intTypePromotion=1
zunia.vn Tuyển sinh 2024 dành cho Gen-Z zunia.vn zunia.vn
ADSENSE
 » 
 » 

Thiết kế bộ điều khiển cho động cơ tuyến tính đồng bộ kích thích vĩnh cửu ứng dụng phương pháp Backstepping

Chia sẻ: _ _ | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:12

Thêm vào BST
Báo xấu
77
lượt xem 3
download
 
  Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Động cơ tuyến tính có nhiều ưu điểm: Cấu trúc đơn giản, dịch chuyển chính xác với tốc độ cao, giảm ma sát trong truyền động, thời gian đáp ứng nhanh, thời gian sử dụng trung bình kéo dài. Tuy nhiên, do tồn tại tính chất phi tuyến nên việc thiết kế bộ điều khiển cho loại động cơ này còn gặp nhiều khó khăn. Bài báo đề xuất sử dụng đồng thời hai mạch vòng điều chỉnh: Ứng dụng phương pháp Backstepping với mạch vòng dòng điện, bộ điều khiển PI đối với mạch vòng tốc độ của bộ điều khiển.

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Thiết kế bộ điều khiển cho động cơ tuyến tính đồng bộ kích thích vĩnh cửu ứng dụng phương pháp Backstepping

  1. TẠP TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀCHÍ CÔNGKHOA NGHỆHỌC VÀ CÔNG NGHỆ JOURNALNguyễn OF SCIENCE AND và Văn Quyết TECHNOLOGY Hà Duy Thái TRƯỜNG ĐẠI HỌC HÙNG VƯƠNG HUNG VUONG UNIVERSITY Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 Vol. 19, No. 2 (2020): 76-87 Email: tapchikhoahoc@hvu.edu.vn Website: www.hvu.edu.vn THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN CHO ĐỘNG CƠ TUYẾN TÍNH ĐỒNG BỘ KÍCH THÍCH VĨNH CỬU ỨNG DỤNG PHƯƠNG PHÁP BACKSTEPPING Nguyễn Văn Quyết1*, Hà Duy Thái1 1 Khoa Kỹ thuật - Công nghệ, Trường Đại học Hùng Vương, Phú Thọ Ngày nhận bài: 24/3/2020; Ngày chỉnh sửa: 12/5/2020; Ngày duyệt đăng: 17/5/2020 Tóm tắt Đ ộng cơ tuyến tính có nhiều ưu điểm: Cấu trúc đơn giản, dịch chuyển chính xác với tốc độ cao, giảm ma sát trong truyền động, thời gian đáp ứng nhanh, thời gian sử dụng trung bình kéo dài. Tuy nhiên, do tồn tại tính chất phi tuyến nên việc thiết kế bộ điều khiển cho loại động cơ này còn gặp nhiều khó khăn. Bài báo đề xuất sử dụng đồng thời hai mạch vòng điều chỉnh: Ứng dụng phương pháp Backstepping với mạch vòng dòng điện, bộ điều khiển PI đối với mạch vòng tốc độ của bộ điều khiển. Kết quả mô phỏng đặc tính dòng điện, vận tốc, lực điện từ của động cơ đã thể hiện giá trị của bộ điều khiển đề xuất. Từ khóa: Phương pháp Backstepping, điều khiển PID, động cơ tuyến tính. 1. Đặt vấn đề tính còn xuất hiện trong lĩnh vực giao thông Theo [1-3] thì nguyên lý động cơ tuyến vận tải với các đầu máy xe điện, tàu đệm từ tính được Charles Wheatstione đưa ra vào trường tốc độ cao [4-5]. năm 1840. So với giải pháp truyền động cơ Bên cạnh những ưu điểm, động cơ tuyến khí truyền thống sử dụng động cơ quay tròn tính với giá thành cao, tồn tại tính phi tuyến thông qua các cơ cấu trung gian như hộp và hiệu ứng đầu cuối nên việc thiết kế bộ số, đai truyền, trục vít thì giải pháp