Thiết kế điều khiển PI cho bộ biến đổi đa mức cầu H nối tầng kết nối lưới điện từ nguồn năng lượng mặt trời sử dụng thuật toán điều chế SVM

Chia sẻ: _ _ | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:7

Thêm vào BST

Báo xấu

29
lượt xem 5
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Bài viết Thiết kế điều khiển PI cho bộ biến đổi đa mức cầu H nối tầng kết nối lưới điện từ nguồn năng lượng mặt trời sử dụng thuật toán điều chế SVM giới thiệu một hệ thống pin năng lượng mặt trời (PV) kết nối với lưới điện thông qua bộ biến đổi đa mức cầu H nối tầng (CHB). Cấu trúc modul hóa của bộ biến đổi CHB giúp nâng cao hiệu quả và linh hoạt khi sử dụng hệ thống PV.

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Thiết kế điều khiển PI cho bộ biến đổi đa mức cầu H nối tầng kết nối lưới điện từ nguồn năng lượng mặt trời sử dụng thuật toán điều chế SVM

72 Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN PI CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐA MỨC CẦU H NỐI TẦNG KẾT NỐI LƯỚI ĐIỆN TỪ NGUỒN NĂNG LƯỢNG MẶT TRỜI SỬ DỤNG THUẬT TOÁN ĐIỀU CHẾ SVM CONTROL DESIGN PI FOR CHB MULTILEVEL CONVERTER CONNECTING THE GRID FROM SOLAR SOURCE USING SVM MODULATION ALGORITHM Nguyễn Văn Đoài1, Trần Hùng Cường2, Trần Trọng Minh3 1 Trường Đại học Công nghiệp Hà Nội - Đại học Hàng hải Việt Nam; nguyenvandoai@haui.edu.vn 2 Trường Đại học Hồng Đức; tranhungcuong@hdu.edu.vn 3 Trường Đại học Bách khoa Hà Nội; Minh.trantrong@hust.edu.vn Tóm tắt - Bài viết này giới thiệu một hệ thống pin năng lượng mặt Abstract - This article introduces a solar battery system connected to trời (PV) kết nối với lưới điện thông qua bộ biến đổi đa mức cầu H a three-phase alternating current grid through the cascaded H-Bridge nối tầng (CHB). Cấu trúc modul hóa của bộ biến đổi CHB giúp nâng converter (CHB). The modularized structure of CHB converter helps to cao hiệu quả và linh hoạt khi sử dụng hệ thống PV. Để thu được improve the efficiency and flexibility when using the PV system. To hiệu quả biến đổi năng lượng tối đa và giảm tổn thất chuyển mạch reduce valve switching losses and gain energy conversion efficiency, van, bài viết đề xuất thuật toán điều khiển PI kết hợp với phương the paper proposes algorithm to control PI to CHB connecting grid with pháp điều chế SVM với quy luật mở rộng số mức điện áp bất kỳ. SVM modulation algorithm using the law of expanding any number of Đây là phương pháp có nhiều ưu điểm phù hợp khi áp dụng cho voltage levels and the ability to select the optimal valve switching state. CHB, với quy luật hiệu quả cho phép giảm tổn thất chuyển đổi năng This method has many advantages and is very suitable when applied lượng. Thuật toán có thể chọn được trạng thái chuyển mạch van to CHB to reduce losses during energy conversion. The algorithm can tối ưu ở mức điện áp bất kỳ mà không cần liệt kê các trạng thái select the optimal valve switching state with any voltage level and does chuyển mạch van so với các phương pháp điều chế SVM đã sử not need to list valve switching states compared to the previous SVM dụng trước đó. Các kết quả mô phỏng hệ thống CHB 3 mức điện modulation methods. The simulation results of 3-level CHB system áp thực hiện bằng phần mềm matlab-simulink đã chứng minh tính performed by matlab - simulink software have proved the feasibility of khả thi của thuật toán đề xuất. the proposed algorithm. Từ khóa - Bộ biến đổi nối lưới; Hệ thống PV; Bộ biến đổi cầu H nối Key words - Grid-connection inverter; PV power; cascaded CHB tầng; Hệ thống pin năng lượng mặt trời. Converter; photovoltaic power systems. 