Tóm tắt luận án Tiến sĩ Kỹ thuật: Điều khiển thích nghi hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha

Chia sẻ: Gaocaolon6 Gaocaolon6 | Ngày: | Loại File: PDF | Số trang:31

Thêm vào BST

Báo xấu

58
lượt xem 4
download

Download Vui lòng tải xuống để xem tài liệu đầy đủ

Luận án với mục tiêu xây dựng cấu trúc điều khiển và ước lượng tốc độ mới cho điều khiển vector không cảm biến hệ truyền động SPIM dựa trên điều khiển thích nghi, các kỹ thuật điều khiển phi tuyến và điều khiển thông minh. Nhằm nâng cao chất lượng điều khiển của hệ truyền động SPIM, giảm điện áp common mode cho SPIM cũng được phát triển để nâng cao hơn nữa chất lượng hệ thống truyền động.

Chủ đề:

Bình luận(0) Đăng nhập để gửi bình luận!

Lưu

Nội dung Text: Tóm tắt luận án Tiến sĩ Kỹ thuật: Điều khiển thích nghi hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO - BỘ GIAO THÔNG VẬN TẢI TRƯỜNG ĐẠI HỌC GIAO THÔNG VẬN TẢI TP. HỒ CHÍ MINH PHẠM THÚY NGỌC ĐIỀU KHIỂN THÍCH NGHI HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ SÁU PHA Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển và tự động hoá Mã số: 9520216 TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT TP. HỒ CHÍ MINH- 2019
Công trình được hoàn thành tại Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh Người hướng dẫn khoa học 1: PGS.TS. Nguyễn Hữu Khương Người hướng dẫn khoa học 2: TS. Trần Thanh Vũ Phản biện 1:....................................................................................................... Phản biện 2: ...................................................................................................... Phản biện 3: ...................................................................................................... Luận án sẽ được bảo vệ trước Hội đồng chấm luận án cấp trường tại: Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh Có thể tìm hiều luận án tại thư viện: - Thư viện Trường Đại học Giao Thông Vận Tải Thành Phố Hồ Chí Minh
1 MỞ ĐẦU 1. Giới thiệu tổng quan Trong vài thập kỷ qua, để đáp ứng những yêu cầu ngày càng cao trong các hệ thống truyền động điện sử dụng động cơ AC như: cải thiện hiệu suất điều khiển, hiệu quả sử dụng năng lượng, vận hành an toàn, gia tăng khả năng chịu sự cố của hệ thống,…các nhà khoa học đã nghiên cứu để kiểm soát động cơ AC từ nhiều hướng tiếp cận khác nhau. Trong đó, có hai hướng tiếp cận chính thường được tập trung nghiên cứu nhiều nhất đó là: Cách tiếp cận thứ nhất là từ phần cứng như linh kiện bán dẫn, cấu trúc biến tần (biến tần đa bậc) và gia tăng số pha của động cơ (động cơ nhiều pha). Cách tiếp cận thứ hai là phát triển các kỹ thuật điều khiển. Với sự phát triển nhanh chóng của công nghệ vi xử lý và điều khiển kỹ thuật số DSP,…các thiết bị này có tốc độ và khả năng tính toán ngày càng cao đã góp phần quan trọng cho phép các nhà khoa học có thể phát triển những giải thuật điều khiển phức tạp nhưng mang lại chất lượng điều khiển tốt hơn, tin cậy hơn trong các hệ truyền động sử dụng động cơ AC. Trong hướng tiếp cận thứ nhất, động cơ nhiều pha đã được tập trung nghiên cứu và phát triển trong những thập kỷ gần đây do những ưu điểm vượt trội, độ tin cậy cao hơn trên tổng thể toàn bộ hệ thống so với động cơ ba pha truyền thống. Trong số các động cơ nhiều pha đã được tập trung nghiên cứu, động cơ không đồng bộ sáu pha (SPIM) là một trong những loại động cơ nhiều pha phổ biến nhất. Với hướng tiếp cận thứ hai khi nghiên cứu phát triển các kỹ thuật điều khiển hệ truyền động SPIM có một số vấn đề tồn tại: Vấn đề thứ nhất gặp phải liên quan đến dòng không cân bằng giữa hai bộ dây ba pha (vấn đề này cũng đã được giải quyết khá hiệu quả trong [28]). Vấn đề thứ 2 liên quan đến điện áp common mode: Một số giải pháp thực tế sử dụng cuộn kháng lọc dòng common mode mắc nối tiếp ở ngõ ra bộ nghịch lưu hoặc sử dụng mạch phần cứng điều khiển bù điện áp common mode đều gây tốn kém [32-33]. Do đó, các giải pháp đơn giản hơn sử dụng kỹ thuật PWM giảm điện áp common mode và các thành phần sóng hài dòng stator bậc thấp ngày càng được tập trung nghiên cứu. Vấn đề thứ ba liên quan đến lĩnh vực điều khiển chính xác tốc độ trong các hệ SPIM, chất lượng hệ truyền động này phụ thuộc nhiều vào tham số và ghép nối phi tuyến của máy, do đó khó có thể cung cấp chất lượng điều khiển thỏa đáng trong những hệ truyền động yêu cầu chất lượng cao. Đặc biệt, khi điều khiển ở vùng tần số thấp các vấn đề về độ nhạy tham số và ghép nối phi tuyến thể hiện rõ rệt hơn và làm chất lượng hệ truyền động không thể đáp ứng được. Các kỹ thuật điều khiển phi tuyến và điều khiển thông minh được nghiên cứu và phát triển trong thời gian gần đây nhằm khắc phục những vấn đề này. Mặt khác, trong các hệ truyền động SPIM đòi hỏi chất lượng điều khiển cao, việc hạn chế và giảm số lượng cảm biến nhận được sự chú ý rất lớn từ các nhà khoa học trên thế giới trong vài thập kỷ qua [54-62]. Theo dõi và cập nhật các công bố trong