sử dụng điều khiển còn gặp khó khăn [6]. Đã có khá động cơ tuyến tính có nhiều ưu điểm nổi bật nhiều nghiên cứu về thiết kế bộ điều khiển. như đạt mức dịch chuyển chính xác với tốc Trong [7-8] đề xuất phương án sử dụng bộ độ cao, giảm ma sát trong truyền động, thời điều khiển Backstepping và Backstepping gian đáp ứng nhanh, thời gian sử dụng trung thích nghi dùng để kiểm soát lực đẩy được bình kéo dài [4]. Hiện nay, động cơ tuyến tính tạo ra. Việc không có mạch vòng tốc độ, vị trí là một giải pháp công nghệ mới được ứng dẫn đến tốc độ và vị trí chưa được kiểm soát. dụng nhiều trong sản xuất công nghiệp, đặc Trong [9] xây dựng cấu trúc phản hồi trạng biệt là trong lĩnh vực cơ khí với dịch chuyển thái để kiểm soát vận tốc nhưng không đáp của bàn gá, mũi khoan, các máy CNC, các ứng được ở vùng vận tốc lớn. Bộ điều khiển robot công nghiệp... Ngoài ra, động cơ tuyến trượt, trượt thích nghi kiểm soát vận tốc được 76 *Email: quyettktcn@hvu.edu.vn
  2. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 đưa ra trong [1-2]. Tuy nhiên, phương pháp ξ des = −c1 x − cos(x) lại khá phức tạp với khối lượng tính toán lớn. (3) Trong [10] đã ứng dụng phương pháp điều Trong đó c1 là một hằng số dương. Thay khiển Backstepping và bộ điều khiển PID x vào (1.1a) ta được x = −c1 x − x 3 < 0 . Như mờ trong thiết kế điều khiển. Tuy nhiên, do vậy với x đã chọn, (1.1a) ổn định tiệm cận không có mạch vòng tốc độ nên tốc độ là đại toàn cục. Tuy nhiên, x không phải là tín hiệu lượng không được kiểm soát. điều khiển thực mà chỉ là một biến trạng thái Bài báo đề xuất sử dụng đồng thời hai và được gọi là một điều khiển ảo (virtual mạch vòng: Ứng dụng phương pháp điều control). Bước tiếp theo, ta định nghĩa một khiển Backstepping trong thiết kế bộ điều đại lượng sai số z là hiệu của đại lượng thực khiển dòng điện và phương pháp điều tế và đại lượng mong muốn của biến điều khiển PI trong việc điều khiển tốc độ động khiển ảo x. cơ tuyến tính để nâng cao chất lượng của z= ξ − ξ des (4) bộ điều khiển. x =−c1 x − x 3 + z (5) 2. Phương pháp nghiên cứu z =u + ( c1 − sin x ) x (6) 2.1. Phương pháp thiết kế bộ điều khiển trên =u + ( c1 − sin x ) ( −c1 x − x + z ) 3 cơ sở Backstepping Tiếp tục chọn hàm điều khiển Lyapunov Theo [11], để có hình dung dễ hiểu về Va ( x, z ) . phương pháp Backstepping, ta xét hệ thống 1 Va ( = x, z ) V ( x ) + z 2 được mô tả bởi hệ phương trình: 2 (7) 1 2 1 x + (ξ + c1 x + cos x ) 2  x= cos x − x3 + ξ  =  2 2 ξ = u  (1.1a,b) Lấy vi phân V  ( x, z ) , kết hợp với (2) ta a Mục tiêu điều khiển là đưa x(t) → 0 khi t được: → ∞ với mọi x(0), ξ(0).  ( x, z ) = V −c1 x 2 − x 4 a Ta thấy ngay hệ có điểm cân bằng (ξ,x) = + z  x + u + ( c1 − sin x ) ( −c1 x − x 3 + z )  (8) (0,-1). Nếu coi ξ là tín hiệu điều khiển, với mục đích triệt tiêu thành phần phi tuyến Biểu thức trên cho ta xác định luật điều cos(x) trong phương trình (1.1a), ta chọn khiển cho tín hiệu vào u như sau: 1 hàm Lyapunov V( x) = x 2 . Theo tiêu chuẩn u =−c2 z − x − ( c1 − sin x ) ( −c1 x − x3 + z ) (9) 2 ổn định Lyapunov, ta cần tìm ξ thỏa mãn: Trong đó c2 là hằng số dương. Khi đó, đạo  (x, z) trở thành: hàm của Va V (x) < 0 khi x ≠ 0   = V −c1 x 2 − c2 z 2 − x 4 (10) khi x 0 (2) a =V (x) 0= Ta chọn được: 77