1. Đặt vấn đề do đó cần phải thiết lập các thuật toán chuyển mạch tối ưu. Hiện nay, việc áp dụng các nguồn năng lượng tái tạo Để làm được việc này, các nhiệm vụ cần được triển khai sạch để thay thế nhiên liệu hóa thạch là rất cần thiết [1]. như: Thực hiện các thuật toán điều chế đảm bảo quá trình Trong số các loại năng lượng tái tạo, năng lượng mặt trời hoạt động của BBĐ được tối ưu về quá trình chuyển mạch là dạng năng lượng có thể sản xuất ở quy mô lớn [2]. Vì cũng như tổn hao năng lượng chuyển đổi, đảm bảo cân vậy, cấu hình PV kết nối lưới luôn được quan tâm đặc biệt bằng điện áp tụ điện trên ba pha khi mất cân bằng về lượng từ các nhà sản xuất với lí do: Nhu cầu điện năng lớn [3], điện sản xuất được từ các tấm PV trong mỗi pha; Đảm bảo [4]; Nguồn năng lượng hóa thạch ngày càng khan hiếm [5]. các thông số đầu ra của BBĐ theo yêu cầu thiết kế như: Để thực hiện chuyển đổi năng lượng với điện áp cao, các Dòng điện, điện áp có dạng sin chuẩn, tổng méo sóng hài bộ biến đổi (BBĐ) đa mức luôn được quan tâm phát triển. của các thông số luôn nằm trong giới hạn cho phép. Mặc dù, có nhiều ưu điểm được cung cấp từ các cấu trúc Gần đây, có nhiều các nghiên cứu điều khiển khác nhau liên kết cổ điển như NPC và FC [6], nhưng BBĐ CHB luôn cho CHB ứng dụng PV nối lưới, bao gồm: PS-PWM; được chú ý đặc biệt, vì đây là một trong những lựa chọn LS-PWM; PS-DPWM [8], [10] ... Mỗi phương pháp điều khả thi để chuyển đổi năng lượng mặt trời ở quy mô lớn chế đều có những ưu điểm và nhược điểm nhất định. Tuy với nhiều ưu điểm vượt trội như: Có số linh kiện ít hơn so nhiên, nhược điểm lớn nhất chính là việc thiết kế điều chế với các BBĐ cùng mức điện áp [7]; Phù hợp cho các ứng khó khăn khi số lượng module của CHB tăng. Để khắc dụng trung thế công suất cao [4]; Có cấu trúc module hóa phục, bài viết này đề xuất thuật toán điều chế SVM với quy và độ tin cậy cao để dễ dàng tăng giảm mức điện áp và thay luật mở rộng số mức bất kỳ kết hợp với lựa chọn trạng thái thế bảo dưỡng [3]; Chất lượng của dạng sóng điện áp đầu dư sẵn có để cân bằng điện áp trên tụ điện mỗi module. ra được cải thiện tốt hơn từ các bậc điện áp [1], [2]; Tồn tại Phương pháp được kết hợp với việc thiết kế các mạch vòng các thuật toán điều chế, điều khiển khác nhau để điều khiển điều khiển PI để điều chỉnh điện áp và dòng điện phía xoay hoạt động của BBĐ. Nhờ những ưu điểm này, đã có nhiều chiều đảm bảo cấp cho lưới. các ứng dụng đã được triển khai cho CHB như: Hệ truyền 2. Cấu trúc và mô hình toán học bộ biến đổi MMC động điện dựa trên CHB 13 mức điện áp 7,2 kV được phát triển bởi Siemens [6]. Bộ bù đồng bộ tĩnh (STATCOM) và Hình 1 là sơ đồ cấu trúc BBĐCHB ba mức, mỗi cầu H hệ thống lưu trữ năng lượng pin dựa trên bộ chuyển đổi gồm 4 van bán dẫn IGBT mắc theo sơ đồ cầu, được cung CHB [5] … Mặc dù, có những ưu điểm như trên, khi số cấp bởi nguồn một chiều độc lập do các tấm PV sinh ra và mức trong CHB tăng, việc điều khiển hoạt động chuyển có thể tạo ra ba cấp điện áp đầu ra là: +VDC,0, -VDC bằng mạch của van luôn khắt khe hơn nhiều so với BBĐ thường, cách đóng mở các cặp van (S1, S2) và (S3, S4) [3].
ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL. 18, NO. 7, 2020 73 N 3. Điều chế SVM cho BBĐ CHB có số mức bất kỳ S3A S1A S3B S1B S3C S1C + Quá trình điều chế SVM cho CHB có thể thực hiện + + được bằng cách điều chỉnh điện áp ra trên tải còn được gọi PV PV PV A _VDC B _VDC C _VDC S4A iA S4B iB S4C S2C iC là điện áp điều chế. Để tạo ra điện áp điều chế trước hết S2A S2B vaN A vBN B vCN C phải xác định không gian các trạng thái hoạt động của RA vA0 RB vB0 RC vC0 vector điện áp trong hệ tọa độ trong hệ tọa độ abc như công LA LB LC thức (7). Khi CHB có N cầu H trong mỗi pha thì số mức vsA vsB vsC điện áp ra sẽ là M = 2N +1. Từ công thức (7), biểu diễn o vector điện áp trên mặt phẳng α ta được: Hình 1. Sơ đồ cấu trúc của bộ biến đổi CHB kết nối lưới điện v  v  jv (10) Phương trình (1) mô tả điện áp phía xoay chiều của Trong đó: v  v A ; v  1  vB  vC  BBĐCHB trên Hình 1: 3 di j vj L Ri j j A, B, C (1) Trong hệ tọa độ gh (7) được mô tả bởi dt  1  1 Giả thiết tải ba pha phía xoay chiều là cân bằng, điện v  vg  2 vh vg  v  3 v  (11) áp trên mỗi pha phía xoay chiều:  , hay  v  3 v v  2 v v A  v AO  v AN  vNO   2 h  h 3   vB  vBO  vBN  vNO (2) v  v  v  v Mối quan hệ giữa các hệ tọa độ thể hiện bởi  C CO CN NO  1 1 2 Điện áp vNO là điện áp ở chế độ thông thường với giá trị vg  v  3 v  vA  3  vB  vC   3  v A  vB   (12) được tính ở công thức (3).  