2 lĩnh vực này cho thấy sự tập trung rất lớn các nghiên cứu, sự gia tăng cả về số lượng và chất lượng các công trình được công bố trong lĩnh vực điều khiển không cảm biến cho thấy tính thời sự, hiệu quả và xu hướng thay thế tất yếu cũng như sự phát triển bền vững của các hệ truyền động điều khiển vector không cảm biến tốc độ. Với mong muốn nghiên cứu và đưa ra những giải pháp để cải tiến chất lượng của hệ thống điều khiển tự động trong các hệ truyền động SPIM không cảm biến ở phạm vi vận hành tốc độ thấp_vùng hạn chế trong điều khiển và ước lượng tốc độ để nâng cao ứng dụng thực tế của hệ truyền động sáu pha. Vấn đề điều khiển ổn định, nâng cao chất lượng điều khiển của SPIM bằng cách giữ nguyên các yếu tố phi tuyến để điều khiển chính xác, bám theo các mục tiêu cho trước với sai số cực tiểu là một yêu cầu được đặt ra. Với mục đích này, tác giả đã lựa chọn và nghiên cứu với đề tài: “ Điều khiển thích nghi hệ truyền động Động cơ không đồng bộ sáu pha”. 2. Sự phát triển của các hệ truyền động không cảm biến tốc độ động cơ không đồng bộ sáu pha và những vấn đề còn tồn tại Trong một vài thập kỷ gần đây, sự quan tâm đến các hệ truyền động động cơ cảm ứng nhiều pha gia tăng đáng kể. Để nâng cao chất lượng của điều khiển vector cho các hệ truyền động SPIM, điều khiển PID dần được thay thế bằng các kỹ thuật điều khiển phi tuyến. Tuy nhiên, do cấu trúc ghép nối phi tuyến của SPIM, cũng như sự thay đổi tham số và nhiễu tải bên ngoài luôn tồn tại, việc ứng dụng các phương pháp điều khiển phi tuyến độc lập chưa khắc phục triệt để các hạn chế của hệ truyền động phi tuyến. Vì vậy, việc đòi hỏi một hệ thống điều khiển ổn định, bền vững, luôn duy trì hiệu quả điều khiển mong muốn vẫn là một thách thức lớn và đồng thời nó cũng chính là động lực để các nhà khoa học tiếp tục nghiên cứu các giải pháp cải tiến tối ưu hơn nữa các bộ điều khiển cho các hệ truyền động SPIM. Bên cạnh việc cải thiện và tối ưu các kỹ thuật điều khiển, chúng ta cũng nhận thấy rằng chất lượng, độ tin cậy, bền vững của điều khiển vector hệ SPIM một phần cũng phụ thuộc vào các bộ nhận dạng tham số của máy và thông tin về tốc độ rotor. Trong một vài thập kỷ gần đây việc kiểm soát các hệ truyền động SPIM không sử dụng cảm biến tốc độ gắn trên trục động cơ được tập trung nghiên cứu và phát triển. Các chiến lược này khá thành công trong dải tốc độ cao và trung bình. Tuy nhiên, duy trì chất lượng ước lượng ở dải tốc độ thấp và tốc độ không vẫn là một thách thức lớn.Vì vậy, các nghiên cứu để cải thiện chất lượng của các bộ quan sát tốc độ, đặc biệt trong dải tốc độ thấp nhận được sự quan tâm rất lớn và được tập trung phát triển trong thời gian gần đây. 3. Mục tiêu luận án Xây dựng cấu trúc điều khiển và ước lượng tốc độ mới cho điều khiển vector không cảm biến hệ truyền động SPIM dựa trên điều khiển thích nghi, các
3 kỹ thuật điều khiển phi tuyến và điều khiển thông minh. Nhằm nâng cao chất lượng điều khiển của hệ truyền động SPIM, một giải thuật CBPWM giảm điện áp common mode cho SPIM cũng được phát triển để nâng cao hơn nữa chất lượng hệ thống truyền động. Mục tiêu cụ thể: Để đạt được mục tiêu chính, các mục tiêu cụ thể được đặt ra như sau: - Xây dựng bộ quan sát tốc độ thích nghi cho điều khiển vector không cảm biến hệ truyền động SPIM. Trong đó ứng dụng điều khiển thích nghi, điều khiển thông minh và điều khiển trượt nhằm nâng cao chất lượng điều khiển của hệ truyền động. - Xây dựng cấu trúc điều khiển phi tuyến mới nhằm nâng cao chất lượng điều khiển hệ truyền động SPIM. - Xây dựng kỹ thuật điều chế độ rộng xung giảm điện áp common mode cho SPVSI. - Xây dựng các mô hình mô phỏng và thực hiện các mô phỏng khảo sát cấu trúc điều khiển, quan sát tốc độ và giải thuật giảm common mode mới trên phần mềm Matlab-Simulink. - Đánh giá chất lượng và tính hiệu quả của hệ truyền động SPIM đề xuất. 4. Phạm vi nghiên cứu của luận án - Nghiên cứu mô hình toán của SPIM và hệ truyền động SPIM - Nghiên cứu kỹ thuật điều khiển IFOC cho hệ truyền động SPIM - Nghiên cứu các kỹ thuật không cảm biến dựa vào mô hình tham chiếu dòng - Nghiên cứu và ứng dụng điều khiển thích nghi, điều khiển thông minh, điều khiển mô hình trượt trong nhận dạng, ước lượng tham số SPIM. 5. Cấu trúc của luận án Cấu trúc luận án bao gồm 5 chương. Chương 1, mô hình toán của SPIM, của hệ truyền động SPIM và các kỹ thuật điều khiển, nhận dạng, những vấn đề còn tồn tại được trình bày. Chương 2 trình bày giải thuật giảm điện áp common mode cho SPVSI. Chương 3 giới thiệu cấu trúc điều khiển BS_PCH cho hệ truyền động SPIM. Chương 4, trình bày bộ ước lượng tốc độ thích nghi sử dụng NN và SM. Chương 5, ứng dụng điều khiển vector không cảm biến tốc độ và giải thuật giảm điện áp common mode được đề xuất cho hệ truyền động SPIM trong lĩnh vực giao thông vận tải (hệ thống đẩy trong xe điện).
