mạch Mag (% of Fundamental) Giải thuật GA được đề nghị sử dụng để 3 2 xác định từng chu kỳ chuyển mạch của sóng 1 mang trong mỗi NCKCB. Bởi vì GA còn có khả năng SHE bằng cách đưa vào hàm ràng 0 0 1 2 3 4 Frequency (Hz) 5 6 7 8 9 10 4 x 10 buộc hoặc hàm mục tiêu thông qua hệ số phạt. Đối với tần số chuyển mạch cố định 5 kHz chỉ Hình 3. Phổ hài dòng điện với Ts=200 ms có 50 xung tam giác trong mỗi NCKCB với độ rộng bằng nhau và bằng 200 ms. Trong khi 3. PHƯƠNG PHÁP ĐỀ XUẤT phương pháp đề nghị, mỗi chu kỳ của xung 3.1 Hàm mục tiêu tam giác sẽ có độ rộng khác nhau. Số xung Np Dựa vào hình 2 cho thấy rằng nhiễu hài phải được mã hóa như hình 4. Các sóng mang dòng điện thay đổi không đồng đều trong mỗi được mã hóa bằng Np biến với độ rộng x(n) NCKCB khi tần số sóng mang cố định và làm và n=1 đến Np. cho giá trị nhiễu hài hiệu dụng tăng cao đáng n = Np 1 1 1 1 kể trong cả chu kỳ cơ bản. Trong các khoảng sum( x(=n)) ∑ x= ( n) = n =1 2 f 2 50 thời gian dòng điện tức thời cao (đỉnh hình (7) = 0.01 = s 10000 µ s sin) thì THD dòng điện thấp và ngược lại. Đây chính là cơ sở quan trọng để phân bố lại nhiễu 1 Với x(n) ≥ xmin = f (8) hài dòng điện sao cho đồng đều hơn nhằm max cực tiểu hiệu dụng của THD dòng điện trong Trong đó fmax là tần số chuyển mạch tối mỗi chu kỳ cơ bản. Như vậy, giá trị hiệu dụng đa cho phép của linh kiện. của THD dòng điện của nghịch lưu trong mỗi Vcarrier NCKCB có thể giảm được bằng cách thay đổi tần số sóng mang một cách thích hợp. Tần số ... ... 0 0.01 t(s) sóng mang cần phải tăng trong những khoảng x(1) x(2) x(3) . . . . . . x(Np) thời gian có nhiễu hài dòng điện cao để giảm THD dòng điện xuống và giảm trong khoảng Hình 4. Mã hóa chu kỳ sóng mang có nhiễu hài dòng điện thấp để giảm tổn hao chuyển mạch. Để đảm bảo sự hội tụ, các giá trị ban Dựa vào công thức (1) và (2) cho thấy đầu được khởi tạo cùng các biên dưới nhỏ hơn rằng THD dòng điện tỉ lệ tuyến tính với DI đối 1000ms, và biên trên lớn hơn 1000ms so với với một dòng điện hiệu dụng cơ bản cho trước giá trị đầu, số cá thể ban đầu bằng 3000 và số như sau: thế hệ là 100. Kết quả thu được Ts_var là các điểm “*” như hình 6 bằng cách sử dụng công THD ~ ∆I (4) cụ Optimization của MATLAB và nhiễu hài Cho nên: dòng điện như hình 7 cho thấy THD giảm còn t =π 4.72% và phổ trải trong một phạm vi rộng nên THD ~ 1 . ∆I 2pk .t k (5) k ∑ π t =0 không cần bộ lọc nhiễu âm. k
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 19 Begin Bảng 2. Thông số nghịch lưu nối lưới Np=45; Parameter Symbol Value Fmin=1e6; Inductance of filter Lf 4.7 mH Yes Np>75 Resistance of Lf Rf 0.3 W No Inductance of grid Number_of_vars=Np; Lg 0.01 mH Set parameters for GA; No GA; source Call Resistance of Lg Rg 0.01 W Print X & No DC voltage value Vdc 350 V Fmin; Fmin>Fitness Grid source yes Vac 220V End voltage Fmin=Fitness; Mark X; Constant (350 C1 2.49433x10-4 VDC) Np=Np+1; Capacitor of filter Cf 1 µF Hình 5. Lưu đồ giải thuật GA 2 -4 sin P_ref x 10 Result Trigonometric Product1 Initial Function1 Product2 6 wt Switching cycle Ts (s) Vg_max 2 I_ref 5 gain Divide1 I_error 4 cos 3 Product4 Trigonometric Product3 2 Ig Function2 |u| 2 1 -1 sq Q_ref 2 1 gain2 |u| controller sq1 0 10 20 30 40 50 60 I_error I_error s11 Np (pulse) Control_signal S11 4 Hình 6. Kết quả Ts-var thu được Vdc delta_I 3 Carrier S21 s21 Vdc [Vgm] W Carrier Modulation PR current controller (Kp=30&Ki=2000) Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 1 cycles 5 0 Hình 8. Sơ đồ nguyên lý điều khiển -5 Fixed cycle 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 30 Time (s) Voltage/10 (V) Current (A) Fundamental (50Hz) = 4.338 , THD= 4.72% 20 Mag (% of Fundamental) Grid voltage & current 3 10 2 0 -10 1 -20 0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Frequency (Hz) 4 x 10 -30 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 (a) Hình 7. Phổ hài dòng điện (a) 4. NGHỊCH LƯU NỐI LƯỚI 3500 Fixed cycle Active power (W) Hệ thống nghịch lưu nối lưới như hình 3000 Reactive power (Var) 8 với tham số ở bảng 2. Phương pháp TDD 2500 trong [10], phương pháp nhiễu hằng số CR 2000 Power 1500 (Constant ripple) trong [17-18] cũng được 1000 khảo sát trong bài báo này. Hơn nữa, bài báo 500 cũng thực hiện cải tiến phương pháp trải phổ 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 cho điều chế vector không gian trong [19] áp Time (s) dụng cho SPWM (MSANS) để có được cùng (b) một điều kiện cài đặt nhằm thuận tiện cho đánh giá tính hiệu quả. Hình 9. Đáp ứng của dòng, áp và công suất. (a) Dòng và áp; (b) Công suất
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) 20 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Các kết quả mô phỏng của hệ thống MSANS Switching loss (W) 20 nghịch lưu nối lưới của các phương pháp khảo Inst 8.29 8.45 8.67 Aver sát thể hiện trong hình 9-18 và bảng 3. 10 0 Fixed switching frequency 5 kHz 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 (a) Switching loss (W) 15.35 Inst Current THD (%) 20 9.22 Aver 7.68 5 4.12 10 4.41 4.12 4 0 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 (a) 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 15 (b) Current THD (%) Time (s) 10 4.32 2.55 5.33 5 Selected signal: 20 cycles. FFT window (in red): 1 cycles 0 10 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0 (b) -10 Time (s) 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 Time (s) Hình 10. Tần số chuyển mạch cố định Fundamental (50Hz) = 9.658 , THD= 4.41% Mag (% of Fundamental) 1 TDD 0.5 20 Switching loss (W) 8.28 8.45 8.67 Inst Aver 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 10 Frequency (Hz) 4 x 10 0 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 (c) Phổ dòng điện khi 0.2
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 21 20 15 TDD Constant ripple MSANS 15 Switching loss (W) Switching loss (W) Proposed 10 Average loss 10 Average loss 5 TDD Constant ripple 5 MSANS Proposed 0 0 0.19 0.192 0.194 0.0196 0.198 0.2 0.39 0.392 0.394 0.396 0.398 0.4 Time (s) Time (s) Hình 16. Tổn hao chuyển mạch khi Q=0 Hình 18. Tổn hao chuyển mạch khi Q≠0 -4 Switching cycle 7 x 10 TDD 5. NHẬN XÉT 6 Constant ripple 5 Kết quả mô phỏng được khảo sát trong MSANS Proposed 3 trường hợp tương ứng với 3 khoảng thời Cycle (s) 4 3 gian. Trong khoảng thời gian thứ nhất: 0-0.2 2 s, công suất tác dụng bơm vào lưới được cài 1 đặt bằng 3 kW và công suất phản kháng Q=0. 0 0.39 0.392 0.394 0.396 0.398 0.4 Khi đó, với phương pháp tần số chuyển mạch Time (s) cố định 5 kHz như hình 10 cho THD rất thấp bằng 2.55% nhưng THCM lại rất cao bằng Hình 17. Chu kỳ chuyển mạch khi Q≠0 15.35 W. Bảng 3. Tóm tắt tổn hao chuyển mạch và sóng hài của các phương pháp khảo sát. t < 0.2 s 0.2 s < t < 0.3 s 0.3 s < t Switching cycle Switching THD Rate Switching THD Rate Switching THD Rate loss (W) (%) (%) loss (W) (%) (%) loss (W) (%) (%) Constant 15.35 2.55 46.7 7.68 5.33 -10.4 9.22 4.32 6 TDD 8.28 4.79 0 8.45 4.83 0 8.67 4.6 0 Constant 8.29 4.33 9.6 8.25 4.53 6 8.58 4.28 7 ripple MSANS 8.28 4.12 14 8.45 4.41 8.7 8.67 4.12 10.4 Proposed 8.23 3.85 19.6 8.20 4.10 15 8.55 3.82 17 Để giảm THCM xuống 8.28 W ở hình Với phương pháp tần số chuyển mạch cố định 11(a), phương pháp TDD đề nghị giảm tần số thì THCM giảm còn 7.68W nhưng THD bằng chuyển mạch cố định còn 2.7 kHz. Điều này 5.33% vượt quá giới hạn cho phép. Để giảm làm cho THD tăng lên 4.79% nhưng vẫn nhỏ THD xuống còn 4.83%, phương pháp TDD hơn giới hạn cho phép (5%). Trong khi đó, với tăng tần số chuyển mạch lên 5.5 kHz và làm phương pháp CR và MSANS