v  2 v  2  v  v   1  h va  vb  vc  B C vNO  3 3 (3) 3 Từ (12) thấy rằng: Suy ra: vA  vB  VDC  k A  kB  ; vB  vC  VDC  kB  kC   di j  vj  L  R.i j  vsj   vNO (4)  2 vg  3 VDC  k A  k B   dt  Từ (4) mối quan hệ giữa dòng điện và điện áp BBĐ mô Do đó:  (13) tả bởi phương trình 5: v  2 V  k  k   h 3 DC B C di j R 1   i j  v j  vNO  vsj  (5) Nếu lấy 2/3VDC là độ dài cơ sở của các vector trạng thái, dt L L kA, kB, kC là các số nguyên thì tọa độ của các vector Mỗi điện áp v A , vB , vC có thể nhận một trong ba mức  k g , kh    k A  k B  ,  k B  kC   là các số nguyên. Khi đó, tọa điện áp VDC *(1, 0,1) và được gọi là các mức trạng thái độ đỉnh các vector sẽ tạo ra các tam giác đều có cạnh là 1. điện áp (state level). Từ đó ta có thể biểu diễn: Mỗi vector có thể ứng với các trạng thái mức khác nhau, gọi là các trạng thái dư. Ứng với mỗi vector trạng thái số v j  VDC .vlj Trong đó: vlj { 1,0,1} (6) tổ hợp các mức trạng thái là: Để tạo ra các tín hiệu điều khiển, điện áp ra trong mô  k AN   k  hình không gian trạng thái trong hệ tọa độ αß được sử dụng kg       k    k BN    k  k g  (14) như phương trình (7).  h  kCN   k  k g  kh  V 2 3  vAN  a  vBN  a 2  vCN  (7) Ở góc phần sáu thứ nhất, những vector nằm trên đường lục giác ngoài cùng có kg + kh = M – 1, chỉ có một giá trị phù v AN  k A .VDC 2 4 hợp là k = (M-1)/2. Ở lục giác tiếp theo bên trong kg + kh = Trong đó:  j j vBN  k B .VDC ; ae 3 ; a2  e 3 M - 2, k có hai giá trị: (M-1)/2-1 và(M-1)/2, nghĩa là mỗi v  k .V vector có hai trạng thái dư. Cứ như vậy đến vector không k  CN C DC sẽ có M giá trị, từ -(M-1)/2 đến (M-1)/2, như vậy vector Với k A , kB , kC   M  1 , , 1, 0,1, , M  1  không sẽ có M trạng thái dư. Từ đây có thể tính toán được  2 2  tất cả các tổ hợp vector trạng thái trong không gian vector. Sử dụng chuyển đổi này, (1) được mô tả như sau: 3.1. Xác định hệ số điều chế từ ba vector gần nhất di ,  Phương pháp điều chế vector gần nhất (NVM) sẽ tạo ra L  Ri ,   v ,  (8) dt vector đầu ra mong muốn nằm trong một tam giác bất kỳ được tổng hợp từ ba vector là đỉnh của của tam giác này, có Trong đó: vαß là các vector điện áp và iαß là vector dòng thể đảm bảo thành phần sóng hài tốt nhất cho dạng sóng điện điện phía xoay chiều của BBĐ. áp ra [6]. Các tam giác con đều có dạng thuộc về một hình
74 Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh thoi đều, có các cạnh song song với trục gh, đỉnh là các các tam giác con trên mặt phẳng vector sẽ tăng lên nhanh vector trạng thái p1, p2, p3, p4, như thể hiện trên Hình 2. chóng. Việc tính toán sẽ trở nên đơn giản hơn nếu sử dụng tính đối xứng của hệ thống vector không gian trong mỗi góc  h phần sáu. Thể hiện trên mặt phẳng vector ba hệ tọa độ góc p3(kg,kh+1) p4(kg+1,kh+1) phần sáu (Z1x, Z1y), (Z2x, Z2y), (Z3x, Z3y), như trên Hình 3. mh Trước hết ta sẽ cần xác định hình chiếu của vector điện T áp ra mong muốn v r  vr , vr   lên hai vector biên của mg p1(kg,kh) p2(kg+1,kh) góc phần sáu bằng phép chiếu các tọa độ ,  lên hệ tọa độ tương ứng Z1, Z2, Z3. Điều này có thể thực hiện với các ma g trận biến đổi hệ tọa M1, M2, M3 như sau: 0   1   1   2  Hình 2. Tổng hợp vector điện áp từ ba vector đỉnh tam giác 1  3  1 3  0 3  (19) M1    ; M2   ; M3   Vector điện áp ra mong muốn cũng được quy chuẩn  2   1   1  theo độ dài với 2/3VDC và được