4 CHƯƠNG 1: MÔ HÌNH TOÁN CỦA SPIM VÀ CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN VECTOR KHÔNG GIAN HỆ TRUYỀN ĐỘNG KHÔNG CẢM BIẾN SPIM 1.1 Mô hình toán của SPIM và hệ truyền động SPIM 1.1.1 Mô hình toán của SPIM Trong luận án này, sử dụng phương pháp đơn giản hóa mô hình dựa trên lý thuyết phân rã không gian vector (VSD) để biến đổi không gian sáu chiều ban đầu của máy điện thành ba không gian con trực giao hai chiều trong khung tham chiếu đứng yên (αβ), (xy) và (z1z2). Chuyển đổi năng lượng điện cơ chỉ diễn ra trong không gian con (αβ). Không gian sáu chiều của SPIM được chuyển thành ba không gian hai chiều trong ba hệ tọa độ cố định (αβ) thông qua ma trận T6:  1 1 3 3  1 - - - 0  2 2 2 2   3 3 1 1  0 - -1  2 2 2 2  1  1 1 3 3  T6 = 1 - - - 0 (1.1) 3 2 2 2 2   3 3 1 1  0 - -1  2 2 2 2  1 1 1 0 0 0   0 0 0 1 1 1  Mô hình động cơ trong mặt phẳng αβ:  Vsα   R s +pLs 0 pL m 0  isα  V    sβ  =  0 R s +pLs 0 pL m   iβ  (1.2)  0   pL m ωr L m R r +pL r ωr L r  i rα        0   -ωr L m pL m -ωr L m R r +pL r  i rβ  Các thành phần dòng điện, điện áp stator trong hệ tham chiếu quay dq của SPIM được tính bằng cách áp dụng ma trận chuyển đổi T2:  cos  δ r  sin  δ r   T2 =   -sin  δ r  cos  δ r   (1.3) 1.1.2 Mô hình toán của hệ truyền động SPIM Hệ thống truyền động bao gồm bộ điều khiển, biến tần nguồn áp sáu pha, nguồn DC và SPIM. Sơ đồ chi tiết của hệ SPVSI được đưa ra trong hình 1.2. Với phương pháp điều khiển FOC, các thành phần từ thông được giả thiết như sau: r=rd; rq=0. Mômen điện từ được biểu diễn trong hệ qui chiếu dq: 3 Lm Te = P ψrdisq (1.4) 2 Lr Các phương trình của hệ SPIM trong một hệ tham chiếu dq được viết như sau:
5  di sd  Ls dt = -ai sd + Ls ωei sq + bR r ψ rd + cu sd   L di sq = -ai + L ω i +b ω ψ + cu   s dt sq s e sd r e rd sq   dω r = 3 P δσLs (ψ rd i sq ) - TL - Bω r (1.5)  dt 2 J J  dψ L 1  rd = m i sd - ψ rd   dt τ r τ r Vd/2 O a A b B c C DC Link Vd Vd/2 + + + + + + Vas VAs Vbs VBs Vcs VCs _ _ _ _ _ _ N1 N2 Hình 1. 1: Sơ đồ tổng quan của một hệ SPIM VSI 1.2 Vấn đề tồn tại trong điều khiển vector của hệ truyền động SPIM truyền thống và hướng nghiên cứu Như đã phân tích, tính hiệu quả của chiến lược FOC truyền thống sử dụng các bộ điều khiển PID bị suy giảm do sự không chắc chắn về tham số của SPIM và nhiễu tải. Các kỹ thuật phi tuyến được nghiên cứu, phát triển và sử dụng trong các chiến lược FOC để thay thế cho điều khiển PID truyền thống. Các kỹ thuật điều khiển không cảm biến cho các hệ truyền động SPIM đã được nghiên cứu và phát triển rộng rãi trong hai thập kỷ qua. Tuy nhiên, chất lượng ước lượng tốc độ ở vùng tốc độ thấp vẫn là một thách thức lớn. Bên cạnh đó, các phương pháp điều chế PWM truyền thống cho biến tần nguồn áp sáu pha sử dụng trong hệ truyền động SPIM thường gây ra xung điện áp common mode cao trong hệ thống. Do đó, hướng nghiên cứu phát triển các giải pháp giảm điện áp common mode là một hướng nghiên cứu khả thi và thu hút được nhiều sự quan tâm của các nhà khoa học trong thời gian gần đây. 1.3 Kết luận Mô hình toán của SPIM được xây dựng dựa trên phân rã không gian vector để phù hợp với các kỹ thuật điều khiển được đề xuất và phát triển trong luận án. Chi tiết về các kỹ thuật điều khiển vector và các phương pháp ước lượng tốc độ và tham số của SPIM, những vấn đề còn tồn tại cũng được trình bày.