cũng có THCM tăng THCM lên 8.45 W. Để có THCM tương tương đương với phương pháp TDD lại cho đương với phương pháp TDD, phương pháp THD bằng 4.33% và 4.12% ở hình 12(b) và CR và MSANS thu được THD bằng 4.53% và 13(b) tương ứng. Nhưng kết quả ở hình 14(b) 4.41% tương ứng. Trong khi phương pháp đề của phương pháp đề xuất mới cho THD thấp nghị lại cho THD thấp nhất bằng 4.1%. Tuy nhất bằng 3.85%. nhiên, phổ hài dòng điện ở hình 11(c) cho thấy Trong khoảng thời gian thứ hai: 0.2-0.3 biên độ các hài riêng lẻ rất cao. Chính điều s, công suất tác dụng bơm vào lưới được cài này có thể gây ra nhiễu âm trong các thiết bị đặt giảm bằng 1.5 kW (đặc trưng cho nắng thông tin và quân sự nên cần phải có bộ lọc hoặc gió yếu) và công suất phản kháng Q=0. phụ. Hơn nữa, phổ hài ở hình 12(c) và 13(c)
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) 22 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh cho thấy biên độ hài riêng lẻ thấp hơn so với - Sự phân bố không đối xứng của chu TDD. Nhưng phổ hài dòng điện ở hình 14(c) kỳ chuyển mạch tại lân cận đỉnh dòng của phương pháp đề nghị được trải trong một điện trong kỹ thuật đề nghị so với các phạm vi rộng làm cho biên độ các hài riêng lẻ phương pháp khác là một sự khác biệt thấp nhất và không gây nhiễu âm nên không quan trọng. Lý giải cho sự bất đối xứng cần các bộ lọc phụ. này là do sự phi tuyến đáng kể của tín Trong khoảng thời gian thứ ba: 0.3-0.4 hiệu điều chế trong khi chu kỳ của sóng s, công suất kháng 1 kVar được bơm vào lưới tam giác là khá lớn. và công suất tác dụng vẫn giữ nguyên 1.5 kW. - Đối với trường hợp hệ số công suất Khi đó, với phương pháp tần số chuyển mạch cosj
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 23 cosj=1 và cosj
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 35B (3/2016) 24 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh space vector control of Grid-connected inverter,” in Proc. The International Conference on Advanced Power System Automation and Protection., 2011, pp. 1613-1617. [14] R. Seyezhai, B. L. Mathur, “Performance Evaluation of Inverted Sine PWM Technique for an Asymmetric Cascaded Multilevel Inverter,” Journal of Theoretical and Applied Information Technology, pp. 91-98, 2009. [15] Tran Quang Tho, Truong Viet Anh, and Le Minh Phuong, “PWM technique with variable carrier wave frequency to reduce switching loss in grid-connected PV inverter,” Proc. The 2nd International Conference on Green Technology and Sustainable Development, 2014, pp.404-411. [16] Tran Quang Tho, Le Thanh Lam, and Truong Viet Anh, “Reduction of switching loss in grid-connected inverters using a variable switching cycle,” International journal of Electrical Engineering & Technology (IJEET), vol. 6, no. 8, 2015, pp. 63-76. [17] J. Holtz, “Pulse width modulation—a survey,” IEEE Trans. Ind. Electron., 1992, vol. 39, no. 5, pp. 410–420. [18] F. Zare and A. Nami, “A new random current control technique for a single-phase inverter with bipolar and unipolar modulations,” in Proc. IEEE PCC 2007, pp. 149–156. [19] A. C. Binojkumar and G. Narayanan, “Variable Switching Frequency PWM Technique for Induction Motor Drive to Spread Acoustic Noise Spectrum with Reduced Current Ripple,” in Proc. IEEE PEDES 2014, pp. 1-6.

CÓ THỂ BẠN MUỐN DOWNLOAD

LV.15: Bộ Đồ Án Tốt Nghiệp Chuyên Ngành Cơ Khí

65 tài liệu

2428 lượt tải

THÔNG TIN

TRỢ GIÚP

HỖ TRỢ KHÁCH HÀNG

Theo dõi chúng tôi

Chịu trách nhiệm nội dung:

Nguyễn Công Hà - Giám đốc Công ty TNHH TÀI LIỆU TRỰC TUYẾN VI NA

LIÊN HỆ

Địa chỉ: P402, 54A Nơ Trang Long, Phường 14, Q.Bình Thạnh, TP.HCM

Hotline: 093 303 0098

Email: support@tailieu.vn

Giấy phép Mạng Xã Hội số: 670/GP-BTTTT cấp ngày 30/11/2015 Copyright © 2022-2032 TaiLieu.VN. All rights reserved.