biến đổi tuyến tính sang hệ 0   1   1    3   3  3 trục tọa độ gh theo (15). Tọa độ [g,h]  1  1   vrg   3  vr   vr  (15) Đúng Sai v        M1   Z1x.Z1y < 0  rh  0 2  vr   vr   Đúng Sai   Z1x > 0  3  Sector I Sector IV Trong đó, M 1 là ma trận biến đổi. Gọi mg, mh là các Đúng Sai Z2x.Z2y < 0 phần thập phân ngoài phần nguyên của các tọa độ vrg, vrh tương ứng và được thể hiện như phương trình (16): Đúng Z2x > 0 Sai mg  vrg   vrg   vrg  k g    Đúng Z1x > 0 Sai Sector II Sector V  (16) mh  vrh   vrh   vrh  kh Sector III Sector VI Hình 4. Thuật toán xác định sector lớn Trong đó, k g   vrg  , kh   vrh  chỉ số nguyên nhỏ nhất Thông qua một biến trung gian tmp  v / 3 , các thành * của các giá trị tuyệt đối tương ứng. Trên Hình 2 cho thấy, hai tam giác chứa vector V1, V2 đều có chung tọa độ nguyên phần còn lại có thể được xác định ngay như sau: [kg, kh]. Có thể thấy, đường thẳng mg  mh  1 chia hình thoi  z1x  v  tmp  z2 x  z1x  z1 y  z3 x  z1 y * trên Hình 2 ra làm hai tam giác, trong đó vector V1thuộc  ; ; (20)  z1 y  2tmp  z2 y   z1x  z3 y   z2 x miền mg  mh  1 và vector V2 thuộc miền mg  mh  1 . V1 được tổng hợp từ 3 vector p1, p2, p3 như (17): Sau khi xác định được các tọa độ zij, thuật toán xác định sector thể hiện như trên Hình 4. V1  p1  mg  p 2  p1   mh  p3  p1  (17) 3.3. Xác định các vector trạng thái trong các sector  1  mg  mh  p1  mg p2  mh p3  Xác định các vector trạng thái ở sector I V2 được tổng hợp từ 3 vector p2, p3, p4 như Góc phần sáu thứ I, hệ tọa độ là Z1, từ (13) ta có: V2  p 4  1  mg   p3  p 4   1  mh  p 2  p 4   2 z  vg  VDC  k A  k B  (18)   1x   mg  mh  1 p 4  1  mg  p3  1  mh  p 2 3 (21)  2 z  v  V k  k  Vì các hệ số ứng với các vector đều dương và có tổng   1y h 3 DC B C bằng 1 nên đây sẽ là các hệ số cho quá trình điều chế. (17),  k1x    k A  k B   (18) cũng cho thấy, việc tính toán các hệ số điều chế rất Khi đó: k     (22) đơn giản, thông qua việc tính toán vrg, vrh, tính các phần  1 y    k B  kC   nguyên kg, kh và các phần lẻ mg, mh qua (16). Nếu lấy tọa độ kA = k thì từ (22) sẽ thu được trên hệ tọa 3.2. Xác định vị trí của vectơ v trong sector lớn độ abc tọa độ vector trạng thái sẽ là:  k AN    Z3x Z1y Z2x k  k1x  k    k  k  II II II k    BN   1x  (23) III 0 I Z1x III 0 I Z3y III 0 I  1y   kCN   k  k1x  k1 y  IV VI IV VI IV VI V V V Sao cho: M 1 M 1   k , k  k1x , k  k1x  k1 y  (24) Hình 3. Ba hệ tọa độ không vuông góc tạo nên 2 2 các góc phần sáu (các sector)  Xác định các vector trạng thái ở sector II Khi phát triển số mức M bất kỳ của MMC thì số lượng Góc phần sáu thứ II, hệ tọa độ là Z2, từ (20) ta có:
ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL. 18, NO. 7, 2020 75  2 z  z1x  z1 y  VDC  k A  kB  chu kỳ điều chế, ở nửa còn lại thứ tự thực hiện vector sẽ   2x 3 (25) ngược lại sẽ tối ưu về thành phần sóng hài trên điện áp ra  z  z  2 V k  k  [7]. Phép điều chế này gọi là SVM với các vector tích cực   2y 1x 3 DC B A đặt ở giữa mỗi nửa chu kỳ điều chế. Phương pháp này Khi đó:  k 2 x    k A  kC   (26) tương đương với SPWM bằng cách chêm vào thành phần k      2 y   k B  k A   thứ tự không như sau [8]: Chọn kB = k thỏa mãm điều kiện (24), các tọa độ còn lại max(VA, ref ,VB , ref ,VC , ref )  min(VA, ref ,VB, ref ,VC , ref ) Voff   (37) trong sector II được xác định như (27). 