6 CHƯƠNG 2: KỸ THUẬT GIẢM ĐIỆN ÁP COMMON MODE CHO BIẾN TẦN NGUỒN ÁP SÁU PHA 2.1 Giới thiệu tổng quan Trong chương này đề xuất một kỹ thuật điều rộng xung sóng mang mới làm giảm điện áp common mode (RCMV) áp dụng cho hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha không đối xứng. Sự giảm áp common mode tức thời, cũng như giảm độ lớn common mode trung bình sẽ thực hiện dễ dàng bởi kỹ thuật PWM sóng mang. Các kết quả nghiên cứu trong phần này đã được tác giả công bố trong các bài báo [6], [7], [15] thuộc Danh mục các công trình nghiên cứu đã công bố. 2.2 Kỹ thuật điều khiển PWM giảm CMV cho BNL 6 pha Sơ đồ Hình 2.1 mô tả nguyên lý thực hiện CBPWM cho BNL 6 pha. Do cấu trúc BNL 6 pha đối xứng với hai điểm trung tính của hai BNL 3 pha cách ly. Điện áp common mode cho hệ BNL 6 pha được xác định theo hệ thức sau:  v +v +v V  v = a0 b0 c0 - d  comI 3 2 (2.1)  v vA0 + v B0 + vC0 Vd comII = -   3 2 Điện áp common mode hệ biến tần có thể tính bằng trị trung bình sau [136]: v + vcomII va0 + vb0 + vc0 + vA0 + vB0 + vC0 Vd vcom = comI = - (2.2) 2 6 2 Vref sa sb sc 2 Vrefa 3 CBPWM GENERATOR I Vrefb Vrefc VrefA sA sB sC 2 e-jπ/6 3 CBPWM GENERATOR II VrefB VrefC Hình 2. 1: Kỹ thuật CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha 2.3 Các kỹ thuật RCMV 4S-CBPWM cho biến tần nguồn áp sáu pha 2.3.1 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với CMV trung bình VcomMid Mọi giá trị hàm common mode thiết lập riêng lẻ VcomI,II đều cho phép giảm common mode. Hàm common mode cho hai BNL I và II, thực hiện điều khiển giảm common mode theo công thức: V V vcomI = vcomMidI = MidI d ; vcomII = vcomMidII = MidII d (2.3) 2 2 Trị trung bình điện áp common mode của BNL 6 pha: V vcom = vcomMid =  MidI+MidII  d (2.4) 4
7 2.3.2 Kỹ thuật 4S-CBPWM với điện áp common mode tối ưu trị trung bình điện áp commen mode VComOpt Ta có thể chọn hàm điện áp common mode tối ưu, cực tiểu về giá trị độ lớn như sau: VcomOpt=Min(Vcom). SPVSI sử dụng kỹ thuật RCMV PWM sử dụng VcomOpt đạt giá trị common mode trung bình cực tiểu. Tìm hàm common mode cho BNL I và II khi hàm VcomOpt =0 có thể thực hiện bằng cách đưa ra tham số k, 0 < k < 1, như sau: vcomI = (1- k) ecomMinI + k e comMaxI (2.5) vcomII = (1- k) ecomMinII + k ecomMaxII Giá trị k được xác định theo điều kiện: ecomMinI + ecomMinII ecomMin k=- =- (2.6) ecomMaxI + ecomMaxII - ecomMinI - ecomMinII ecomMax - ecomMin 2.3.3 Kỹ thuật RCMV POD-CBPWM Kỹ thuật POD CBPWM cho SPVSI có thể định nghĩa như kỹ thuật SIN PD-CBPWM thông thường. Điểm khác biệt là khối CBPWM khi áp dụng cho BNL II sẽ sử dụng sóng mang dịch pha 180 độ so với sóng mang sử dụng cho khối CBPWM của BNL I. 2.4 Kết quả nghiên cứu 2.4.1 Kỹ thuật SIN PD_ CBPWM Kỹ thuật SIN PD_CBPWM sử dụng các sóng mang cùng pha cho BNL I và II. Kết quả mô phỏng Hình 2.10, cho thấy điện áp common mode Vcom thay đổi đến các giá trị đỉnh lớn nhất  Vd/2. 2.4.2 Kỹ thuật SIN POD CBPWM Va phase voltage (V) Va phase voltage (V) 500 500 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Vab line voltage (V) Vab line voltage (V) 500 500 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Stator current (A) Stator current (A) isa isb isc isA isB isC isa isb isc isA isB isC 2 2 0 0 -2 -2 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Stator current (A) Stator current (A) is anpha is anpha 5 5 is beta is beta 0 0 -5 -5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 Time (s) Time (s)
8 10 Stator current (A) 10 Stator current (A) isd isq isq 5 5 0 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 Time (s) Time (s) 500 500 Vcom1 (V) Vcom1 (V) 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) 500 500 Vcom2 (V) Vcom2 (V) 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) 500 500 Vcom (V) Vcom (V) 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Hình 2. 10: Kỹ thuật Sin Hình 2. 11: Kỹ thuật Sin POD PD_CBPWM: Đồ thị điện áp Va, Vab và CBPWM: Đồ thị điện áp Va, Vab và Dòng Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn trên hệ stator sáu pha, dòng biểu diễn trên hệ tọa độ tọa độ αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom Kỹ thuật SIN POD CBPWM sử dụng các sóng mang cho BNL II dịch pha 1800 so với BNL I. Kết quả cho thấy trên Hình 2.11 giá trị điện áp common mode tức thời của kỹ thuật SIN POD_CBPWM giảm trong giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6, mặc dù các điện áp common mode thành phần đạt giá trị đỉnh Vcom(peak)= ± Vd /2. 2.4.3 Kỹ thuật RCMV 4S-PWM với VcomMid Kết quả Hình 2.12 cho thấy, giá trị CMV tức thời của kỹ thuật RCMV 4S- CBPWM giảm trong giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6. Khác với kỹ thuật RCMV POD CBPWM, phương pháp này đồng thời khống chế các điện áp common mode thành phần trong giới hạn Vcom(peak) = ± Vd /6. 2.4.4 Kỹ thuật RCMV4S-CBPWM với VcomOpt Kết quả trên Hình 2.13 cho thấy, giá trị điện áp common mode tức thời của kỹ thuật RCMV 4S-PWM với VcomOpt giảm trong giới hạn vcom (peak) = ±Vd /6 Va phase voltage (V) Va phase voltage (V) 500 500 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Vab line voltage (V) Vab line voltage (V) 500 500 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Stator current (A) Stator current (A) 2 2 0 0 -2 -2 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s)
9 Stator current (A) Stator current (A) is anpha is anpha 5 5 is beta is beta 0 0 -5 -5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 Time (s) Time (s) Stator current (A) 10 Stator current (A) 10 isd isd isq isq 5 5 0 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 Time (s) Time (s) 500 500 Vcom1 (V) Vcom1 (V) 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) 500 500 Vcom2 (V) Vcom2 (V) 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) 500 500 Vcom (V) Vcom (V) 0 0 -500 -500 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 0.51 0.515 0.52 0.525 0.53 0.535 0.54 0.545 0.55 0.555 Time (s) Time (s) Hình 2. 12: Kỹ thuật RCMV4S- Hình 2. 11: Kỹ thuật RCMV4S- CBPWM Vcommid: Đồ thị điện áp Va, Vab CBPWM VcomOpt: Đồ thị điện áp Va, Vab và Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn trên hệ và Dòng stator sáu pha, dòng biểu diễn trên tọa độ αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom hệ tọa độ αβ và dq, điện áp VcomI, VcomII , Vcom 2.5 Kết luận Trong chương này, kỹ thuật điều chế sóng mang mới giảm điện áp common mode được thực hiện điều khiển PWM riêng lẻ điện áp 2 BNL ba pha. Phạm vi kiểm soát thành phần áp common mode trung bình cũng được dẫn giải. Các kỹ thuật CBPWM giảm điện áp common mode trong phạm vi Vd/6. So với những kỹ thuật giảm CMV khác, kỹ thuật mới đề xuất giảm/ triệt tiêu CMV hiệu quả, giải thuật đơn giản, khối lượng tính toán ít, chi phí cho bộ điều khiển thấp, dễ thực hiện và dụng khi mở rộng kỹ thuật PWM cho các bộ biến đổi công suất.