  3. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Nguyễn Văn Quyết và Hà Duy Thái Ta thấy V là hàm xác định dương và đạo  x f ( x ) + g ( x )ξ = a  (11) hàm của nó V < 0 khi x ≠ 0 , nên điểm cân =ξ h( x , ξ ) + u a bằng (0,0) của hệ trên hệ tọa độ (x,z) là ổn Trong đó ( x , ξ )T là vector các biến trạng định tiệm cận toàn cục, do đó điểm cân bằng thái và u là đầu vào điều khiển. Giả thiết hệ (0,-1) trên hệ tọa độ (x, x) cũng thỏa mãn thống con trong (11) là: điều kiện ổn định, và ta đạt được mục tiêu của việc thiết kế bộ điều khiển. =x f ( x ) + g ( x )ξ (12) Từ ví dụ trên, ta đi đến phương pháp Có một luật điều khiển phản hồi Backstepping dạng tổng quát: = ξ α= ( x ), α (0) 0 để làm cho hệ ổn định tiệm cận toàn cục với hàm Lyapunov V1(x) Xét hệ thống có dạng: thỏa mãn: ∂V1 ( x )  f ( x ) + g ( x )α ( x )  ≤ −W ( x ) < 0 ∂x  (13) ∀x ≠ 0 Với giả thiết trên, ta có thể phát biểu như sau: Xét hàm xác định dương, trơn: V ( x , ξ ) = V1 ( x ) + µ [ξ − α ( x ) ] 2 (14) Trong đó m>0. Khi đó, đạo hàm của V ( x , ξ ) : V ( x , ξ ) = ∂V1 x + 2 µ [ξ − α ( x ) ] ξ − ∂α x  (15) ∂x  ∂x     ∂α  ∂V  ≤ −W ( x ) + [ξ − α ( x ) ]  2 µ ξ − x  + 1 g ( x )    ∂x  ∂x    ∂α   =−W ( x ) + [ξ − α ( x ) ]  2 µ  h( x , ξ ) + u − ∂x ( ) f ( x ) + g ( x )ξ  + LgV1      Như vậy, nếu chọn bộ điều khiển thỏa mãn:  ∂α  2 µ  h(x, ξ ) + u − ∂x ( f (x) + g (x)ξ  + LgV1 )   − [ξ − α (x) ] k = 78
  4. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 − [ξ − α (x) ] − LgV1 (x) k u − h(x, ξ ) (16) 2µ ∂α + ∂x ( f (x) + g (x)ξ ) Với k là số nguyên lẻ, ta sẽ có hàm xác định âm: V (x, ξ ) ≤ −W (x) − [ξ − α (x) ] (17) k +1 Đảm bảo cho hệ ổn định toàn cục tại điểm 2.2. Mô hình toán học động cơ tuyến tính cân bằng x = 0. Như vậy, luật điều khiển đã đồng bộ kích thích vĩnh cửu được xây dựng và biểu diễn bằng công thức Theo [5], xuất phát từ phương trình điện rất tường minh. áp, từ thông phía rotor và stator của động cơ, Từ các phân tích ở trên, ta thấy bản chất dùng phép chuyển trục tọa độ, ta thu được hệ của phương pháp là dựa trên hàm điều khiển phương trình vi phân mô tả động cơ tuyến Lyapunov và kỹ thuật Backstepping để thiết tính đồng bộ kích thích vĩnh cửu (ĐCTT kế bộ điều khiển phản hồi trạng thái nhằm ĐB- KTVC) trên hệ tọa độ dq như sau: làm ổn định hệ thống.  disd 1  2π  Lsq 1  dt = − isd +  v isq + usd  Tsd  τ  Lsd Lsd  disq  2π  Lsd 1 1  = − v isd − isq + usq  dt  τ  Lsq Tsq Lsq  (18a,b,c)   2π  ψ p −  τ v  L  sq  dS  =v  dt Lực điện từ và phương trình chuyển động của động cơ được xác định: 3π F = ψ pisq + ( Lsd − Lsq ) isd .isq  2   (19) dv F − Fc = m dt (20) Hệ phương trình trạng thái (18a,b) được biểu diễn dưới dạng ma trận như sau: f di s f f f = A f i s + B f u s + N i s v + Sψ p v dt (21) 79