2 Trong đó, VA,ref, VB,ref, VC,ref là các lượng đặt hình sin  k AN   k  k2 y   k2 x      (27) mong muốn, Voff là thành phần thứ tự không được cộng vào  k    k BN    k  các lượng đặt. Các tín hiệu điều chế sẽ có dạng:  2y   kCN   k  k2 x  k2 y  V 'k ,ref  Vk ,ref  Voff , k  A, B, C. (38)  Xác định các vector trạng thái ở sector III Góc phần sáu thứ III, hệ tọa độ là Z3, từ (20) ta có: 1  2  z  z1 y   vB  vC  t  3x 0 3 (28)  1 z  z  2 v  v    3y 2x 3 C A 0 t t0/4 t0/4 t0/4 t0/4  k3 x    k B  kC   1 Khi đó: k     (29)  3 y    kC  k A   t 0 t1/2 t1/2 t1/2 t1/2 1  k AN   k  k3 y  k3 x   k3 x      (30) 0 t  k    k BN    k  t2/2 t2/2 t2/2 t2/2  3y   kCN   k  k3 x  Hình 5. Tín hiệu đầu ra PWM và các thời gian sử dụng vector tích cực và vector không Chọn tọa độ kC = k thỏa mãn điều khiện (24), các tọa độ Tín hiệu ở đầu ra của PWM qua khâu so sánh với điện còn lại trong sector II được xác định như (30). áp răng cưa dạng tam giác trong một chu kỳ điều chế cho  Xác định các vector trạng thái ở sector IV, V, VI trên Hình 5. Việc cộng thêm vào thành phần thứ tự không Sector IV đối xứng với sector I nên: như (38) chính là để mức tín hiệu xác định vector không ở đầu chu kỳ điều chế. Tuy nhiên, ở nghịch lưu đa mức sẽ  k4 x   k B  k A   k     (31) không thể luôn có vector không để sắp xếp các tín hiệu như  4 y    kC  k B   trên Hình 5. Thay vào đó nếu sử dụng điều chế bằng ba vector gần nhất trong mỗi nửa chu kỳ điều chế một vector  k AN   k  k 4 y  k 4 x   k4 x      sẽ được sử dụng như vector không, nghĩa là thời gian dùng Vì vậy:     k BN    k  k 4 y  (32) k vector này chia là hai nửa bằng nhau, chia đều cho đầu nửa  4y   kCN   k  chu kỳ Ts và cuối nửa chu kỳ Ts. Để áp dụng tương tự như Sector V đối xứng với sector II nên: nghịch lưu hai mức cho sơ đồ nhiều mức có thể hình dung vector không gian của nghịch lưu đa mức cũng gồm nhiều  k 5 x    kC  k A   lục giác nhỏ như của sơ đồ hai mức và vector ở tâm của lục k     (33)  5 y   k A  k B   giác nhỏ này đóng vai trò như vector không. Xét trường hợp cụ thể khi vector điện áp chuyển từ tam giác số 2 sang  k AN   k  k5 x  tam giác số 3 như Hình 6.  k5 x  k   k  k  k  Vì vậy:    (34) k  BN   5y 5x  V11 V10 V9  5y   kCN    (-1,1,-1) (0,1,-1) (1,1,-1) k 4 Sector VI đối xứng với sector III nên: V12 V3 (-1,0,-1) V2 (1,1,0) V8  k 6 x    kC  k B   (1-,1,0) (0,1,0) (0,0,-1) (1,0,-1) k     (35)  6 y    k A  kC   1 3 2 (1,1,1) V13 V4 (0,1,1) (0,0,0) V1 V7  k AN    V0 k (-1,1,1) (-1,0,0) (-1,-1,-1) (0,-1,-1) Vì vậy:  6 x    kBN    k  k6 y  k6 x  (1,-1,-1) k (36)      k6 y   kCN   k  k6 y  V14 V5 (-1,-1,0) V6 (1,0,1) V18 (-1,0,1) (0,0,1) (0,-1,0) (1,-1,0) 3.4. Trật tự tối ưu về số lần chuyển mạch Khi điều chế vector không gian cho nghịch lưu hai mức, V15 V16 V17 (1,-1,1) phương pháp điều chế tam giác đối xứng chỉ sử dụng hai (-1,-1,1) (0,-1,1) vector biên và vector không, sao cho thời gian dùng vector Hình 6. Trật tự chuyển mạch tối ưu cho CHB ba pha 3 mức không được chia đều làm hai phần, ở đầu và cuối mỗi nửa Ví dụ tam giác số 2 và số 3 trên đồ thị vector Hình 7
76 Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh thuộc về lục giác nhỏ có tâm là vector V1, tam giác số 4 nối được thực hiện bởi hai mạch vòng tiêu chuẩn gồm mạch thuộc về lục giác có tâm là vector V2. vòng điều khiển dòng điện phía bên trong và mạch vòng Bảng 1. Trật tự chuyển mạch của vector điện áp ở sector 1 điều khiển điện áp phía bên ngoài [8], [9]. Hai mạch vòng này được phối hợp với nhau, trong đó mạch vòng dòng điện Tam giác Trật tự chuyển mạch tối ưu (trong Ts/2) được thiết kế với băng thông đủ rộng để có độ tác động 1 V0-V1-V2-V0 =>(-1,-1,-1)-(0,-1,-1)-(0,0,-1)-(0,0,0) nhanh cao nhất có thể [10]. Quá trình điều khiển được thực 2 V1-V7-V8-V1 =>(0,-1,-1)-(1,-1,-1)-(1,0,-1)-(1,0,0) hiện trong hệ tọa độ dq với việc điều khiển hai thành phần 3 V1-V2-V8-V1 =>(0,-1,-1)-(0,0,-1)-(1,0,-1)-(1,0,0) trục d và trục q độc lập nhau bởi bộ điều khiển PI với yêu 4 V2-V8-V9-V2 =>(0,0,-1)-(1,0,-1)-(1,1,-1)-(1,1,0) cầu triệt tiêu sai lệch tĩnh tác động nhanh, giảm được độ đập mạch của tín hiệu điều khiển mà vẫn đảm bảo dòng Bảng chuyển mạch cho nhóm các tam giác trên thể hiện điện có dạng hình sin mong muốn. Lý thuyết về tính toán, trong Bảng 1. Nếu vector điện áp đầu ra di chuyển qua các thiết kế điều khiển PI đã được trình bày