10 CHƯƠNG 3: THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PHI TUYẾN CHO HỆ TRUYỀN ĐỘNG SPIM 3.1 Giới thiệu sơ lược tình hình nghiên cứu Để cải thiện chất lượng của bộ điều khiển, gần đây các phương pháp điều khiển phi tuyến được nghiên cứu phát triển thay thế cho các bộ điều khiển PID truyền thống. Luận án này đề xuất một cấu trúc điều khiển mới trong đó bộ điều khiển BS được ứng dụng trong điều khiển vòng kín tốc độ và từ thông rotor ngoài, điều khiển PCH được đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong để cải thiện chất lượng điều khiển và đảm bảo tính ổn định, độ chính xác và tốc độ đáp ứng của hệ thống truyền động, nâng cao tính bền vững trước sự nhạy cảm của những thay đổi của tham số máy điện, nhiễu tải. Các kết quả nghiên cứu liên quan đến phần này đã được tác giả công bố trong các bài báo [14], [16], [17] thuộc Danh mục các công trình nghiên cứu đã công bố. 3.2 Cấu trúc điều khiển phi tuyến BS_PCH 3.2.1 Điều khiển BS đề xuất cho bộ điều khiển tốc độ và từ thông rotor vòng ngoài Sai số theo dõi được định nghĩa: t t  εω = ω*r - ωr +k ω '   ωr - ωr dt; *       ε ψ = ψ*rd - ψrd +k 'ψ  ψ*rd - ψrd dt (3.1) 0 0 Hàm Lyapunov được chọn là: 1  V ω,ψ  = ε ω2 + ε ψ2 2  (3.2) Để đáp ứng V'
11 Hx = 1 T -1 2 x D x= 1 1 2 2 1 2 Ls 2 x1 + x 2 = Lsisd 2 2 + Lsisq     (3.7) Giả sử hệ thống ổn định xung quanh trạng thái cân bằng mong muốn, hàm năng lượng vòng kín Hd(x) được gán cho hệ thống đạt cực tiểu tại x0. Có thể tìm thấy một điều khiển phản hồi u=α(x), Ma trận: Ra (x), Ja (x) và K (x) thỏa mãn: dH  J d  x  - R d  x  K  x  = -  J a  x  - R a  x  x + g x u (3.8) dx Hệ kín Hamiltonia thỏa mãn điều kiện: dx = J  x  - R  x  dHd  x  sẽ trở thành một dt   dx d d hệ PCH tiêu tán năng lượng. Ta có: dHa K(x)= ; Ha (x)=Hd (x)-H(x) (3.9) dx Với Ha là hàm được thêm vào để hệ thống điều khiển vòng kín dòng đạt trạng thái cân bằng ổn định tại xo. Từ các phương trình trên, điều khiển dòng vòng trong của điều khiển vector FOC được xác định: u* = σ ai* + r i* - i  sd  sd 1 sd sd - J1 i*sq -isq - Ls ωs i*sq - bR r ψrd       (3.10)   u sq = σ aisq + r2 isq - isq + J1 isd -isd + Ls ωs isd + bωr ψrd *  * * * *       3.3 Kết quả nghiên cứu Các khảo sát được thực hiện dựa trên các thử nghiệm trong [45], [47]. BCL DC link SPVSI SPIM Phần Động Lực Nguồn AC 3P ĐKTĐ ĐKD isdq ψr usα * * + * isd + usd - - BS isq* PCH T2 -1 T6 -1 Điều Khiển BS_PCH ( IFOC) ωr * usd usβ * + + - - ωr θe isd isα Eq.(4.4) T2 isβ T6 isq ψ ^ rd ωsl ωe isq* Eq.(3.8) + + ʃ ωr Hình 3. 1: Điều khiển BS_PCH cho hệ truyền động SPIM Trường hợp 1: Khảo sát chất lượng ở chế độ quá độ được thực hiện. So sánh với kết quả thu được khi sử dụng điều khiển PI, có thể thấy rằng chất lượng điều khiển ở chế độ quá độ của hệ truyền động SPIM được cải thiện đáng kể khi sử dụng bộ điều khiển BS -PCH. 1000 Reference 1000 Reference 1000 Measured (PI) 0.102 Speed (rpm) Measured (PI) Speed (rpm) Speed (rpm) 500 Measured (BS-PCH) 0.168s 500 Measured (BS-PCH) 0 1002 1000 500 0 998 0.135s -500 996 994 Reference -500 0.1025s 992 Measured (PI) -1000 0.292 0.294 0 Measured (BS-PCH) -1000 0 0.5 1 1.5 2 0 0.1 0.2 0.3 1 1.2 1.4 Time (s) Time (s) Time (s)