  5. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Nguyễn Văn Quyết và Hà Duy Thái  1  − T 0  : Ma trận hệ thống A =  f sd  1   0 −  Tsq    1   0  : Ma trận đầu vào Lsd Bf =    1   0 Lsq    2π Lsq   0 τ Lsd  : Ma trận ghép phi tuyến N =  2π Lsd  − 0   τ Lsq   0  S =  2π 1  : Ma trận nhiễu  −  τ Lsq  Hình 1. Mô hình ĐCTT ĐB - KTVC trong không gian trạng thái trên hệ tọa độ dq [5] Phương trình (21) và hình 1 cho thấy tín f qua thành phần Ni s v với yếu tố quyết định hiệu vào của hệ thống không chỉ có vector là ma trận N. điện áp u sf mà còn có cả tốc độ v (chính là tốc độ góc điện ωe ). Như vậy biến trạng thái 2.3. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện dòng điện không chỉ phụ thuộc vào các giá Mục tiêu của phần này là tổng hợp, đưa ra trị điện áp usd, usq mà còn phụ thuộc vào cả các bộ điều khiển dòng điện cho ĐCTT-ĐB tần số điện áp cấp vào động cơ. Tính chất phi KTVC được thiết kế theo phương pháp phi tuyến của động cơ tuyến tính ĐB KTVC thể tuyến Backtepping. hiện ở tích giữa biến trạng thái i sf và biến ωe 80
  6. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 Hình 2. Cấu trúc điều khiển ĐCTT ĐB-KTVC theo phương pháp Backstepping · Tổng hợp bộ điều chỉnh thành phần isd: Chọn hàm điều khiển Lyapunov là: Chọn isd là biến điều khiển, giá trị mong 1 ν 1 = z12 . Lấy đạo hàm theo thời gian, ta có : muốn của nó là isd* được lấy từ bộ điều chỉnh 2 ν1 = z1 z1 . Ta lại có := disd disd* mômen thông qua khâu tính toán giá trị đặt. z1 − . Từ (18a) dt dt Gọi sai lệch tĩnh giữa isd và isd* là: z= 1 isd − isd* ta có : disd 1  2π L 1 − isd +  = v  sq isq + usd dt Tsd  τ  Lsd Lsd (22) Do đó: 1  2π  Lsq 1 disd* z1 = − isd +  v isq + usd − Tsd  τ  Lsd Lsd dt (23) 1 Chọn biến điều khiển là usd , để = ν1 z1 z1 < 0 , thì giá trị của biến điều khiển là : Lsd 1 1  2π  Lsq di* usd = isd −  v isq + sd − k1 z1 Lsd Tsd  τ  Lsd dt (24) Với k1 là hằng số dương. công suất thông qua khâu tính toán giá trị · Tổng hợp bộ điều chỉnh thành phần isq: đặt. Gọi sai lệch giữa isq và giá trị đặt isq* là : z2 = isq - isq*. Chọn isq là biến điều khiển, giá trị mong muốn của nó isq* được lấy từ bộ điều chỉnh 81
  7. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Nguyễn Văn Quyết và Hà Duy Thái 1 2 Chọn hàm điều khiển Lyapunov là : ν 2 = z2 . Lấy đạo hàm theo thời gian, ta có: ν2 = z2 z2 2 disq disq* z2 . Ta lại có: = − (25) dt dt disq  2π  Lsd (26) 1 1  2π  ψ p = − v isd − isq + usq −  v dt  τ  Lsq Tsq Lsq  τ  Lsq Do đó:  2π  ψ p disq *  2π  Lsd (27) 1 1 z2 = − v isd − isq + usq −  v −  τ  Lsq Tsq Lsq  τ  Lsq dt 1 Chọn biến điều khiển là usq , để= ν2 z2 z2 < 0 , thì giá trị của biến điều khiển là: Lsq  2π  ψ p disq * 1  2π  Lsd 1 = usq  v isd + (28) isq +  v + − k2 z2 Lsq  τ  Lsq Tsq  τ  Lsq dt Với k2 là hằng số dương. Hệ có điểm cân bằng : (z1, z2)T = (0,0)T · Tính ổn định của các bộ điều chỉnh dòng Chọn hàm điều khiển Lyapunov: Backstepping: 1 2 1 2 . Lấy đạo hàm của v, ta có: ν = z1 + z2 Với các khâu điều chỉnh (24) và (28), thay 2 2 vào (23) và (27), ta được các phương trình ν = z z  1 1 + z 2z −k1 z12 − k2 z22 ≤ 0 , ta kết luận, 2 = mô tả mô hình dòng của động cơ tuyến tính hệ ổn định tại điểm cân bằng (z1, z2)T=(0,0) ĐB KTVC trên không gian các biến trạng T. Bộ điều khiển đã thiết kế đảm bảo yêu cầu thái mới z1 và z2 như sau: ổn định toàn cục và isd → isd* , isq → isq* .  z1 = −k1 z1   z2 = −k2 z2 2.4. Thiết kế mạch vòng điều khiển vận tốc Từ cấu trúc điều khiển động cơ tuyến Viết lại hệ ở dạng sau : tính, ta thấy rằng từ thông cực từ là hằng d  z1   −k1 0  z1  số (vĩnh cửu), lực điện từ tỷ lệ thuận trực  =   tiếp với thành phần dòng isq. Dòng điện dt  z2   0 −k2  z2  chạy vào dây quấn động cơ có nhiệm vụ 82
  8. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 tạo ra lực điện từ, không có nhiệm vụ tạo phần dòng tạo lực điện từ isq . Tức là cấu từ thông. Do đó khi xây dựng hệ thống trúc mạch vòng điều khiển bên ngoài của điều khiển động cơ tuyến tính ĐB-KTVC động cơ tuyến tính ĐB-KTVC chỉ tồn tại ta sẽ phải điều khiển sao cho vector dòng mạch vòng điều chỉnh vận tốc và không is đứng vuông góc với từ thông cực, vì vậy cần mạch vòng điều chỉnh từ thông. Sơ đồ không có thành phần dòng từ hoá isd (isd khối của mạch vòng điều chỉnh vận tốc luôn đặt bằng không) mà chỉ có thành như sau: Hình 3. Sơ đồ cấu trúc điều khiển tốc độ động cơ tuyến tính Hình 4. Sơ đồ thay thế khi thiết kế bộ điều khiển tốc độ 83
  9. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Nguyễn Văn Quyết và Hà Duy Thái Từ sơ đồ cấu trúc hình 3 và hình 4, áp 3. Kết quả mô phỏng dụng phương pháp tối ưu đối xứng sẽ ta tìm được bộ điều khiển vận tốc: 3.1. Sơ đồ mô phỏng Mô hình mô phỏng được xây dựng trên 2 m 1  1  =Rv 1 +  phần mềm Matlab-Simulink bao gồm các 3 ψ p 4Tsq  8Tsq s  (29) khối: Động cơ tuyến tính, mạch nghịch lưu, các bộ điều khiển. dongdc Iabc To Workspace Ic To Workspace4 Scope3 To Workspace5 vantoc To Workspace1 Group 1 Signal 1 SP Motor i_a motor linear motor current Tm Conv . speed I_abc Scope2 Signal Builder1 linear motor Velocity A Ta Conv. Ic A Ctrl Tem Electromagnetic Force B Tb Mta Ctrl Mtb B AC6 Wm v_dc DC bus voltage C Tc Mtc demux Scope C dienap 220V 60Hz Measures PM Synchronous Motor Drive Force To Workspace2 Udc Group 1 Scope4 Signal 1 To Workspace3 dienap Signal Builder To Workspace6 Hình 5. Sơ đồ mô phỏng toàn hệ thống Hình 6. Sơ đồ bộ điều khiển dòng Backstepping 84