trong [8], [10]. tam giác 2-3-4 thì trật tự chuyển mạch là thực sự tối ưu, từ Phương trình liên hệ giữa điện áp ra và các phần tử của tam giác 2 sang tam giác 3 vector đều bắt đầu và kết thúc CHB được thể hiện như (39). bằng vector V1(0,-1,-1) nên không phát sinh thêm chuyển  diA mạch. Khi chuyển từ tam giác 3 sang 4 phải chuyển từ vA  u A  RAiA  LA dt V1(0,-1,-1) sang vector bắt đầu là V2(0,0,-1) chỉ phát sinh  (39)  diB thêm một chuyển mạch ở pha B (từ -1 về 0). Áp dụng cho vB  uB  RB iB  LB  dt nghịch lưu đa mức nhiều bậc hơn, tất cả các nhóm tam giác  diC có dạng giống như 1, 2, 3, 4 trong Bảng 1 và trên Hình 7 sẽ vC  uC  RC iC  LC dt  có trật tự chuyển mạch giống nhau. Để dễ dàng điều khiển MMC, phương trình (39) được 3.5. Thứ tự chuyển mạch tối ưu và điều chế bằng ba viết lại trên hệ tọa độ quay dq, thông qua phép chuyển vị vector gần nhất tọa PARK như (40). Phần này trình bày phương pháp NVM với khả năng tự xác định các vector cần thiết chỉ từ tọa độ nguyên [kg, kh]. vd _ ref  ud  ( R  sL )id  Ls iq (40)  Như vậy, phương pháp sẽ có thể áp dụng cho các sơ đồ có vq _ ref  uq  ( R  sL )iq  Ls id số mức không hạn chế. Xét trường hợp các vector điện áp ra mong muốn có cùng tọa độ nguyên [kg, kh], như V1, V2 Hệ tọa độ dq quay với tốc độ ωs so với hệ tọa độ cố định trên Hình 2. Trong góc phần sáu thứ nhất, có thể thấy, khi αβ. Góc lệch giữa hệ trục d và trục α là θs = ωst. Từ hệ vector điện áp ra nằm trong tam giác với đỉnh là ba vector phương trình (40), ta có: P1, P2, P3 thì thứ tự chuyển mạch tối ưu sẽ là P 1-P2-P3-P1+,  vd _ ref  ud  Ls iq trong đó vector P1 ở đầu chu kỳ điều chế có tọa độ id  R  sL (41)   k A , kB , kC  thì cuối nửa chu kỳ điều chế phải có tọa độ i  vq _ ref  uq  Ls id  kA  1, kB  1, kC  1 , ký hiệu là P1+.  q R  sL Bảng 2. Thứ tự chuyển mạch khi V thuộc tam giác 1 Khi chuyển các tín hiệu dòng điện, điện áp xoay chiều P1 P2 P3 P1+ sang hệ tọa độ dq thì các tín hiệu trở thành các tín hiệu một [kg, kh] [kg, kh] [kg+1, kh] [kg, kh+1] [kg, kh] chiều cố định ít thay đổi.Cấu trúc tổng thể BBĐ CHB nối kA k k+1 k+1 k+1 lưới với phương pháp điều khiển PI để điều khiển dòng kB k-kg k-kg k-kg+1 k-kg+1 điện và điện áp của CHB trong hệ tọa độ dq được thể hiện kC k-kg-kh k-kg-kh k-kg-kh k-kg-kh+1 D d1=(1-mg-mh)/2 d2=mg d3=mh d4=(1-mg-mh)/2 như Hình 7. Điều này luôn có thể thực hiện được nếu P1 không nằm Lưới điện ở hình lục giác lớn nhất ngoài cùng của không gian vector, iA LAf RAf A PV H- bridge PV H- bridge PV H- bridge nghĩa là P1 có các trạng thái khóa dư. Với vector V2 thứ tự iB LBf RBf B Hệ thống xung điều khiển IGBT chuyển mạch tối ưu sẽ là P2-P3-P4-P2+. Quá trình này iC LCf RCf C được thể hiện chi tiết trong Bảng 2 và Bảng 3. H- H- H- iA,B,C PV bridge PV bridge PV bridge uA,B,C Bảng 3. Thứ tự chuyển mạch khi V thuộc tam giác 2 Bộ biến đổi CHB + P1 P2 P3 P1+ ud id_ref PI + ud_ref _ vd_ref vA [kg,,kh] [kg+1, kh] [kg,kh+1] [kg+1, kh+1] [kg+1, kh] id + _ vB kA k+1 k+1 k+2 k+2 abc/dq iq dq/abc kB k-kg k-kg+1 k-kg+1 k-kg+1 uq + _ + vC iq_ref kC k-kg-kh k-kg-kh k-kg-kh k-kg-kh+1 PI + uq_ref vq_ref D d1=(1-mh)/2 d2=1-mg d3= mg +mh-1 d4=(1-mh)/2 PLL + Điều chế SVM 4. Thiết kế bộ điều khiển PI cho BBĐ CHB nối lưới Hình 7. Cấu trúc hệ thống điều khiển cho bộ biến đổi CHB Thiết kế điều khiển kết nối BBĐ CHB với lưới điện Mạch vòng dòng điện trong Hình 7 sẽ giúp hệ thống nhằm mục đích đảm bảo được quá trình hòa lưới của hệ kiểm soát được dòng điện, triệt tiêu được dao động cộng thống pin mặt trời công suất lớn, đảm bảo việc đẩy công hưởng và bảo vệ được sự cố quá dòng. Khi mạch vòng suất lên lưới điện và hỗ trợ lưới điện cung cấp điện đáp ứng dòng điện được thiết kế tốt thì việc thiết kế mạch vòng nhu cầu phụ tải. Các yêu cầu điều khiển về quá trình kết ngoài điều khiển điện áp cũng trở nên dễ dàng hơn.