12 Stator current isa (A) TL 5 isa (PI) 20 Te (PI) isa (BS-PCH) Torque (Nm) Te (BS-PCH) 10 0 0 -10 -5 0 0.5 1 1.5 2 0 0.5 1 1.5 2 Time (s) Time (s) Stator current isdq (A) 5 Rotor Flux (Wb) 1 0 isq (PI) Phi rd (PI) isq (BS-PCH) 0.5 Phi rd (BS-PCH) isd (PI) -5 isd (BS-PCH) 0 0.5 1 1.5 2 0 0 0.5 1 1.5 2 Time (s) Time (s) Hình 3. 2: Đáp ứng tốc độ, mô men trong quá trình đảo chiều Bảng 3.1 Các thông số chất lượng điều khiển với tải định mức Giải thuật ĐK BS_PCH PI Thời gian khởi động (s) 0.102 0.168 Thời gian đạt giá trị xác lập (s) 0.103 0.176 Thời gian đảo chiều (s) 0.1025 0.135 Sai số xác lập (Vòng/phút) 0.1 6 Trường hợp 2: Khảo sát hệ truyền động SPIM khi tốc độ động cơ và mô men tải thay đổi. Các kết qủa mô phỏng cho thấy không có sự dao động tốc độ và dòng, giá trị được điều khiển hội tụ rất nhanh với bám theo sát giá trị tham chiếu trong suốt thời gian khảo sát (Hình 3.3; Hình 3.4). Thời gian hội tụ tốc độ được cải thiện đáng kể so với bộ điều khiển được đề xuất trong [47]. Rotor Flux (Wb) 1 Speed (rad/s) 1000 Speed (rad/s) 1000 Phi rd 0.5 500 Phi rq 500 0 0 0.1 0.2 Reference 0 Measured 0 0 2 4 6 8 10 0 2 4 6 8 10 Time (s) Time (s) TL Reference Current isq (A) 5 Torque (Nm) 10 Te Actual 0 0 -10 -5 0 2 4 6 8 10 0 2 4 6 8 10 Time (s) Time (s) 500 Reference Current isa (A) Actual 2 Vcom (V) 0 0 -2 0 2 4 6 8 10 -500 0.5 0.502 0.504 0.506 0.508 0.51 Time (s) Time (s) Hình 3. 3: Các đáp ứng trong trường hợp không tải 6 1500 4 Speed (rad/s) Current isq (A) 1000 1000 2 0 500 0 0.1 0.2 0 Reference isq Actual -2 isd 0 0 2 4 6 8 10 0 2 4 6 8 10 Time (s) Time (s) TL Current isa (A) 10 Te 2 Torque (Nm) 0 0 2 -2 0 -10 -2 -4 8 8.05 0 2 4 6 8 10 0 2 4 6 8 10 Time (s) Time (s)
13 500 1 Rotor Flux (Wb) Vcom (V) Phi rq Phi rd 0 0.5 0 -500 8.5 8.502 8.504 8.506 8.508 8.51 0 2 4 6 8 10 Time (s) Time (s) Hình 3. 4: Các đáp ứng trong trường hợp tải định mức Để kiểm chứng và xác nhận rõ ràng hơn tính bền vững của bộ điều khiển BS_PCH trước nhiễu tải, một khảo sát khác được thực hiện với cả hai bộ điều khiển PI và BS -PCH cho điều khiển vector hệ truyền động SPIM. 1500 1400 Reference 1000 PI Speed (rpm) Speed (rpm) Speed (rpm) BS-PCH 1200 1000 500 1000 Reference 500 Reference PI 800 PI BS-PCH 0 BS-PCH 0 0.05 0.1 0.15 1.5 1.55 1.6 0 Time (s) Time (s) 0 0.5 1 1.5 2 Time (s) 30 1420 TL 1400 Torque (Nm) 20 Te (PI) Speed (rpm) Speed (rpm) Te (BS-PCH) 1400 10 1200 0 1380 Reference Reference PI 1000 PI -10 BS-PCH BS-PCH 1360 0 0.5 1 1.5 2 1 1.05 1.1 0.5 0.55 0.6 Time (s) Time (s) Time (s) Stator current isa (A) 5 isa (PI) Rotor Flux (Wb) isa (BS-PCH) 1 0 0.5 Phi rd (PI) Phi rd (BS-PCH) -5 0 0 0.5 1 1.5 2 0 0.5 1 1.5 2 Time (s) Time (s) Hình 3. 5: Đáp ứng tốc độ, mô men trong trường hợp có nhiễu tải của bộ điều khiển PI và BS_PCH. Bảng 3.2 Các thông số chất lượng điều khiển với tải định mức Giải thuật ĐK BS_PCH PI Thời gian tăng tốc (s) (0 đến 1000 vòng/phút) 0.085 0.101 Thời gian xác lập (s) 0.087 0.125 Thời gian giảm tốc (s) (0 đến 1000 vòng/phút) 0.535 0.554 Thời gian xác lập (s) 0.538 0.581 Sụt tốc khi đóng tải định mức (Vòng/phút) 4.5 22 Thời gian đóng tải định mức (s) 0.005 0.025 Thời gian xác lập khi đóng tải định mức (s) 0.005 0.088 Sai số xác lập (Vòng/phút) 0.1 6 Trường hợp 3: Trường hợp 3 được thực hiện dựa theo khảo sát trong [45] và được biểu diễn trong Hình 3.6a. Kết quả mô phỏng cho thấy hệ truyền động SPIM bộ điều khiển sử dụng BS_PCH cho đáp ứng động rất tốt, thời gian khởi động nhanh hơn, vọt lố thấp hơn và khả năng bám theo tốc độ tham chiếu tốt hơn so với bộ điều khiển trong [45]. Trường hợp 4: Khảo sát giá trị điện trở của rotor tăng 3 lần so với giá trị danh định như trong [45] và được biểu diễn trong Hình 3.6b. Bộ BS_PCH hoạt động hiệu quả, tốc độ thực hội tụ rất nhanh với tốc độ tham chiếu, sai số dõi theo chính xác khi đóng tải và gần như không bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi Rr.