  10. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 Hình 7. Sơ đồ mô phỏng bộ điều khiển vận tốc 3.2. Kết quả mô phỏng ac6_example_04/Signal Builder : Group 1 250 250 Signal 1 van toc thuc van toc dat 200 200 150 150 100 100 50 50 0 0 -50 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 -50 0 0.5 1 1.5 2 Time (sec) Hình 8. Vận tốc đặt và vận tốc thực trong khoảng thời gian từ 0 đến 2 giây Vận tốc đã bám sát giá trị đặt với sai số dưới 1%, bộ điều khiển thực hiện đúng yêu cầu đặt ra. Hình 9. Dòng điện pha động cơ theo Backstepping 85
  11. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Nguyễn Văn Quyết và Hà Duy Thái Kết quả mô phỏng cho thấy trong quá định. Về tần số tăng dần trong quá trình tăng trình tăng tốc do yêu cầu lực điện từ lớn nên tốc và ổn định khi vận tốc ổn định. Khi động biên độ dòng lớn hơn so với khi vận tốc ổn cơ dừng thì dòng bằng 0. Hình 10. Lực điện từ của động cơ Trong giai đoạn tăng tốc yêu cầu lực điện từ điều khiển PI đối với bộ điều khiển vận tốc lớn (5N) lớn hơn lực cản, trong giai đoạn ổn động cơ tuyến tính đồng bộ kích thích vĩnh cửu. Kết quả mô phỏng dòng điện, lực điện định lực điện từ bằng lực cản, trong giai đoạn dv từ, vân tốc của động cơ đã bám theo giá trị giảm tốc > 0 lực điện từ nhỏ hơn lực cản. đặt với sai lệch vận tốc dưới 1%. Đây là sự dt gợi mở cho việc ứng dụng chế tạo bộ điều 4. Kết luận khiển và đưa vào sử dụng trong thực tế ở Bài báo đã trình bày việc ứng dụng các hệ truyền động thẳng yêu cầu độ chính phương pháp Backstepping trong thiết kế xác cao sử dụng động cơ tuyến tính. bộ điều khiển dòng điện, phương pháp Phụ lục 1. Bảng ký hiệu viết tắt Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa isd, isq A Dòng điện phần động trên trục d, q usd, usq V Điện áp trục d, q Lsd, Lsq H Điện cảm trục d, q của phần động S m Quãng đường dịch chuyển của phần động v m/s Vận tốc phần động t m Bước cực của động cơ ψp Wb Từ thông một cực từ m kg Khối lượng phần động F, Fc N Lực điện từ và lực cản của động cơ Lsd L Hằng số thời gian điện từ theo các trục d, q Tsd = Tsq = sq Rs Rs Rs Ω Điện trở cuộn dây phần động 86
  12. TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ Tập 19, Số 2 (2020): 76-87 Tài liệu tham khảo [7] Boucheta A., Bousserhane I. K., Hazzab A., Mazari B. & Fellah M. K. (2009). Backstepping [1] Jacek F. Gieras, Zbigniew J. Piech & Bronislaw control of linear induction motor considering Tomczuk (2016). Linear synchronous motors: end effects. 6th International Multi-Conference transportation and automation systems. CRC on Systems, Signals and Devices, IEEE, 1-6. press. [8] Chin-I Huang & Li-Chen Fu (2007). Adaptive [2] Rolf Hellinger & Peter Mnich (2009). Linear approach to motion controller of linear induction motor-powered transportation: History, present motor with friction compensation. IEEE/ASME status, and future outlook. Proceedings of the transactions on mechatronics, ISSN: 1083- IEEE, ISSN: 0018-9219, 97, 11, 1892-1900. 