ISSN 1859-1531 - TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ - ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG, VOL. 18, NO. 7, 2020 77 5. Mô phỏng và đánh giá kết quả và Hình 12 cho dòng điện và điện áp phía xoay chiều cho Phần này tác giả sẽ trình bày kết quả mô phỏng bằng thấy, chỉ số THD của dòng điện và điện áp lần lượt là phần mềm MATLAB/SIMMULINK cho BBĐ CHB ở 0,03% và 4,26%, các sóng hài bậc cao với biên độ lớn xuất Hình 1 áp dụng thuật toán điều chế và điều khiển đề xuất. hiện ít, điều này chứng minh nhưng ưu điểm khi áp dụng Các thông số mô phỏng được trình bày trong Bảng 4. phương pháp điều khiển PI kết hợp với điều chế SVM đề xuất cho CHB. Kết quả đã chứng minh các mục tiêu điều Bảng 4. Thông số mô phỏng hệ thống. khiển đã đạt được với chỉ số THD thấp, dòng điện, điện áp Thông số Giá trị Thông số Giá trị có dạng sin chuẩn và hoạt động ổn định với biên độ nhỏ. VDC 400V Điện áp trên tải 380V Điện cảm tảiL 4,7 mH Tần số lưới 50Hz 440 Điện trở tải R 0,1 Ω Chu kì trích mẫu Ts 200 µs 430 Điện áp [V] 420 Kết quả mô phỏng điện áp đầu ra vNO được thể hiện như 410 Hình 8. Điện áp xét trên cả ba pha vNO của BBĐ có dạng 7 400 mức, các mức điện áp ổn định, không có hiện tượng quá độ 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Thời gian [s] trong mỗi mức của quá trình làm việc. Hình 13. Điện áp trung bình trên tụ điện các pha A,B,C 600 400 Điện áp [V] 200 iq 0 iq_ref -200 15 -400 10 Dòng điện iq [A] -600 5 0.45 0.48 0.49 0.5 0 Thời gian [s] -5 Hình 8. Điện áp đầu ra trên ba pha BBĐ CHB -10 -15 Hình 9 và Hình 10 là kết quả mô phỏng điện áp và dòng 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Thời gian [s] 0.5 0.6 0.7 điện trên tải phía xoay chiều của BBĐ CHB. Kết quả cho Hình 14. Dòng điện id trong hệ tọa độ dq thấy, dòng điện, điện áp có dạng sin chuẩn, dòng điện đạt sin chuẩn ngay ở chu kỳ đầu tiên với biên độ không đổi và id luôn có giá trị ổn định trong suốt quá trình làm việc. Điện 60 40 id_ref Dòng điện id [A] áp đạt được hình dạng sin chuẩn và ổn định sau thời gian 20 0 0,07s, khi hoạt ổn định không có hiện tượng quá độ xảy ra. -20 -40 400 -60 200 0.5 0.6 0.7 Điện áp [V] 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Thời gian [s] 0 Hình 15. Dòng điện iq trong hệ tọa độ dq -200 -400 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Hình 13 là hình dạng điện áp trung bình trên tụ điện Thời gian [s] các pha A, B, C. Kết quả cho thấy, trong quá trình hoạt Hình 9. Điện áp đầu phía lưới điện xoay chiều động ban đầu của CHB ở giai đoạn từ 0 đến 0,509s điện 60 áp tụ trong quá trình hoạt động chưa ổn định nên có hiện 40 tượng quá độ với giá trị cao nhất là 439V. Khi hoạt động Dòng điện [A] 20 0 ổn định, điện áp tụ luôn dao động quanh giá trị định mức -20 -40 là 400V. Khi thay đổi giá trị định mức của điện áp tụ ở -60 khoảng thời gian 0,2 đến 0,3s. Bộ điều khiển luôn tác 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Thời gian [s] động để tụ điện bám giá trị định mức chỉ trong thời gian Hình 10. Dòng điện phía nối lưới của BBĐ CHB ngắn là 0,015s. Hình 14 và Hình 15 là giá trị dòng điện id và dòng điện iq trong hệ tọa độ dq của BBĐ. Kết quả cho thấy, dòng điện id và dòng điện iq bám sát giá trị n đặt với biên độ dao động nhỏ. Quá trình hoạt động ổn định trong suốt thời gian BBĐ hoạt động. Khi thay đổi giá trị đặt của dòng điện id và dòng điện iq, giá trị thực cũng được đáp ứng nhanh do sự tác động kịp thời của thuật toán điều Hình 11. Kết quả phân tích Fourier điện áp AC nối lưới khiển. Điều này chứng tỏ, thuật toán điều khiển kết hợp với phương pháp điều chế SVM đề xuất là hợp lý và cho kết quả tốt trong các kịch bản thay đổi một số giá trị đặt cũng như chế độ làm việc của BBĐ. 6. Kết luận Bài báo đã thực hiện việc kết nối hệ thống PV với lưới điện thông qua bộ biến đổi đa mức CHB. Quá trình chuyển Hình 12. Kết quả phân tích Fourier dòng điện AC nối lưới đổi được thực hiện bởi phương pháp điều chế SVM với quy Kết quả phân tích tổng độ méo sóng hài trên Hình 11 luật mở rộng số mức không hạn chế cho BBĐ CHB.