14 80 80 Speed (rad/s) 60 60 Speed (rad/s) 40 40 20 20 0 Reference Reference Measured 0 Measured 0 2 4 6 8 0 2 4 6 8 Time (s) Time (s) TL TL Te Torque (Nm) Te Torque (Nm) 10 10 0 0 -10 -10 0 2 4 6 8 0 2 4 6 8 Time (s) Time (s) isd isd 6 6 isq isq Current isdq (A) Current isdq (A) 4 4 2 2 0 0 -2 -2 0 2 4 6 8 0 2 4 6 8 Time (s) Time (s) a. b. Hình 3. 6: Điều khiển BSC_PSH a. Rr danh định; b. Rr=3Rr danh định 3.5 Kết luận Trong chương này, tác giả đã đề xuất một cấu trúc mới kết hợp giữa kỹ thuật điều khiển BS và PCH cho điều khiển vector của hệ truyền động SPIM. Giải thuật RCMV_4S_CBPWM VcomMid giảm điện áp common mode cho SPVSI cũng được áp dụng khi khảo sát hệ truyền động đề xuất này. Điều khiển BS-PCH được đề xuất để cải thiện và nâng cao chất lượng của bộ điều khiển, đảm bảo: Tính ổn định, theo dõi tham chiếu tốc độ chính xác và tốc độ đáp ứng của hệ thống truyền động, tính bền vững trước sự nhạy cảm của những thay đổi không biết trước của các tham số hệ thống, nhiễu và các yếu tố phi tuyến.
15 CHƯƠNG 4: THIẾT KẾ BỘ QUAN SÁT TỐC ĐỘ THÍCH NGHI CHO HỆ TRUYỀN ĐỘNG SPIM KHÔNG CẢM BIẾN TỐC ĐỘ 4.1 Giới thiệu sơ lược tình hình nghiên cứu Các bộ quan sát tốc độ dựa trên MRAS đã được áp dụng thành công ở khu vực tốc độ trung bình và cao. Tuy nhiên, hoạt động tốc độ thấp và bằng không vẫn là một thách thức lớn.... Trong luận án này tác giả đề xuất một bộ quan sát tốc độ dựa trên mô hình tham chiếu dòng stator (SC_MRAS) cải tiến nhằm nâng cao hơn nữa chất lượng của bộ quan sát tốc độ và của hệ truyền động, đặc biệt trong phạm vi tốc độ thấp và gần không. Các kết quả nghiên cứu liên quan đã được tác giả công bố trong các bài báo [1-5], [8-14] thuộc Danh mục các công trình nghiên cứu đã công bố. 4.2 Bộ quan sát tốc độ NN SM_SC_MRAS Từ mô hình điện áp VM và mô hình dòng CM, biến đổi lại ta có: x =  Ax  x  + Bx  u  (4.1) X k = e A x Ts X  k-1 + e A x Ts - I  A -1x Bx u s  k-1 (4.2) Phương trình toán mô tả NN sử dụng Euler cải tiến được biểu diễn như sau: ˆisα  k  = w1isα  k-1 + w 2 u sα  k-1 + w 3 ψ ˆ rd  k-1 + w 4 ψ ˆ rq  k-1    + w 5 sα  i k-2  6 sα   7 rd  k-2  - w 8 ψˆ rq  k-2  - w u k-2 - w ˆ ψ  ˆisβ  k  = w1isβ  k-1 + w 2 u sβ  k-1 + w 3 ψˆ rq  k-1 - w 4 ψ ˆ rd  k-1    + w 5isβ  k-2  - w 6 u sβ  k-2  -w 7 ψ ˆ rq  k-2  +w 8 ψ ˆ rd  k-2  (4.3) Trong đó: 3Ts Rs 3Ts L2m 3T 3T L 3T L 3T R TL2m T TLm TL w1 =1- - ; w 2 = s ; w3 = s m ; w 4 = s m ωˆ r ;w5 = s s + ; w6 = s ; w7 = ; w8 = s m ωˆ r 2σLs 2στr Lr Ls 2σLs 2στr Lr Ls 2σLr Ls 2σLs 2στr Lr Ls 2σLs 2στr Lr Ls 2σLr Ls Dựa vào phương trình trên ta có thể xây dựng được một NN. Trong đó, các trọng số w1, w2, w3, w5, w6, w7 được tính offline, trong khi w4, w8 được cập nhật online. us is SPIM (MHTC) ^r Z-1 Z-1 ω NN w1 Giải thuật LS w2 w1 ^ w3 w2 i s ^ i sα Z-1 w4 Z-1 w3 w5 w 4 ^ w5 isβ w6 w6 w7 w7 w8 w8 (MHTN) Z-1 ^ ω r ^ ψ SM r Nhận dạng từ thông Z-1 ^ Rs Ước lượng Rs Z-1 Hình 4. 1: Bộ quan sát tốc độ SMNN_ SC_ MRAS Sắp xếp lại ta có phương trình ma trận của mô hình thích nghi thu được ở chế độ dự báo như sau:
16 ˆ r  k-1 = B Aω (4.4) 4.2.1 Giải thuật ước lượng tốc độ Trên cơ sở (4. 4), giải thuật LS thu được bằng cách cực tiểu hàm năng lượng:  Ax-b T  Ax-b  EX = (4. 5) 1- ξ + ξx T x Có thể tìm lời giải cho bài toán tìm cực trị (4.14) bằng thuật toán suy giảm độ dốc (gradient descent): ˆ r  k+1 =ω ω ˆ r  k  - βγ  k  a  k  + ξ βγ 2  k  ω ˆ r  k  (4.6)   4.2.2 Nhận dạng từ thông rotor và ước lượng điện trở 4.2.2.1 Nhận dạng từ thông rotor Từ các giá trị đo lường đầu vào u, đầu ra y, bộ nhận dạng từ thông rotor được địng nghĩa bởi cấu trúc như sau: ˆ r )zˆ + G(u,ω zˆ = F(ω ˆ r ,z) ˆ + ΛIs (4.7) Trong đó: Ʌ là ma trận hệ số và Is là vector được định nghĩa: Is = sat(s1 ) sat(s 2 ) T (4.8) Từ phương trình mô hình dòng, giải thuật ước lượng từ thông rotor dựa trên SM được định nghĩa:  L  1 ψˆ rd =  m  isα -   ψ ˆ rd - ω ˆ rψ ˆ rq + Λ ψ Is  τ  r   τr   (4.9) ψ  Lm  1 ˆ ˆ ˆ ˆ  rq =  τ  isβ -  τ  ψ rq + ωr ψ rd + Λ ψ Is   r   r Để v’