4435, 12(4), 480-490. [3] Ming-Shyan Wang, Ying-Shieh Kung, Cheng- [9] Gerco Otten, Theo J. A. De Vries, Job Van Yi Chiang & Yi-Ci Wang (2009). Permanent Amerongen, Adrian M. Rankers, Erik W. Gaal magnet linear synchronous motor drive design (1997). Linear motor motion control using a based on slidingmode control and fuzzy learning feedforward controller. IEEE/ASME deadzone estimation. 2009 IEEE International transactions on mechatronics. ISSN: 1083- Conference on Systems, Man and Cybernetics, 4435, 2(3), 179-187. IEEE, 1027-1032. [10] Cao Xuân Tuyển & Nguyễn Thị Hương (2018). [4] Lê Văn Doanh, Đặng Trí Dũng & Trương Minh Áp dụng phương pháp điều khiển Backstepping Tấn (2009). Ứng dụng của động cơ truyền thẳng. và bộ điều khiển PID mờ để điều khiển vị trí Tạp chí Tự động hóa ngày nay, số 102(2/2009). động cơ chạy thẳng (tuyến tính) xoay chiều [5] Đào Phương Nam (2012). Nâng cao chất lượng ba pha kích thích nam châm vĩnh cửu. Tạp chí của các hệ chuyển đông thẳng bằng cách sử Khoa học và Công nghệ Đại học Thái Nguyên, dụng hệ truyền động động cơ tuyến tính. Luận 178(02), 55-60. án Tiến sĩ Kỹ thuật, Trường Đại học Bách khoa [11] Cao Xuân Tuyển (2008).Tổng hợp các thuật toán Hà Nội, Hà Nội. phi tuyến trên cơ sở phương pháp Backstepping [6] Trương Minh Tấn, Nguyễn Thế Công & Lê để điều khiển máy điện dị bộ nguồn kép trong Văn Doanh (2008). Nghiên cứu ảnh hưởng của hệ thống máy phát điện sức gió. Luận án Tiến sĩ hiệu ứng đầu cuối trong động cơ không đồng bộ Kỹ thuật, Trường Đại học Bách Khoa Hà Nội, tuyến tính. Tạp chí Khoa học và Công nghệ các Hà Nội. trường Đại học kỹ thuật, 66, 63 - 67. DESIGNING THE CONTROLLER FOR THE LINEAR MOTOR BY APPLICATION OF THE BACKSTEPPING METHOD Nguyen Van Quyet1, Ha Duy Thai1 1 Faculty of Engineering and Technology, Hung Vuong University, Phu Tho Abstract L inear motors have many advantages: Simple structure, accurate movement at high speed, reduced friction in transmission, fast response time, prolonged use time. However, due to the nonlinear nature, the design of the controller for this type of engine still faces many difficulties. The paper proposes the use of two control loops simultaneously: The application of the Backstepping method with the current loop, the PI controller for the speed loop of the controller. Simulation results of current characteristics, velocity, electromagnetic force of the motor have shown the value of the proposed controller. Keywords: The Backstepping method, PID control, the linear motor. 87
ADSENSE

CÓ THỂ BẠN MUỐN DOWNLOAD

LV.15: Bộ Đồ Án Tốt Nghiệp Chuyên Ngành Cơ Khí
65 tài liệu
2431 lượt tải
THÔNG TIN
TRỢ GIÚP
HỖ TRỢ KHÁCH HÀNG
Theo dõi chúng tôi

Chịu trách nhiệm nội dung:

Nguyễn Công Hà - Giám đốc Công ty TNHH TÀI LIỆU TRỰC TUYẾN VI NA

LIÊN HỆ

Địa chỉ: P402, 54A Nơ Trang Long, Phường 14, Q.Bình Thạnh, TP.HCM

Hotline: 093 303 0098

Email: support@tailieu.vn

Giấy phép Mạng Xã Hội số: 670/GP-BTTTT cấp ngày 30/11/2015 Copyright © 2022-2032 TaiLieu.VN. All rights reserved.

 

Đồng bộ tài khoản
2=>2