78 Nguyễn Văn Đoài, Trần Hùng Cường, Trần Trọng Minh Phương pháp điều chế này giúp quá trình thực hiện mở IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), CA, USA, Mar. 2013 rộng quy luật một cách đơn giản mà vẫn giảm được số trạng [4] Christopher D. Townsend, Yifan Yu, “Cascaded H-BridgeMulti- thái tính toán trong BBĐ. Ngoài ra, quá trình cân bằng điện Level PV Topology for Alleviation of Per-Phase Power Imbalances áp trên các tụ điện DC được thực hiện hiệu quả nhờ tận & Reduction of Second Harmonic Voltage Ripple”. IEEE dụng các trạng thái dư của quá trình điều chế giúp nâng cao Transactions on Power Electronics, 56(6):1894–1905, Jun. 2015. tính hiệu quả và giảm được việc thiết kế điều khiển phức [5] Sebastian Rivera and Bin Wu, Samir Kouro, Hong Wang and Donglai tạp. Đây là một lợi thế quan trọng của phương pháp điều Zhang, “Cascaded H-Bridge Multilevel Converter Topologyand Three-phase Balance Control for Large ScalePhotovoltaic Systems”, khiển đề xuất khi áp dụng cho BBĐ CHB mà các phương 3rd IEEE International Symposium on Power Electronics for pháp khác không có được. Quá trình điều khiển nối lưới Distributed Generation Systems (PEDG) 2012. của hệ thống trong bài viết được thực hiện bằng cách sử [6] M. Coppola, P. Guerriero, F. Di Napoli, A. Dannier, S. Daliento, D. dụng bộ điều khiển PI. Đây là phương pháp điều khiển đơn Iannuzzi, A. Del Pizzo, “Modulation Technique for Grid-Tied PV giản, dễ dàng áp dụng mà cho hiệu quả cao. Các kết quả Multilevel Inverter”, International Symposium on Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion, 2016. hoạt động ổn định khi mô phỏng hệ thống đã chứng minh [7] J. Mei, B. Xiao, K. Shen, L. Tolbert, and J. Y. Zheng, “Modular tính hiệu quả của các phương pháp điều chế và điều khiển multilevel inverter with new modulation method and its application được đề xuất. tophotovoltaic grid-connected generator”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 11, pp. 5063–5073, Nov. 2013. TÀI LIỆU THAM KHẢO [8] H. Koizumi, T. Mizuno, T. Kaito, Y. Noda, N. Goshima, M. Kawasaki, K. Nagasaka and K. Kurokawa, “A Novel Microcontroller for [1] Chih-Lung Shen, Cheng-Tao Tsai, Jye-Chau, Su Yi Chan, “Grid - GridConnected Photovoltaic Systems”, IEEE Transactions on onnection Single-Stage Photovoltaic Inverter System with Double- IndustrialElectronics, vol. 53, Dec. 2006, pp. 1889-1897. LinearApproximation MPPT”, IEEE PEDS 2011, Singapore, 5 - 8 December 2011. [9] Bailu Xiao, Lijun Hang, Jun Mei, Cameron Riley Leon M. Tolbert and Burak Ozpineci, “Modular cascaded H-bridgemultilevel [2] O. Alonso, P. Sanchis, E. Gubia and L. Marroyo. “Cascaded H- PV inverter with distributed MPPT for grid connected Bridge Multilevel Converter for Grid Connected Photovoltai application”, IEEE trans. Ind. application. vol 5, NO.2, pp.1722- Generators with Independent Maximum Power Point Tracking of 1731 March/april 2015. each Solar Array, IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 8, September 6- 8, 2003. [10] E. Villanueva, P. Correa, J. Rodriguez, and M. Pacas, “Control of a single-phase cascaded h-bridge multilevel inverter for grid- [3] Bailu Xiao, Lijun Hang, Jun Mei, Cameron Riley, Leon M. Tolbert, connectedphotovoltaic systems”, Industrial Electronics, IEEE Burak Ozpineci. “Modular Cascaded H-Bridge Multilevel PV Transactions on vol. 56, pp. 4399 –4406, nov. 2009. Inverter with Distributed MPPT for Grid-Connected Applications”. (BBT nhận bài: 16/4/2020, hoàn tất thủ tục phản biện: 03/6/2020