17 Kết quả khảo sát trong Hình 4.3, Hình 4.4 cho thấy chất lượng của bộ điều khiển và quan sát trong các trường hợp này rất tốt. Từ thông rotor và tốc độ ước lượng bám theo các giá trị thực tế khá chính xác cả ở tham chiếu tốc độ dạng nấc và đường dốc tam giác. 1.5 1 Hình 0.5 4. 2: Hệ truyền động SPIM phương pháp FOC sử dụng bộ điều khiển BS_PCH 0 -0.5 0.8 1 1.2 và bộ quan sát NNSM_SC_MRAS 1.5 1.5 6 1 6 1 0.5 0.5 Speed (rad/s) Speed (rad/s) 0 4 0 4 -0.5 0.8 1 1.2 -0.5 2 0.8 1 1.2 2 1.5 2.3 2.4 2.5 1 1.9 1.2 0.5 0 0 0 2 2 Reference -0.5 0.8 1 1.2 9.1 Reference -2 2.1 Measured -2 5.2 4.2 3.2 Measured 2.3 2.4 2.5 Estimated 1.2 Estimated -4 1.9 -4 2 0 2 4 6 0 2 4 6 2 Time (s) 5.2 Time 4.2 9.1 3.2 (s) a. Bộ quan sát NNSM_SC_MRAS b. Bộ quan sát BPN_NN_SC_MRAS 2.1 Hình 4. 3: Đáp ứng tốc độ và từ thông của SPIM ở tốc độ tham chiếu dạng nấc 20 Reference Stator current (A) 16 is anpha real is anpha ets is beta real is beta est Speed (rad/s) 15 14 Measured 5 13 0.7 0.8 Estimation 0 0 -20 -5 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 3.2 3.4 3.6 3.8 4 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 Time (s) Time (s) Speed error (rad/s) 3 Rotor flux (Wb) 10 PhirD Real 2 PhirD Est 0 1 PhirQ Real PhirQ Est 0 -10 -1 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 Time (s) Time (s) 5 Stator current (A) 1 Rotor flux (Wb) Phird real 0 Phird est isq Real 0.5 Phirq real isq Est Phirq est isd Real 0 -5 isd Ets 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 2 2.5 3 3.5 4 Time (s) Time (s) Hình 4. 2: Đáp ứng tốc độ của SPIM ở tốc độ tham chiếu dạng tam giác đảo chiều Time (s) Trường hợp 2: Khảo sát chất lượng động của hệ truyền động SPIM
18 Từ kết quả mô phỏng trong Hình 4.4 cho thấy, các đáp ứng tốc độ và từ thông rất tốt, tốc độ thực bám sát tốc độ tham chiếu. 100 Reference Reference M easured M easured 10 Est imat ed Speed (rad/s) Speed (rad/s) Est imat ion 50 0 0 -50 -10 -100 0 0.5 1 1.5 2 0 1 2 3 Time (s) Time (s) 4 Stator curren (A) Stator curren (A) 2 2 0 0 -2 -2 -4 0 0.5 1 1.5 2 0 1 2 3 Time (s) Time (s) isq Real 5 Stator current (A) Stator current (A) 4 isq Est isd Real 2 isd Est 0 isq Real isq Est 0 isd Real -5 isd Est -2 0 0.5 1 1.5 2 0 1 2 3 Time (s) Time (s) 1 1 Rotor flux (Wb) Phird Real Rotor flux (Wb) Phirq Real Phird Est Phirq Est 0.5 Phirq Real 0.5 Phirs Read Phirq Est Phirq Est 0 0 0 0.5 1 1.5 2 0 1 2 3 Time (s) Time (s) (a) Đảo chiều tốc độ thấp, (b) Đảo chiều tốc độ cao Hình 4. 3: Đáp ứng tốc độ và từ thông rotor Hình 4.5, Hình 4.6 và Hình 4.7 cho thấy tính hiệu quả của chiến lược điều khiển và quan sát mới được đề xuất trong quá trình đảo chiều. Reference Reference 100 0.197s Measured 100 Measured 0.1s Speed (rad/s) Speed (rad/s) Estimated Estimated 0 0 -100 -100 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 Time (s) Time (s) 10 10 Error (rad/s) Error (rad/s) 0 0 -10 -10 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 Time (s) Time (s) a. b. Hình 4. 4: Đáp ứng tốc độ, mô men tốc độ cao a. Bộ quan sát sử dụng BPN_NN_SC_MRAS; b. Bộ quan sát sử dụng OLS_NNSM_SC_MRAS Reference 0.052s Reference 50 0.101s Measured 50 Measured (rad/s)(rad/s) Speed (rad/s) Estimated Estimated 0 10 0 ErrorSpeed 0 -50 -50 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 -10 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 Time (s) Time Time (s) (s) 10 10 Error (rad/s) Error (rad/s) 0 0 -10 -10 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 Time (s) Time (s) a. 10 b. Error (rad/s) 0 Hình 4. 5: Đáp ứng tốc độ, mô men tốc độ trung bình -10 a. Bộ quan0.9 sát sử dụng 1 BPN_NN_SC_MRAS; 1.1 Time (s) 1.2 1.3 1.4 b. Bộ quan sát sử dụng OLS_NNSM_SC_MRAS